图1 SWISS整流器拓扑
Fig.1 The topology of SWISS rectifier
摘要 SWISS整流器是一种三相降压型单位功率因数整流器，适用于新能源汽车充电桩以及航空电源等场景。为了解决工程应用中SWISS整流器的控制过程较为复杂的问题，该文提出一种易于工程实现的考虑相位补偿和降低输入电流谐波的控制方法，只需要单个比例积分（PI）控制器用于电压外环，单个控制周期内的输入平均电流直接跟踪三相输入电流指令，避免了SWISS整流器直流输出电感电流波动对控制环路产生的干扰。另外，该控制方法还考虑了滤波电容造成的网侧功率因数降低的问题。基于4 kW的实验样机展开的不同功率等级的稳态实验和动态实验结果表明，该文所提的控制方法比传统的双PI控制（CDPIC）方法具有更高的网侧功率因数和更低的输入电流谐波，从而证明了所提控制方法的有效性和实用性。
关键词：SWISS整流器 相位补偿 输入电流谐波抑制 单位功率因数校正 传统双PI控制
随着传统能源的逐渐枯竭和地缘政治的变化对能源安全的冲击，电力在清洁能源体系中的重要性日益凸显[1]。新能源电动汽车是电力能源行业发展最迅速的领域之一，其快速增长推动了对高效充电基础设施的需求[2]，特别是大功率交直流转换电源模块。这对整流器技术的研究与应用提出了更高要求。当前，新能源充电桩正朝着更大功率和更优控制性能的方向发展[3]。然而，传统二极管整流电路由于设计局限，导致严重的谐波污染，影响电网质量和稳定性。为解决此问题，带有功率因数校正（Power Factor Correction, PFC）功能的三相大功率整流器被提出，它不仅实现了高效能量转换，还显著地改善了输入电流质量。J. W. Kolar教授等于2012年提出的SWISS整流器拓扑结构作为一种先进解决方案[4-6]，凭借其单位功率因数运行和低输入电流谐波的优势，成为理想选择。
SWISS整流器的优势体现在以下几个方面：只有两个高频开关管，系统成本更低；可以实现网侧单位功率因数，避免对电网造成谐波污染；高效的拓扑结构使得SWISS整流器的功率密度可以做到更高，更适用于多场景的整流模块。与此同时，目前SWISS整流器的应用还不够充分，其原因是学术界对SWISS整流器的研究主要集中在拓扑的演化和改进上，对拓扑本身的控制和调制的研究内容还不够丰富[7-9]。
具体来看，在拓扑改进方面，文献[10]将SWISS整流器拓扑与移相全桥相结合，提出了一种使用递增计数模式调制的新方法来实现滞后开关的零电压软开关，以降低SWISS整流器的输入电流谐波含量。文献[11]提出了一种基于单全桥中点钳位器的单级隔离SWISS型交流-直流（Alternating Current to Direct Current, AC-DC）变换器，使得传导损耗和铁心利用率都有所提高。类似地，文献[12]通过独立设计超前桥臂和滞后桥臂的变压器，使得在负载较轻时可以同时利用变压器一次侧漏感与一次侧励磁电感共同辅助滞后管寄生电容充放电，实现滞后管的软开关，而不增加过多的额外损耗。文献[13]将非线性控制引入SWISS整流器的拓扑改进中，通过消除谐波电流注入网络的开关死区来提高输入电流质量，并从硬件层面避免短路故障。文献[14]通过拓扑改进实现SWISS整流器的能量双向流动，并将该改进型拓扑应用在无线充电领域，输入电流失真低且转换效率高。除了上述文献中对SWISS拓扑进行改进外，还有其他学者尝试将SWISS拓扑和谐振变换器拓扑进行结合，如文献[15]利用高效SWISS整流器将三相交流电压转换为3个可变直流电压，并连接三电平谐振电路，采用频率调制结合占空比控制策略，实现了高频开关管的软开关，降低了开关损耗。此外，文献[16]尝试从SWISS整流器的滤波器设计角度进行优化，提出目标函数电感比最小化、谐波衰减最大化、功率损耗最小化的遗传算法无源阻尼参数优化方法，有效地降低了SWISS整流器的输入电流谐波含量。文献[17]面向直流微电网下的SWISS整流器，同样从拓扑角度实现了双向降压功能的优化。文献[18]从硬件角度讨论了磁心、匝数和电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）滤波器等具体器件的选型方法和详细设计过程，使得SWISS整流器的全功率效率可以达到99.16%，峰值效率达到99.26%。此外，非线性控制方法、断续脉宽调制策略、隔离变压器的融合等方法也被尝试应用在SWISS整流器的改进拓扑中，用以提升控制性能[19-20]。
相较于拓扑改进方面的研究，专注于SWISS整流器拓扑本身控制和调制特性的研究内容还不够丰富。作为传统的双PI控制（Classic Dual PI Control, CDPIC）方法在SWISS整流器方面的经典应用范例，文献[4]将电压外环的输出作为内环的指令，并与电感电流瞬时采样值之间进行PI内环控制。该方法在SWISS整流器工程实践中仍然是目前主流的控制方法之一。文献[21]对SWISS整流器的参数设计进行了一定论证，从功率损耗的角度证明了该拓扑的优越性。文献[22]采用线性自抗扰控制策略代替传统的比例积分（Proportional Integral，PI）控制，提升了SWISS整流器的动态性能。文献[23]将自适应反步控制应用到SWISS整流器控制环路中，提升了整流器的稳态输出特性和抗负载突变扰动等动态响应性能。文献[24]将分数阶控制引入到SWISS整流器的控制中，实现了对SWISS整流器的有效控制。但是以上几种控制方法在实际工程应用中往往会受到采样精度和系统误差的影响，编程实现过程也较为复杂。文献[25]将PI双闭环控制与负载扰动前馈控制相结合，通过引入负载前馈环路消除负载变化所引起的扰动，从而抑制直流母线电压的波动。但该方法没有考虑到SWISS整流器的滤波支路引入的网侧功率因数降低问题。文献[26]提出了一种改进的基于电网幅值跌落的SWISS整流器协调优化控制方法，可实现网侧处于单位功率因数的同时，在直流侧输出电压恒定无波动和网侧电流正弦且对称之间进行协调优化。文献[27]提出了电网不平衡状态下的一种抑制电流畸变的协调控制方法，实现了在电网电压全范围跌落下的输入电流正弦，并保持有功功率波动最小。文献[28]基于SWISS整流器在孟加拉国等亚洲地区三轮人力车的高效率充电器方面的应用，提出一种改进的高效低谐波充电系统模型，并实现了充电速度的速度控制。但上述文献都没有涉及对滤波器进行相位补偿的研究。文献[29]将模型预测控制方法应用到SWISS整流器的控制中，实现飞机电气系统的控制性能优化。但该控制方法在实际的编程过程中存在运算复杂、对系统参数敏感度高的问题。文献[30]针对新能源汽车充电设备中的SWISS整流器进行了控制方法上的改进，将单周期控制的思想引入到控制器的设计中，严格限制了SWISS整流器输入电流的采样误差范围，提高了电池充电过程的可靠性。但是该方法需要采集SWISS整流器直流侧电感电流实现单周期控制，这将导致无法完全屏蔽掉直流侧电压纹波和电感电流的波动对控制环路的影响。
鉴于此，本文提出了一种易于实现的考虑相位补偿和降低输入电流谐波的三相单级型SWISS整流器控制方法。该控制方法基于SWISS整流器滤波支路带来的不可避免的网侧功率因数降低情况进行相位补偿，有效提升SWISS整流器网侧功率因数，实现整流器的功率因数校正功能。该控制方法下SWISS整流器的高频管调制过程按照输入电流直接跟踪参考电流指令进行，不受直流侧电感电流波动的影响，降低输入电流谐波的同时，提升SWISS整流器的抗干扰能力。单PI控制环路的设计在实际工程应用中更容易编程实现，使得本文所提控制方法具有更实际的工程适用性。
SWISS整流器拓扑如图1所示，SWISS整流器主电路结构从交流侧到直流侧分别为三相交流电网ex（x=a, b, c）、输入滤波电感Ls和滤波电容Cs、三相不控整流桥VDx1和VDx2（x=a, b, c）、有源3次谐波电流注入开关管Sx、两组降压斩波电路（Buck Chopper Circuit, BCC）Cdc、Sp、Lp、VDp和Sn、Ln、VDn。直流侧输出电容Cdc的压降，即直流侧输出电压记作udc。直流侧等效负载电阻记作RL，正负母线结点记作p和n，电网的中性点和滤波电容的中性点分别记作O和N。LC型输入滤波器的作用是滤除SWISS整流器机侧的差模电流，以获得网侧的正弦电流。直流侧两组BCC对不控整流桥输出的直流电压做降压处理，提升SWISS整流器的降压应用范围。其中，两个高频可控开关管Sp和Sn的开关状态在导通时为1，关断时为0。相较于现有新能源汽车充电桩整流系统一般采用前级PFC加后级直流-直流（Direct Current to Direct Current, DC-DC）的拓扑设计方案来说，SWISS整流器单级拓扑即可实现PFC和降压功能，具有极大的工程应用优势，是一款同时具有研究价值和应用前景的整流器拓扑。
图1 SWISS整流器拓扑
Fig.1 The topology of SWISS rectifier
三相不控整流桥电路是SWISS整流器实现整流功能的核心部分。结合三相不控整流桥的特性可知，连接到SWISS整流器正母线的二极管VDx1中，只有连接到最大瞬时电网电压值的二极管才会导通。连接到SWISS整流器负母线的二极管VDx2中，只有连接到最小瞬时电网电压值的二极管才会导通。SWISS整流器的机侧输入电压为三相电容电压uxN。稳态运行时，电容电压uxN与电网电压ex近似相等。
SWISS整流器的PFC功能主要是靠有源3次谐波电流注入电路实现的。该电路由三相双向可控低频开关管Sx构成，导通时开关管开关状态Sx=1，关断时Sx=0。在一个开关周期Ts内，由三相电网电压绝对值最小的一相决定三相低频管中哪一相导通。因此，三相低频管是在两倍电网电压频率时切换注入电流的不同路径，再借助两个高频管的共同作用形成完整的换流路径，最终可以实现直流侧电压可调且网侧电流ix正弦。有源3次谐波电流注入电路的调制逻辑如图2所示。
下面具体分析SWISS整流器完整的换流路径。定义有源3次谐波电流从交流侧流向直流侧的方向为其正方向。在一个开关周期Ts内，低频管构成的有源3次谐波电流注入电路始终处于导通状态，两个高频管的高频调制一共可以组合成四种不同的开关组合和电流路径。以b相低频管导通（SaSbSc=010）为例，若Sp=1且Sn=1，流经有源3次谐波电流注入电路的电流为0，流经直流侧电感的电感电流idc具体换流路径如图3a所示；其他三种开关组合下的具体电流路径如图3b～图3d所示，限于篇幅，此处不再赘述。
图2 SWISS整流器3次谐波电流注入电路的调制
Fig.2 The modulation of the 3rd current injection circuit on SWISS rectifier
图3 SWISS整流器换流路径
Fig.3 Different current paths of SWISS rectifiers
SWISS整流器的控制最终体现在对开关管的占空比计算上，而控制模型也往往围绕开关管占空比的计算方式展开。SWISS整流器的两个高频管通过高频调制实现交流侧电流和直流侧电压的控制。SWISS整流器的低频管开关频率是固定的2倍电网频率，因此低频管的控制相对简单且固定。本文所讨论的占空比主要是相对于两个高频管而言。
为方便讨论，用emax、emid、emin分别表示三相电网电压最大值、中间值和最小值。本文所讨论的电网为理想电网。稳态时电网电压和SWISS整流器输入电压近似相等，故SWISS整流器的机侧输入电压，即电容电压可以重新表示为
（1）
式中，uxN对应SWISS整流器的正母线电压；uzN对应负母线电压；uyN对应所在低频管导通相的输出电压。令uxN、uyN和uzN对应相的机侧输入电流为ixN、iyN和izN。
现假设SWISS整流器机侧输入电压瞬时值为
（2）
式中，Em为电网的幅值；θx、θy和θz为三相电网中最大相、中间相和最小相的相位。显然θx、θy和θz都是关于时间t的函数，为了方便分析，下文直接采用该相位符号进行推导。那么，SWISS整流器机侧输入电流可以表示为
（3）
式中，Im为SWISS整流器机侧输入电流幅值；
为SWISS整流器机侧电流和电网电压之间的相位差。
两个高频开关Sp和Sn的占空比可以定义为
（4）
假定开关周期内电感电流idc保持为常数，即 idc≈Idc，在SWISS整流器实际的工程应用中，该电感电流可以基于多个采样周期取平均值。结合高频管占空比表达式（4），可以得到一个开关周期内SWISS整流器的输入电流可以重新表示为
（5）
式中，dp和dn分别为SWISS整流器高频开关Sp和Sn对应的占空比；Idc为开关周期内电感电流基于多个采样周期的平均值。
由式（5）可以求出高频管的占空比表达式为
（6）
这里定义调制度M为整流器输入电流幅值与直流侧电感电流Idc之比，即
（7）
将式（7）代入式（6）化简可得
（8）
由式（5）可以发现，在开关周期内Idc已知情况下，如果可以计算出高频管的占空比，就可以控制SWISS整流器的机侧电流。
事实上，SWISS整流器作为一款PFC整流器，要求SWISS整流器的网侧电流和电网电压保持同相位。如果滤波器中滤波电容的大小不可忽略，SWISS整流器网侧电流则由流过滤波电容的电容电流和SWISS整流器的机侧电流两部分构成。其中电容电流与电容电压及电容容值有关，而电容电压也就是SWISS整流器的机侧电压也和机侧电流的具体路径有关。因此本质上，SWISS整流器的PFC控制还是通过控制机侧电流来实现的。
式（5）表明，通过控制两个高频管的占空比即可控制SWISS整流器的机侧输入电流。若式（5）中的电感电流采用瞬时采样值，那么电感电流的波动将对SWISS整流器输入电流的控制产生直接影响。现有的CDPIC方法一般是将电压外环的输出作为内环的指令，并与电感电流瞬时采样值idc之间进行PI内环控制。这种控制方法必然会将直流侧电容电压的波动和电感电流的波动通过内环引入到电流控制中，使得SWISS整流器的网侧电流的谐波含量大大增加。
为了抑制电感电流瞬时采样值对控制的影响，本文所提的方法是基于电感电流的平均值进行单周期控制的。由图1所示SWISS整流器拓扑可知，在稳态情况下，直流侧输出电压udc和upn近似相等，即
（9）
式中，upN和unN分别为SWISS整流器正、负母线（高频开关Sp和Sn之后）到滤波电容公共点N之间的电压，可用高频开关管占空比表示，即
（10）
将式（10）代入式（9），化简得到直流侧电压的占空比。
（11）
将式（6）代入式（11）得
（12）
在三相三线制系统下，通过坐标变换可证明出式（13），此处不再赘述。
（13）
式中，idN、iqN和udN、uqN分别为ihN和uhN（h=x, y, z）经过坐标变换得到的d、q轴分量。以电网电压定向时为例，得
（14）
将式（13）和式（14）代入式（12）得
（15）
由式（15）不难发现，SWISS整流器的直流侧输出电压可以通过机侧输入电流的d轴分量来控制。对于本文所提出的控制方法来说，机侧电流d轴分量参考值id_ref将由电压外环得到，SWISS整流器机侧电流q轴分量参考值iq_ref由相位补偿环节得到。
一般来说，滤波器的滤波电容容值Cs较小。在容值可以忽略的情况下，SWISS整流器机侧电流q轴分量参考值iq_ref=0。但在SWISS整流器实际应用过程中，滤波电容的容值需要结合具体的滤波器需求进行参数设计。此时该滤波电容的影响无法忽略，SWISS整流器网侧电流和机侧电流之间存在一定相位差，即。当不可忽略时，必须对机侧电流的q轴分量参考值进行相位补偿，此时iq_ref不再为0。
考虑SWISS整流器滤波电感的压降几乎可以忽略，的大小主要受滤波电容的容值影响。因为SWISS整流器的三相电网对称，且三相滤波电容的容值都相等，故维持三相电容电压的无功电流为
（16）
式中，
为电网锁相得到的角频率；ed为电网经过坐标变换得到的电网d轴分量。在SWISS整流器的控制中，为了对滤波电容的相位进行补偿，需要将SWISS整流器机侧电流q轴分量参考值设定为补偿值，即
（17）
考虑到SWISS整流器的机侧电流不能出现断续的情况，故SWISS整流器的机侧电压和机侧电流之间的相位不能超过±
，即
（18）
由此可以得到SWISS整流器机侧电流参考值之间存在约束为
（19）
根据式（19）可以得到iq_ref的最终表达式为
（20）
SWISS整流器的控制框图如图4所示。对交流侧三相电网进行锁相得到电网相位。对三相电网坐标变换之后得到电网的d轴分量ed。这两个参数都是作为本文所提控制方法的必要参数。当然，通过对三相电网瞬时值进行排序，还可以确定出工频周期内的电网瞬时值中间相，从而可以得到SWISS整流器三相低频管的驱动信号SaSbSc。
图4 SWISS整流器控制框图
Fig.4 Control block diagram of SWISS rectifier
除了电网相关信息（, ed）以及交流侧滤波电容Cs之外，本文所提方法还需要获得SWISS整流器机侧电流的d轴分量参考值，即id_ref。该值通过直流侧电压的PI控制得到，即
（21）
式中，uref和udc分别为SWISS整流器直流侧输出电压参考值和采样值；KP和KI分别为电压外环PI调节器的比例和积分系数。指令计算环节的输出是SWISS整流器输入电压最大相对应的输入电流参考值ix_ref和输入电压最小相对应的输入电流参考值iz_ref。通过与电感电流Idc进行PWM可以得到两个高频开关的最终驱动信号，即
（22）
指令计算环节的核心控制如图5所示。其中式（20）的主要功能是进行相位补偿得到iq_ref。结合电压外环得到的id_ref进行坐标变换得到SWISS整流器机侧输入电流的参考指令。通过排序后可以得到最终本文所提方法需要输出的SWISS整流器两个高频管所需的电流调制信号。
图5 指令计算的具体过程
Fig.5 Calculation process of ix_ref and iz_ref
通过上述分析可以发现，相较于传统的CDPIC方法而言，本文所提的方法可以避免电流内环作PI控制。减去了PI参数调节的复杂过程，实现起来更容易。另外，因为不需要直接对瞬时电感电流idc进行跟踪控制，所以直流侧电感电流的波动对SWISS整流器交流侧电流的控制影响较小，控制器鲁棒性更强。以上便是本文所提方法相对于CDPIC方法的优势所在。
SWISS整流器实物平台如图6所示，主要由电源板、主控制板、主功率回路以及散热系统几个部分构成。实验相关的核心参数见表1。实验过程中用到的实验设备包括：SWISS整流器实物平台、各类电源、YOKOGAWA DLM3024示波器、YOKOGAWA 700924高压差分探头、Tektronix A621电流钳、Fluke 12E+电压表以及负载电阻等。SWISS整流器平台搭载的DSP为Freescale公司的MC56F84789芯片。高频功率管采用的是英飞凌公司的IKW75N60H3型IGBT。具体而言，本文所提出的控制方法是通过150 MHz主频的MC56F84789芯片进行主程序的编程，具体包括交流电网、直流侧输出电压、直流侧电感电流、功率管温度等采样过程，以及环路控制和调制发波等过程。最终发波信号经过驱动电路对功率器管IKW75N60H3进行实际驱动，完成SWISS整流器在本文所提控制方法下的控制。实验过程中不同的SWISS运行功率等级主要是通过SWISS整流器直流输出外接不同阻值电阻实现。在此基础上配合外用表、示波器等外围观测设备，即可实现对不同控制方法下实验性能的对比。
图6 SWISS整流器实物平台
Fig.6 Experimental platform of SWISS rectifier
需要说明的是，本文的讨论只建立在三相电网平衡的情况下，故三相电流的控制和实际波形具有相似的特性，为了更清晰地表现实验结果，本文实验部分只保留a相电流和电压波形。除了SWISS整流器的输入电网电压和输入电流波形之外，本文实验部分还截取了直流侧输出电压的波动量Dudc和直流侧电感电流的波动量Didc进行对比，以进一步证明SWISS整流器在不同控制方法的性能优劣。
表1 SWISS整流器实验参数
Tab.1 Experimental parameters of SWISS rectifier
参 数数 值 电网相电压幅值Em/V311 交流侧角频率/(rad/s)314 交流侧滤波电感Ls/mH50 交流侧滤波电容Cs/mF40 直流侧电感Lp+Ln/mH300 直流侧电容Cdc/mF450 控制周期Ts/ms33 目标输出电压udc_ref/V200
本组实验为CDPIC方法、本文所提的方法在相位补偿能力方面的性能对比。为了充分论证本文所提相位补偿算法的适用性和有效性，本组实验中本文所提控制方法分带有相位补偿和不带有相位补偿两种控制情况分别讨论。
如图7所示为CDPIC方法和本文所提控制方法（带相位补偿和不带相位补偿）在负载电阻为10 W（输出功率为4 kW）的实验条件下的实验波形。从图7中可以发现，三种方法的直流侧输出电压都为200 V，且直流侧电压的波动量不足1 V，三相电流的波形都较为正弦，三种方法都可以实现对SWISS整流器的有效控制。具体来看，图7a所示CDPIC方法下的直流侧输出电压和电感电流的波动在三种方法中最大，功率因数为0.92，电流波形的总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）为2.13%。图7b所示本文所提不带相位补偿的控制方法下功率因数为0.92，电流波形的THD=2.30%。图7c所示本文所提带相位补偿的控制方法下功率因数为0.97，电流波形的THD=1.52%。对比上述实验结果可知，本文所提的带有相位补偿的控制方法比CDPIC方法具有更好的相位补偿能力和更好的电流波形质量。
图7 CDPIC方法与本文所提方法功率因数矫正能力对比
Fig.7 Comparison of PFC capability between CDPIC method and the proposed method
本组实验主要验证的是SWISS整流器不同功率等级下CDPIC方法和本文所提的带有相位补偿的控制方法之间的稳态性能对比。本文涉及的SWISS整流器实验功率最大为4 kW，对应的实验结果如图7a和图7c所示，相关的稳态性能对比已在4.2节进行论述，此处不再详述。
当SWISS整流器的运行功率降低至2.7 kW时，两种方法的对比结果如图8所示。此时的负载电阻为15 W，直流侧目标输出电压为200 V。由实验结果可知，图8a所示的CDPIC方法下功率因数为0.9，低于本文所提方法的功率因数0.97，同时电流波形的THD=5.54%，高于图8b所示方法的4.79%。说明在较低功率情况下，本文所提的控制方法依然具有更低的输入电流谐波。此外，两种方法在直流侧输出电压和直流侧电感电流的波动方面具有相似性。考虑到波动量的绝对值太小，这里不再进一步对比分析。
图8 CDPIC方法与本文所提方法在2.7 kW功率等级下的稳态性能对比
Fig.8 Steady-state performance comparison between CDPIC method and the proposed method at 2.7 kW
当SWISS整流器的运行功率进一步降低至2 kW时，两种控制方法的实验结果如图9所示。此时的负载电阻为20 W，直流侧目标输出电压为200 V。CDPIC方法下的网侧功率因数为0.91，本文所提控制方法下的网侧功率因数为0.97，相位补偿效果明显，这和2.2节的理论分析一致。另外，CDPIC方法下的网侧输入电流THD=7.07%，本文所提方法下的网侧输入电流THD=5.14%，具有更低的谐波电流含量。两种控制方法下的直流侧输出电压波动量都小于1 V，直流侧电感电流波动量都小于2 A，但从实验波形看，CDPIC方法下的直流侧输出电压波动较剧烈，但本文所提控制方法的直流侧电感电流的波动更剧烈。考虑到上述波动量太小，不足以产生实质性的性能优劣，此处不再详述。
图9 CDPIC方法与本文所提方法在2 kW功率等级下的稳态性能对比
Fig.9 Steady-state performance comparison between CDPIC method and the proposed method at 2 kW
本组实验是在稳态实验基础上进行的动态性能对比。实验过程主要分为负载突增和负载突减两种情况，对应的物理意义是当SWISS整流器的输出功率发生突变时，对比不同控制方法下直流侧输出电压的动态恢复时间，以及功率突变瞬间产生的电压尖峰情况等。图10所示为负载突增实验结果，负载电阻突增的实验条件是通过两个20 W的电阻在突变时刻并联成10 W阻值的等效负载来实现的。负载突增前后SWISS整流器的输入电流变大，但直流侧输出电压需要维持不变。CDPIC方法下直流侧输出电压的尖峰达到15 V左右，动态恢复瞬间约40 ms，本文所提方法输出电压的尖峰为10 V左右，动态恢复瞬间约20 ms。在负载突增情况下的动态性能方面，本文所提方法更有优势。
图10 CDPIC方法与本文所提方法负载突增实验
Fig.10 Load step-up comparison between CDPIC method and the proposed method
图11所示为负载突减情况下两种方法的动态实验结果。和负载突增实验类似，负载突减的实验条件是通过将两个20 W并联的电阻（等效为10 W负载）在突变时刻进行切除，只保留一个20 W电阻来等效实现的。由实验结果可知，两种方法的动态反应特性和负载突增情况下类似，实验结论是一致的，此处不再赘述。
图11 CDPIC方法与本文所提方法负载突减实验
Fig.11 Load step-down comparison between CDPIC method and the proposed method
结合上述稳态和动态实验发现，本文所提的控制方法相较于CDPIC方法具有更大的优势。实验结果和理论分析是一致的。
本文研究了一种新型SWISS整流器控制方法，旨在以更简单的方式实现对SWISS整流器的有效控制。相较于传统的双PI控制环路，本文所提方法的优势在于只需要一个PI控制器参与环路控制。除了减少PI参数调节过程外，结合SWISS整流器的拓扑特性，这种控制设计可以使得控制周期内输入平均电流直接跟踪参考输入电流指令，避免了直流侧电感电流的波动对内环控制的影响，继而有效降低SWISS整流器输入电流的谐波含量。另外，本文还就滤波电容较大造成网侧功率因数较低的问题，进行了相位补偿的公式推导，实验结果证明，该相位补偿方法可以有效矫正网侧功率因数，提升SWISS整流器的应用性能。实验结果表明，本文所提的带有相位补偿的控制方法比传统的双PI控制方法具有更好的稳态性能和抗干扰能力，有较好的工程应用价值，对SWISS整流器的深入研究与广泛应用具有一定的参考意义。
参考文献
[1] 谢飞, 许建平, 郭夏, 等. 基于虚拟阻抗的三相Buck整流器输入不平衡控制策略[J]. 电工技术学报, 2024, 39(14): 4456-4466.
Xie Fei, Xu Jianping, Guo Xia, et al. A control strategy based on virtual impedance for three-phase Buck rectifier under unbalanced phase-voltages[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(14): 4456-4466.
[2] 王聪, 刘霞, 程红, 等. 一种三相线电压级联单位功率因数整流器负载不均衡特性分析及电压均衡控制策略[J]. 电工技术学报, 2024, 39(2): 525-540.
Wang Cong, Liu Xia, Cheng Hong, et al. Static characteristics and output voltage balance control of a novel line-voltage cascaded three-phase unity power factor rectifier under unbalanced load[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(2): 525- 540.
[3] 曹海彬, 许建平, 谢飞, 等. 一种低输入电流总谐波畸变率的三相Buck整流器不对称调制策略[J]. 电工技术学报, 2024, 39(8): 2541-2552.
Cao Haibin, Xu Jianping, Xie Fei, et al. Asymmetric modulation strategy of three-phase Buck rectifier with low total harmonic distortion rate of input current[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(8): 2541-2552.
[4] Soeiro T B, Friedli T, Kolar J W. Swiss rectifier: a novel three-phase Buck-type PFC topology for electric vehicle battery charging[C]//2012 Twenty-Seventh Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Orlando, FL, USA, 2012: 2617-2624.
[5] Marxgut C, Krismer F, Bortis D, et al. Ultraflat interleaved triangular current mode (TCM) single- phase PFC rectifier[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(2): 873-882.
[6] Friedli T, Hartmann M, Kolar J W. The essence of three-phase PFC rectifier systems: part II[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(2): 543-560.
[7] Yang Ziwen, Zen Bo, Tan Lingjuan, et al. An improved SWISS rectifier without DC filter indu- ctance and design consideration on its transformer parameters[C]//2023 IEEE 2nd International Power Electronics and Application Symposium (PEAS), Guangzhou, China, 2023: 1264-1268.
[8] Ngo-Phi T, Nguyen-Quang N. Performance evaluation of variable pulse density modulation algorithm in SWISS rectifier for induction heating[C]//2023 International Conference on System Science and Engineering (ICSSE), Ho Chi Minh, Vietnam, 2023: 363-369.
[9] Wong C S, Loo K H, Cao Lingling. A single-stage three-phase bidirectional AC-DC IPT converter based on SWISS-rectifier for EV charging applications[C]// IECON 2022-48th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, Brussels, Belgium, 2022: 1-6.
[10] Zhang Binfeng, Xie Shaojun, Wang Xincheng, et al. Modulation method and control strategy for full- bridge-based Swiss rectifier to achieve ZVS operation and suppress low-order harmonics of injected current[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2020, 35(6): 6512-6522.
[11] Zhang Binfeng, Xie Shaojun, Li Zhouyang, et al. An optimized single-stage isolated Swiss-type AC/DC converter based on single full-bridge with midpoint- clamper[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(10): 11288-11297.
[12] 李周洋, 谢少军, 张斌锋, 等. 一种改进型的基于双移相全桥的SWISS整流器[J]. 电工技术学报, 2022, 37(增刊1): 198-206.
Li Zhouyang, Xie Shaojun, Zhang Binfeng, et al. An efficiency improved isolated SWISS rectifier based on two phase-shifted full-bridge structures[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(S1): 198-206.
[13] Zhang Qiang, Dong Zhenye, Zhang Damin, et al. An improved SWISS rectifier and its nonlinear control for lower THD[J]. CPSS Transactions on Power Elec- tronics and Applications, 2022, 7(3): 319-327.
[14] Wong C S, Liu Junwei, Cao Lingling, et al. A SWISS- rectifier-based single-stage three-phase bidirectional AC-DC inductive-power-transfer converter for vehicle- to-grid applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2023, 38(3): 4152-4166.
[15] Li Xiang, Sun Julu, Guo Liuniu, et al. A three-phase single-stage AC/DC converter based on Swiss rectifier and three-level LLC topology[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2023, 38(2): 1958-1972.
[16] 张阳, 邓江伟, 程谆. 改进SWISS整流器的LCL滤波遗传算法无源阻尼参数优化[J]. 湖南电力, 2022, 42(6): 46-53.
Zhang Yang, Deng Jiangwei, Cheng Zhun. Optimi- zation of passive damping parameters of improved SWISS rectifier based on LCL filtering genetic algorithm[J]. Hunan Electric Power, 2022, 42(6): 46-53.
[17] Farag A Y, Younis T, Mattavelli P, et al. AC grid-interface bidirectional Buck-type converters for DC microgrids: a comparative study[C]//IECON 2022-48th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, Brussels, Belgium, 2022: 1-6.
[18] Schrittwieser L, Leibl M, Haider M, et al. 99.3% efficient three-phase Buck-type all-SiC SWISS recti- fier for DC distribution systems[C]//2017 IEEE Applied Power Electronics Conference and Expo- sition (APEC), Tampa, FL, USA, 2017: 2173-2178.
[19] Garinto D, Hendriana D, Yanto H A, et al. A new 3-phase 3-wire 3-level AC-DC converter for wind energy conversion systems[C]//IECON 2020 The 46th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, Singapore, Singapore, 2020: 3151-3156.
[20] Zhang Binfeng, Xie Shaojun, Xu Jinming, et al. An optimized isolated Swiss-forward three-phase recti- fier[C]//2020 IEEE Applied Power Electronics Con- ference and Exposition (APEC), New Orleans, LA, USA, 2020: 2027-2031.
[21] Saravana Prakash P, Kalpana R, Singh B. Third harmonic current injection based front-end AC-DC converter for power quality improvement in DC distribution systems[C]//2020 IEEE International Conference on Power Electronics, Smart Grid and Renewable Energy (PESGRE2020), Cochin, India, 2020: 1-6.
[22] 李学东, 颜景斌, 高崇禧, 等. 三相电流型整流器的线性自抗扰控制[J]. 哈尔滨理工大学学报, 2023, 28(1): 73-79.
Li Xuedong, Yan Jingbin, Gao Chongxi, et al. Linear active disturbance rejection control of three-phase current source rectifier[J]. Journal of Harbin Univer- sity of Science and Technology, 2023, 28(1): 73- 79.
[23] 王吉涛, 贾云飞, 王怡斐, 等. SWISS整流器的自适应反步控制[J]. 哈尔滨理工大学学报, 2023, 28(5): 19-26.
Wang Jitao, Jia Yunfei, Wang Yifei, et al. Adaptive backstepping control of SWISS rectifier[J]. Journal of Harbin University of Science and Technology, 2023, 28(5): 19-26.
[24] 王吉涛, 刘明亮, 许森洋, 等. SWISS整流器分数阶PID控制策略[J]. 哈尔滨理工大学学报, 2024, 29(3): 51-59.
Wang Jitao, Liu Mingliang, Xu Senyang, et al. Fractional order PID control strategy of SWISS rectifier[J]. Journal of Harbin University of Science and Technology, 2024, 29(3): 51-59.
[25] 刘新贺, 马山刚, 金福宝, 等. 基于负载扰动前馈的SWISS整流器控制策略[J]. 机电工程技术, 2024, 53(3): 244-247, 263.
Liu Xinhe, Ma Shangang, Jin Fubao, et al. Research on SWISS rectifier control strategy based on load disturbance feedforward[J]. Mechanical & Electrical Engineering Technology, 2024, 53(3): 244-247, 263.
[26] 姜卫东, 刘圣宇, 张庆岩, 等. 一种改进的基于电网幅值跌落的SWISS整流器协调优化控制方法[J]. 中国电机工程学报, 2024, 44(21): 8597-8608.
Jiang Weidong, Liu Shengyu, Zhang Qingyan, et al. An improved coordinated optimization control method for SWISS rectifier based on grid amplitude drop[J]. Proceedings of the CSEE, 2024, 44(21): 8597-8608.
[27] 姜卫东, 刘欣然, 钟敏, 等. 电网不平衡下抑制SWISS整流器电流畸变的协调控制方法[J/OL]. 电源学报, 2025, https://link.cnki.net/urlid/12.1420.TM. 20240809.1409.002.
Jiang Weidong, Liu Xinran, Zhong Min, et al. A coordinated control method for suppressing current distortion of SWISS rectifier under unbalanced power grid[J/OL]. Journal of Power Supply, 2025, https:// link.cnki.net/urlid/12.1420.TM.20240809.1409.002.
[28] Sneha F H, Hasan M M, Mostafa M G. Improved design of a battery charger for three-wheeler auto rickshaws in Bangladesh with low harmonic SWISS rectifier[C]//2021 International Conference on Auto- mation, Control and Mechatronics for Industry 4.0 (ACMI), Rajshahi, Bangladesh, 2021: 1-6.
[29] Kokuhennadige Y, Ahmad B, Kyyrä J. Model predi- ctive control for three-phase Buck-type PFC rectifier in aircraft applications[C]//2021 23rd European Conference on Power Electronics and Applications (EPE'21 ECCE Europe), Ghent, Belgium, 2021: 1-10.
[30] Li Xin, Li Yan. Passivity-based one-cycle control of Swiss rectifier in electric vehicle battery chargers[C]// 2021 China Automation Congress (CAC), Beijing, China, 2021: 7633-7638.
Abstract As an advanced unity power factor rectifier topology, the SWISS rectifier topology has gradually been applied to medium and high-power applications such as data center power supplies and distributed power systems, owing to its advantages of unity power factor operation and low input current harmonics. It demonstrates significant theoretical research prospects and practical application values. The practical adoption of SWISS rectifiers in industrial applications faces three fundamental technical barriers rooted in control system implementation. First, inherent periodic oscillations in DC-side inductor currents introduce destabilizing factors into control loops, particularly under variable load conditions. These current fluctuations not only degrade output voltage regulation accuracy but also induce higher-order harmonics in input currents through nonlinear interactions with switching operations. Second, the inevitable phase displacement between AC-side voltage and current waveforms caused by input filter capacitors creates a persistent challenge. While the topology theoretically achieves unity power factor, this capacitive reactance-induced phase lag substantially undermines actual power factor performance, especially at partial loads or under distorted grid voltage conditions. Third, the classic dual PI control (CDPIC) architecture necessitates complex coordination between multiple PI regulators, requiring meticulous tuning of cross-coupled control parameters. This multi-variable optimization process becomes increasingly problematic when addressing dynamic load variations and grid disturbances, ultimately limiting the system's operational robustness and scalability in practical engineering scenarios.
This study develops a comprehensive control framework through three interconnected technical innovations. By establishing a direct feedforward relationship between instantaneous input current references and measured average currents, the proposed approach effectively decouples the control system from DC-side inductor current perturbations. This strategic decoupling eliminates the need for additional current feedback loops while maintaining precise output voltage regulation through a simplified single PI controller. To counteract the power factor degradation caused by filter capacitors, the methodology incorporates an adaptive phase compensation network that dynamically adjusts current reference waveforms based on real-time grid impedance characteristics. This self-tuning compensation mechanism employs online parameter estimation techniques to maintain optimal phase alignment across varying operational conditions. Furthermore, the control scheme integrates an optimized modulation strategy that synchronizes high-frequency switching patterns with compensated current references, achieving harmonic suppression through intelligent zero-crossing synchronization and selective harmonic elimination principles. The synergistic combination of these elements enables simultaneous improvement in power quality metrics and control system stability without compromising transient response characteristics.
Experimental results demonstrate that compared to conventional dual-loop methods, the proposed strategy exhibits marked improvements in both power factor optimization and harmonic suppression. The single-loop architecture substantially reduces algorithmic complexity, while the phase compensation mechanism ensures effective power factor enhancement. The direct current tracking approach significantly strengthens system disturbance rejection capability. Combining control precision with engineering practicality, this method proves particularly suitable for industrial applications demanding stringent dynamic response and operational reliability, such as new energy vehicle charging systems.
keywords：SWISS rectifier, phase compensation, input current harmonic suppression, unit power factor correction (PFC), classic dual PI control (CDPIC)
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.250734
中图分类号：TM461
国家自然科学基金资助项目（52077050）。
收稿日期 2025-04-30
改稿日期 2025-05-28
姜卫东 男，1976年生，教授，博士生导师，研究方向为PWM整流器调制与控制。E-mail: ahjwd@163.com
刘圣宇 男，1997年生，博士研究生，研究方向为SWISS整流器的控制与应用。E-mail: shengyucorp@163.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）