图1 两电平LCL型三相交错并联逆变器
Fig.1 Two-level parallel interleaved three-phase inverter with LCL type filter
摘要 针对两电平三相交错并联逆变器高频运行时开关损耗大的问题，该文提出一种在任意功率因数下实现所有开关器件全范围软开关的自适应断续脉宽调制（DPWM）策略。此策略具有可变调制切换角和动态调整开关频率的特点，通过优化选择，确保临界开关频率曲线的连续性，提高逆变器运行的稳定性，降低开关器件的导通损耗。与传统固定调制切换角DPWM的软开关策略相比，采用该策略逆变器的导通损耗最大可降低43%。在不增加高频电流传感器的条件下，该策略仅通过在线计算即可得出实现零电压开通所需的调制切换角和临界开关频率，具有快速的动态响应性能。最后，通过搭建一台基于SiC MOSFET的20 kV·A光伏并网逆变器实验样机，验证了所提出策略的可行性，峰值效率高达99.3%。
关键词：交错并联 自适应断续脉宽调制（DPWM） 可变调制切换角 零电压开通 临界开关频率
非隔离型逆变器因没有隔离变压器、拓扑结构简单、体积紧凑等优点，已经被广泛应用于光伏发电、电机驱动、工业变频器等领域[1-3]。目前的商用逆变器普遍采用的开关器件是IGBT，开关频率被控制在50 kHz以下，这限制了逆变器功率密度的提高[4-6]。相较于IGBT，碳化硅（Silicon Carbide, SiC）MOSFET有着更低的开关损耗，理论上，SiC MOSFET的开关频率可达上百kHz至数MHz[7-10]，但是其高频运行下仍然会产生较大的开关损耗，影响逆变器的散热和效率，因此，降低开关损耗是提高SiC MOSFET开关频率的关键。又因为SiC MOSFET的开通损耗远大于关断损耗[11]，所以，通常采用零电压开通（Zero Voltage Switching, ZVS）技术来降低开关损耗。
增加谐振网络是实现ZVS的一种常见的方法。根据谐振网络的位置，可分为谐振直流环节（Resonant DC Link, RDCL）[12-13]逆变器和辅助谐振换相极（Auxiliary Resonant Commutated Pole, ARCP）[14-17]逆变器。但无论是哪种方式，实现的是主开关管的ZVS，谐振网络并没有全部实现ZVS。除此之外，谐振网络的引入将会产生额外的功率损耗，且增大了逆变器的体积和成本。
另外一种常见的方法是通过可变的开关频率，将电感电流控制成高频过零的三角波，电感电流在每个周期都会流过反并联二极管，从而实现ZVS，这种方法被称为临界电流模式（Boundary Current Mode, BCM）或三角电流模式（Triangular Current Mode, TCM），由于没有谐振网络，采用该种方式的逆变器开关频率和效率更高[18-20]。除此之外，可变的开关频率还有助于分散电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI），减小EMI滤波器的体积。但是三相逆变器的电感电流高度耦合，无法直接采用上述方法。文献[21]基于电流纹波预测（Current Ripple Prediction, CRP）理论，采用混合断续脉宽调制（Discontinuous Pulse Width Modulation, DPWM）的变频方案，实现全范围的ZVS，同时实现了中点电压的自平衡，但这种方法仅适用于T型三电平拓扑。文献[22]基于两电平三相交错并联拓扑，将交错并联替换为耦合电感，提出了一种“DPWM+DCM+ CRM”的混合调制方案，实现了全范围的ZVS，但是在模式切换时，存在较大的漏电流。文献[23]基于集成磁耦合有源滤波器（Magnetic Coupled Active Filter, MCAF）实现了全范围的ZVS，解决了变频时电感值变化的问题，但三相对称磁心设计复杂。文献[24]提出了一种自适应负载类型变频软开关的控制策略，能够在任何负载下实现全功率因数范围下ZVS，但其开关频率变化范围较大，存在软开关过剩现象，牺牲了一定的导通损耗。
针对以上问题，本文提出了一种基于自适应DPWM的两电平三相交错并联逆变器任意功率因数下全范围ZVS变频软开关策略，能够适用于各种工况，通过选择最优的调制切换角，减小了开关频率的变化范围，降低了开关管的导通损耗，提高了逆变器的效率。本文介绍了两电平三相交错并联逆变器ZVS的原理，推导出了不同功率因数下实现ZVS的临界开关频率和最优调制切换角，提出了基于自适应DPWM的ZVS变频软开关策略，搭建了一台20 kV·A的光伏逆变器实验样机，验证了所提策略的可行性，且逆变器的工作效率高达99.3%。
图1为两电平LCL型三相交错并联逆变器拓扑，Qix为开关管（i=1～4，x=a, b, c）。为了增强对高频电流纹波的抑制能力，逆变器采用LCL型滤波器进行滤波，L1x、L2x为逆变器侧交错并联电感，L2、C分别为两个三相逆变器共用的电网侧电感和滤波电容；Vdc为直流母线电压，i1x、i2x为两个逆变器侧电感电流，i3x为两个逆变器侧电感电流之和，igx为电网侧电流，vx为电网x相电压。
当电感电流i1x＞0时，桥臂的下开关管能够被动实现ZVS，而上开关管可通过控制i1x减小至零，实现ZVS；当电感电流i1x＜0时，桥臂的上开关管能够被动实现ZVS，而下开关管可通过控制i1x增大至零，实现ZVS。然而，三相逆变器的电网侧电流高度耦合，任意一相桥臂的开关动作都会对另外两相桥臂的电流纹波产生影响，而在七段式空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）方式下，一个开关周期内三相桥臂的开关管均会动作，在不增加辅助网络的前提下，较难实现所有开关管的全范围ZVS。此外，六个桥臂的电感电流之和必须实时为零，这进一步增加了控制的复杂性。
图1 两电平LCL型三相交错并联逆变器
Fig.1 Two-level parallel interleaved three-phase inverter with LCL type filter
为了克服三相逆变器电流耦合的问题，可采用五段式DPWM方式。图2为不同五段式空间矢量调制波形，该调制方式的特点是在任意一个开关周期内，总有一相桥臂开关管的开关状态不变化。 图2中的连续脉宽调制（Continuous Pulse Width Modulation, CPWM）1开关状态不变化的桥臂对应三相电压最小值所对应的桥臂，而CPWM2开关状态不变化的桥臂对应三相电压最大值所对应的桥臂。五段式DPWM方式通常是由两种五段式CPWM在不同扇区下按照不同的调制切换角a拼接组合而成。例如，在第一扇区内，DPWM在0°～a之间，采用CPWM1方式；在a～60°之间，采用CPWM2方式。
图2 不同五段式空间矢量调制波形
Fig.2 Waveforms of different five segment space vector modulation
为了避免同一桥臂上下开关管直通，其驱动信号需要互补，且同一相的两个桥臂采用相同的调制波，两种载波的相位相差180°。以第一扇区为例，两种CPWM波的大小可表示为
（1）
（2）
式中，M为调制比，M=
Vrms/Vdc，Vrms为相电压有效值；q为三相电压的相位，
。
通过式（1）和图2可知，在第一扇区内，CPWM1的不等式为
（3）
同理，通过式（2）和图2可知，在第一扇区内，CPWM2的不等式为
（4）
在实际应用中，调制比M通常大于
，因此，根据式（1）和式（2），可将CPWM1和CPWM2在第一扇区的开关状态各分为三种情况进行分析，见表1。
表1 CPWM1和CPWM2各三种开关状态分布
Tab.1 Three switching-state distributions of CPWM1 and CPWM2
调制类型序号开关状态条件 CPWM1a0.5＜mb1＜mc1＜1 b0＜1-mc1＜mb1＜0.5＜mc1＜1 cmb1＜1-mc1＜0.5＜mc1＜1 CPWM2d0＜ma2＜mb2＜0.5 e0＜ma2＜0.5＜mb2＜1-ma2＜1 fma2＜0.5＜1-ma2＜mb2＜1
图3为第一扇区三相桥臂的六种开关状态分布情况，图3a～图3f分别对应表1中a～f的开关状态。其中黑色的三角载波Cr1和紫色的三角载波Cr2相位相差180°，分别对应Q1x、Q2x桥臂和Q3x、Q4x桥臂，当调制波低于载波时，Q1x、Q3x导通，Q2x、Q4x关断；调制波高于载波时，Q1x、Q3x关断，Q2x、Q4x导通。
由于两种载波相差180°，交错并联电感电流i1x和i2x具有相同的电流纹波，相位相差180°，因此，仅需分析其中一个电感电流纹波即可。igx的电流纹波可忽略不计，一个开关周期内，igx几乎不变，可视为恒定值，两个电感均分电流，i1x可视为igx的1/2。由于三角载波的对称性，电感电流i1x关于载波的波峰（t5）或波谷（t0）中心对称，在载波的波峰和波谷处，i1x=1/2igx，可表示为
图3 第一扇区三相桥臂的开关状态
Fig.3 Switching states of three-phase phase-legs in sector Ⅰ
（5）
为了实现ZVS，要求在开关管开通时，电感电流降至零。但是在实际应用中，由于开关管存在输出电容，反并联二极管并不会立即导通，因此，为了保证ZVS，电感电流需要降至偏置电流点-Ibias，可表示为
（6）
由于电感电流纹波与开关频率fsw相关，因此可将fsw作为一个新的自由度。以图3a的B相桥臂为例，在t5～t6时刻，Q1a、Q3a、Q1b和Q1c导通，Q3b和Q3c关断，其余开关管对应互补，忽略开关管的导通压降，此时可等效为图4a所示的电路。同理，t6～t7时刻的等效电路如图4b所示。
图4 电感电流纹波的等效电路
Fig.4 Equivalent circuits of inductor current ripple
根据戴维南等效定理，B相电感电流纹波大小可表示为
（7）
其中
式中，Uoc1、Uoc2分别对应图4中t5～t6、t6～t7时刻的开路电压；t5～t6、t6～t7时刻的等效电感Leq是相同的，一般情况下，逆变器侧交错并联电感的大小相同，可用L表示，则Leq等效为L/5。
联立式（5）～式（7），实现B相桥臂ZVS的条件可表示为
（8）
同理，实现C相桥臂ZVS的条件可表示为
（9）
图3中，其余五种情况皆可通过该方法得出实现无辅助网络ZVS的条件。
固定调制切换角DPWM软开关控制策略的调制切换角a在第一扇区中始终为30°。这种策略在功率因数（Power Factor, PF）为1或0时，开关频率曲线具有良好的对称性和连续性。然而，在PF≠1或0时，根据图5和图6可知，CPWM1和CPWM2在30°时的临界开关频率并不相同，倘若在此时改变调制方式，DPWM的临界开关频率将有明显的跳变，这会影响系统的稳定性和EMI设计。除此之外，这种策略的开关频率会在较大范围内变化，存在软开关过剩现象，导致导通损耗增加，从而降低了逆变器的效率。本节将分析自适应DPWM软开关控制策略，为上述问题提供一种解决方案。
fsw1和fsw2分别为CPWM1和CPWM2实现ZVS的临界开关频率，在该频率下，电感电流刚好都能过偏置电流点Ibias。在第一扇区内，fsw1可表示为
（10）
计算临界开关频率曲线的电路参数见表2，根据式（10），可计算出CPWM1实现ZVS的临界开关频率fsw1。图5为不同功率因数下，CPWM1实现ZVS的临界开关频率曲线。同理，CPWM2的临界开关频率fsw2可用相同的方法进行计算。图6为不同功率因数下，CPWM2实现ZVS的临界开关频率曲线。
表2 计算临界开关频率曲线的电路参数
Tab.2 Circuit parameters to calculate critical switching frequency
参 数数 值 直流母线电压Vdc/V700 电网电压有效值Vrms/V220 额定功率Smax/(kV·A)20 偏置电流Ibias/A3 功率因数（PF）0～1 逆变器侧电感L1x, L2x/mH20 滤波电容C/mF4.7
从图5和图6可见，无论是感性负载还是容性负载，在第一扇区内，fsw1总是会随着角度的增加，从一个较大的值降至0；而CPWM2的临界开关频率曲线恰好与之相反，fsw2总是会随着角度的增加，从0升至一个较大的值。因此，在第一扇区内，两条临界开关频率曲线总会有交点。
在实现软开关的前提下，开关频率越高则电流纹波越小，导通损耗和电感铜损均可降低。因此，可将两种调制波进行拼接组合，以临界开关频率曲线交点作为调制切换角a，在该交点处选择调制方式和开关频率计算模式，即在第一扇区内，自适应DPWM在0°～a区间内，采用CPWM1方式和其对应的临界开关频率fsw1；在a～60°区间内，采用CPWM2方式和其对应的开关频率fsw2。fsw表示为
图5 CPWM1的临界开关频率曲线
Fig.5 Critical switching frequency curves of CPWM1
图6 CPWM2的临界开关频率曲线
Fig.6 Critical switching frequency curves of CPWM2
（11）
图7为临界开关频率和自适应DPWM选择的逻辑框图。
图7 临界开关频率和自适应DPWM选择的逻辑框图
Fig.7 Principle of selecting switching frequency and adaptive DPWM
感性及容性负载下自适应DPWM的临界开关频率fsw曲线如图8和图9所示，自适应DPWM临界开关频率曲线在感性负载和容性负载下具有良好的对称性。在自适应DPWM方式下，逆变器不再局限于某一固定的调制波，而是能够根据工况，自适应地调节调制切换角a，组成不同的调制波。自适应DPWM的临界开关频率曲线总是连续的，其变化范围不超过100 kHz，并且随着功率因数的降低而变小，有利于EMI滤波器的设计。
图8 感性负载下自适应DPWM临界开关频率曲线
Fig.8 Critical switching frequency curves of adaptive DPWM under inductive loads
图9 容性负载下自适应DPWM临界开关频率曲线
Fig.9 Critical switching frequency curves of adaptive DPWM under capacitive loads
图10为自适应DPWM与固定调制切换角DPWM的临界开关频率对比。当PF=1或0时，两者的临界开关频率曲线一致；当PF≠1或0时，在感性负载下，两者的临界开关频率曲线在0°～30°区间内一致，但在30°～60°区间内，自适应DPWM的临界开关频率总是有一部分要大于固定调制切换角DPWM的临界开关频率。
图11为不同功率因数、感性负载下电感电流纹波的包络线，蓝色曲线是自适应DPWM电感电流纹波的包络线。从电流纹波的包络线可以看出，即使在逆变器最难实现ZVS的部分，电感电流纹波也能精确控制在偏置电流处，从而实现ZVS。图11中的红色虚线是固定调制切换角DPWM电感电流纹波的包络线。在PF=1或0时，两者的包络线一致，这是由于此时两者的a都为30°，电感电流纹波的包络线一致。当PF≠1或0时，自适应DPWM的电感电流纹波与固定调制切换角DPWM不完全一致。
图10 两种策略临界开关频率曲线对比
Fig.10 Comparison of critical switching frequency for two strategies
图11 不同功率因数（感性）下电感电流纹波的包络线
Fig.11 Current ripple envelopes under different PF loads
图12为自适应DPWM与固定调制切换角DPWM电感电流i1a有效值随功率因数角变化的对比。自适应DPWM与固定调制切换角DPWM在PF=1或0时，i1a有效值相同；在PF≠1或0时，自适应DPWM的i1a有效值总是小于固定调制切换角DPWM的，因而导通损耗更小。
图12 电感电流i1a的有效值变化
Fig.12 The variation of inductor current i1a
图13为不同功率因数下自适应DPWM波形。在第一扇区内，PF=1或0时的调制切换角a=30°，随着功率因数（感性）的降低，a在30°～60°区间内逐渐减小。由于感性与容性负载的对称性，容性与感性负载的a变化是对称的，即随着功率因数的减小，调制切换角a在0°～30°区间内逐渐增大。
图13 不同功率因数下自适应DPWM波形
Fig.13 Adaptive DPWM waveforms under different PF loads
图14为PF=0.8时，不同功率下临界开关频率曲线。可见，当PF≠1或0时，随着视在功率的提高，调制切换角a在30°～60°区间内逐渐增大，但变化很小。因此，相同功率因数下，功率的变化对a的影响较小。
图14 不同功率下临界开关频率曲线（PF=0.8）
Fig.14 Critical switching frequency curves at different powers (PF=0.8)
图15为自适应DPWM控制框图。自适应DPWM的控制策略与传统的控制策略类似，都是通过PI控制器进行调制波的计算，但自适应DPWM的调制波并不是固定的，而是随着工况的变化而变化，需要实时计算CPWM1和CPWM2实现ZVS的临界开关频率曲线，并进行比较，选择合适的临界开关频率曲线和调制切换角。自适应DPWM软开关策略无需在电路中添加额外的高频电流传感器，仅需采集直流母线电压、电网侧相电压和电网侧相电流，即可完成相应的临界开关频率计算。由于两个逆变器交错并联，两个相位相差180°的载波与自适应DPWM进行实时比较，生成对应的开关管驱动信号。
图15 自适应DPWM控制框图
Fig.15 Block diagram of adaptive DPWM
仿真条件和参数与表2相同，图16为不同功率因数下的仿真波形，可以观察到逆变器侧电感电流始终能够过偏置电流点±Ibias（±3 A），保证了临界ZVS的实现。点画线框为调制波切换点，对于不同的功率因数，自适应DPWM的调制切换角不同，与理论分析一致。
基于两电平三相交错并联逆变器拓扑，搭建了一台700 V直流输入、220 V电网负载、20 kV·A光伏逆变器实验平台，如图17所示。本实验平台的开关管均采用SiC MOSFET C3M0040120K（1 200 V, 40 mW），逆变器侧电感的感值为20 mH。直流母线电容等效容值为50 mF，滤波电容的容值为4.7 mF。电网侧电感采用共模电感，共模量为1.5 mH，利用共模电感的漏感作为LCL型滤波器的电网侧电感，漏感值约为10 mH。实验条件与表2相同。
图16 不同功率因数下的仿真波形
Fig.16 Simulation waveforms of different PF
图17 20 kV·A实验平台
Fig.17 20 kV·A experimental platform
图18为C相满载下不同功率因数的实验波形，包含了电感电流i1c、电网侧电流igc、C相和A相之间的线电压Vca和临界开关频率曲线fsw。从图18可以看出，实验结果与仿真结果基本相同，电感电流包络线、临界开关频率曲线的微小差别是由于电感值和采样的误差引起的。
图19为C相轻载（25%）、PF=-0.8下的实验波形。由于轻载下，电网侧电流较小，实现ZVS的临界开关频率较高，关断损耗较大，为了保护MOSFET，限制开关频率低于330 kHz，电感电流的包络线与理论有差别，但依旧能够实现ZVS。
图18 C相满载下不同功率因数实验波形
Fig.18 Experimental waveforms of different PF under full load of phase C
图19 C相轻载下的实验波形（PF=-0.8）
Fig.19 Experimental waveform under light load of phase C (PF=-0.8)
图20为C相满载下调制切换角变化的实验波形。每个扇区的起始点与调制波切换点之间的角度为调制切换角。在感性负载下，当PF≠1或0时，随着功率因数的减小，自适应DPWM的调制切换角在30°～60°区间内逐渐减小；容性负载下，随着功率因数的减小，自适应DPWM的调制切换角在0°～30°区间内逐渐增大。
图21为负载容量S=15 kV·A、PF=-0.8下，调制切换角变化的实验波形，同图18c中S=20 kV·A、PF=-0.8的实验波形作为对比，容性负载下，随着功率的降低，调制切换角在0°～30°区间内逐渐增大。
图20 C相满载下切换角变化的实验波形
Fig.20 Experimental waveforms of switching angle variation under full load of phase C
图21 C相15 kV·A负载下的实验波形（PF=-0.8）
Fig.21 Experimental waveforms under 15 kV·A load of phase C (PF=-0.8)
图22为C相桥臂的下开关管Q2c在不同工况下实现ZVS的实验波形。在MOSFET开通时，电感电流i1c超过偏置电流3 A处，Vds下降至0，从而实现ZVS。
图23为电网负载跳变时逆变器动态响应实验波形。自适应DPWM软开关策略能够快速响应负载的变化，在电网负载发生复杂变化后，依旧能够快速计算自适应DPWM和开关频率，具有良好的动态响应性能。
图22 C相下开关管Q2c实现软开关的实验波形
Fig.22 ZVS experimental waveforms of the lower switch Q2cof phase C
逆变器的主要功率损耗来源于开通损耗Pon、关断损耗Poff、导通损耗Pcon、电感的铜损Pcopper和铁损Pcore。选取固定调制切换角DPWM软开关和DPWM硬开关的两种调制策略作为对比。DPWM硬开关的开关频率为50 kHz，调制切换角固定为30°，由于开关频率较小，电感按照电感电流纹波20%的方法设计，将逆变器侧电感设置为450 mH，其余参数与表2一致。
图23 自适应DPWM的动态响应实验波形
Fig.23 Experimental waveforms of dynamic response of adaptive DPWM
相较于DPWM硬开关策略，固定调制切换角DPWM软开关策略和自适应DPWM软开关策略实现了任意功率因数下的全范围ZVS，几乎没有开通损耗，但是由于开关频率较高且关断电流更大，两者相较于DPWM硬开关的关断损耗更高。而自适应DPWM软开关频率更高，关断损耗会更高。
DPWM硬开关因电感值大，电流纹波小，导通损耗最小，而自适应DPWM软开关因开关频率高于固定调制切换角DPWM软开关，电流纹波更小，导通损耗更小，相较于固定角DPWM软开关，在PF=0.8时，导通损耗下降了43%；铜损方面，DPWM硬开关因电感体积、匝数和等效串联电阻值较大导致铜损更高，固定调制切换角DPWM软开关因电流纹波大于自适应DPWM软开关，铜损也相对偏高；至于铁损，两种软开关策略虽频率高、电流纹波大，但电感的感值和体积小，三者铁损差异不明显。主要功率损耗评估如图24所示。
图24 功率损耗评估
Fig.24 Power loss evaluation
图25为DPWM硬开关、固定调制切换角DPWM软开关和自适应DPWM软开关三者在20%～100%负载比例、PF=0.8下，工作效率变化的对比。在低负载下，固定调制切换角DPWM软开关和自适应DPWM软开关的开关频率较高，此时关断损耗占比更高，两者的效率较DPWM硬开关低。在高比例负载下，固定调制切换角DPWM软开关和自适应DPWM软开关的实现全范围ZVS，几乎没有开通损耗，工作效率比DPWM硬开关高，而自适应DPWM软开关的开关频率较固定调制切换角DPWM软开关更高，导通损耗更小，工作效率更高，其峰值效率高达99.3%。
图25 效率对比（PF=0.8）
Fig.25 Efficiency comparison (PF=0.8)
自适应DPWM软开关策略克服了固定调制切换角DPWM软开关策略因调制波切换角固定不变导致的临界开关频率曲线不连续的问题，提高了逆变器的稳定性，并进一步提升了逆变器的开关频率，导通损耗更小，工作效率更高。通过仿真和实验对比分析，该策略具有以下优点：
1）基于电流纹波预测理论，无需额外添加高频电流传感器，易于操作，降低了逆变器实现ZVS的成本。
2）与固定调制切换角DPWM软开关策略相比，自适应DPWM的调制切换角是不固定的，临界开关频率曲线能够保持连续，有利于系统的EMI设计，并且开关频率更高，导通损耗更小，效率更高。
3）能实现任意功率因数下全范围的ZVS，具有无功补偿的功能，适用场景广泛。
参考文献
[1] 王悦, 孟令辉, 吕霄, 等. 两相-单相非隔离电力电子变压器规避短路矢量的三维空间矢量脉宽调制策略[J]. 电工技术学报, 2025, 40(8): 2547-2559.
Wang Yue, Meng Linghui, Lü Xiao, et al. A three- imensional space vector pulse width modulation strategy of two-phase to single-phase non-isolated power electronics transformer[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2025, 40(8): 2547- 2559.
[2] 田涵雷, 韩沛松, 唐嵩峰, 等. 计及轻量化设计的多电平光伏逆变器[J]. 电工技术学报, 2023, 38(16): 4301-4311.
Tian Hanlei, Han Peisong, Tang Songfeng, et al. Multi-level photovoltaic inverter considering light- ight design[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(16): 4301-4311.
[3] 孟维奇, 何晋伟, 韩俊飞, 等. 非隔离型单相三桥臂统一电能质量控制器直流侧电压灵活调节与波动抑制技术[J]. 电工技术学报, 2024, 39(20): 6517- 6525.
Meng Weiqi, He Jinwei, Han Junfei, et al. DC-link voltage flexible regulation and fluctuation suppression technology of single-phase transformerless three-leg UPQC[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(20): 6517-6525.
[4] 赵红璐, 朱永元, 张银. 大功率逆变器散热设计[J]. 电气技术, 2018, 19(8): 149-156.
Zhao Honglu, Zhu Yongyuan, Zhang Yin. Thermal design of high-power inverter[J]. Electrical Engin- ring, 2018, 19(8): 149-156.
[5] 李东润, 宁圃奇, 康玉慧, 等. 采用大芯片的高功率密度SiC功率模块设计[J]. 电源学报, 2024, 22(3): 93-99.
Li Dongrun, Ning Puqi, Kang Yuhui, et al. Design of high power density SiC power module with large chips[J]. Journal of Power Supply, 2024, 22(3): 93-99.
[6] 张少昆, 孙微, 范涛, 等. 基于分立器件并联的高功率密度碳化硅电机控制器研究[J]. 电工技术学报, 2023, 38(22): 5999-6014.
Zhang Shaokun, Sun Wei, Fan Tao, et al. Research on high power density silicon carbide motor controller based on parallel connection of discrete devices[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(22): 5999-6014.
[7] 徐浩东, 罗嗣勇, 毕闯, 等. 基于SiC MOSFET同步Buck DC-DC变换器的宽频混合EMI滤波器设计[J]. 电工技术学报, 2024, 39(10): 3060-3069.
Xu Haodong, Luo Siyong, Bi Chuang, et al. Design of broadband hybrid EMI filter in synchronous Buck DC-DC converter with SiC MOSFETs[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(10): 3060-3069.
[8] Li Haoran, Zhang Zhiliang, Wang Shengdong, et al. A 300-kHz 6.6-kW SiC bidirectional LLC onboard charger[J]. IEEE Transactions on Industrial Elec- tronics, 2020, 67(2): 1435-1445.
[9] 刘妍, 杨晓峰, 谭海霞, 等. 一种单向隔离型谐振开关电容变换器[J]. 电工技术学报, 2024, 39(15): 4668-4681.
Liu Yan, Yang Xiaofeng, Tan Haixia, et al. A unidirectional isolated resonant switched capacitor converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(15): 4668-4681.
[10] Jiang Yunlei, Shen Yanfeng, Shillaber L, et al. Hybrid-mode adaptive zero-voltage switching for single-phase DC-AC conversion with paralleled SiC MOSFETs[J]. IEEE Transactions on Power Elec- tronics, 2022, 37(12): 14067-14081.
[11] Mohammed Cherif O, Nadji B, Tadjer S A, et al. An analytical approach for evaluating turn-on switching losses in SiC MOSFET with Kelvin pin: concept and implementation[J]. IEEE Transactions on Electron Devices, 2024, 71(5): 3116-3122.
[12] 李思, 杨明, 马宇, 等. 新型并联谐振直流环节软开关逆变器改进调制策略[J]. 电工技术学报, 2024, 39(2): 487-500.
Li Si, Yang Ming, Ma Yu, et al. Improved modulation strategy of novel parallel resonant DC link soft- switching inverter[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2024, 39(2): 487-500.
[13] Wang Qiang, Guo Guoxian, Wang Youzheng, et al. An efficient three-phase resonant DC-link inverter with low energy consumption[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(1): 702-715.
[14] Chu Enhui, Xie Haolin, Chen Zhifang, et al. Parallel resonant DC link inverter topology and analysis of its operation principle[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2020, 8(3): 3124-3138.
[15] Ding Zehuan, Gan Chun, Wang Shuanghong, et al. A novel midpoint voltage balance control strategy based on resonant current adjustment for auxiliary resonant commutated pole inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2024, 39(11): 14565-14578.
[16] Chu Enhui, Song Jiaxiang, Yang Dongsheng, et al. An auxiliary resonant pole soft-switching inverter with low pre-charge current[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2023, 38(10): 12790-12800.
[17] Gong Wenkang, Pan Shangzhi, Lin Wenqiang, et al. A synchronous auxiliary resonant commutated pole soft-switching inverter with improved load adaptabi- lity[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 37(3): 3073-3084.
[18] Liu Teng, Chen Cai, Xu Ke, et al. GaN-based megahertz single-phase inverter with a hybrid TCM control method for high efficiency and high-power density[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2020, 36(6): 6797-6813.
[19] 李锦, 党恩帅, 范雨顺, 等. 一种碳化硅与硅器件混合型三电平有源中点钳位零电压转换软开关变流器[J]. 电工技术学报, 2024, 39(8): 2496-2510.
Li Jin, Dang Enshuai, Fan Yushun, et al. A hybrid three-level active-neutral-point-clamped zero-voltage transition soft-switching converter with silicon carbide and silicon devices[J]. Transactions of China Electro-technical Society, 2024, 39(8): 2496-2510.
[20] 赵明, 陈建良, 韩伟健, 等. 基于TCM控制的多相交错并联Buck/Boost软开关变换器的变频范围优化方法[J].中国电机工程学报, 2022, 42(22): 8265- 8276.
Zhao Ming, Chen Jianliang, Han Weijiang, et al. A frequency variation range reduction method for multi- phase parallel interleaved Buck/Boost ZVS converter under TCM control[J]. Proceedings of the CSEE, 2022, 42(22): 8265-8276.
[21] Deng Jie, Chen Jianliang, Han Weijian, et al. Light load efficiency improvement for three-phase inverter employing valley switching under mixed TCM/DCM operation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2024, 39(6): 7675-7684.
[22] Chen Xingyu, Son G, Huang Zhengrong, et al. High frequency three-phase CRM inverter with integrated magnetics for auxiliary power supply in railway applications[C]//2024 IEEE Energy Conversion Con- gress and Exposition (ECCE), Phoenix, AZ, USA, 2024: 3320-3325.
[23] Hu Qiyuan, Jiang Jianbo, Pan Shangzhi, et al. A soft-switching three-phase inverter based on inte- grated magnetic coupled active filter[J]. IEEE Transa- ctions on Industrial Electronics, 2025, 72(7): 7050- 7060.
[24] 陈建良, 刘耀源, 张子旭, 等. 基于电流纹波预测的交错并联三相逆变器任意功率因数全范围软开关策略[J]. 中国电机工程学报, 2024, 44(22): 9003- 9014.
Chen Jianliang, Liu Yaoyuan, Zhang Zixu, et al. Current ripple prediction based full range soft switching method for two parallel interleaved three- phase inverters under any power factor[J]. Pro- ceedings of the CSEE, 2024, 44(22): 9003-9014.
Abstract This paper proposes an adaptive discontinuous pulse width modulation (DPWM) strategy to achieve full-range soft-switching for switching devices under arbitrary power factors. It addresses the issue of high switching losses in two-level three-phase parallel interleaved inverters during high-frequency operation. The control strategy features modulation-changing angles and dynamically adjusted switching frequencies. Continuous switching frequency is ensured to enhance operational stability through optimized selection. The modulation-changing angle and the critical switching frequency enabling zero voltage switching (ZVS) can be easily calculated through online computation, without additional high-frequency current sensors. The adaptive DPWM soft-switching strategy addresses the discontinuity in the critical switching frequency curves of the fixed DPWM soft-switching strategy, which arises from the fixed modulation-changing angles of the modulating waveform. The strategy results in higher switching frequency and lower conduction loss.
First, the principle of ZVS without an auxiliary circuit for three-phase parallel interleaved inverters is proposed. The critical switching frequency curves of CPWM1 and CPWM2 are drawn. The two crucial switching frequency curves of CPWM1 and CPWM2 always intersect in each sector, and the intersection can be regarded as the modulation-change angle. Subsequently, a full ZVS range strategy is proposed in a three-phase two-level parallel interleaved inverter based on adaptive DPWM modulation. The method achieves ZVS by selecting the appropriate modulation-changing angles and switching frequency under various operating conditions. The switching frequency variation range is further reduced from more than 200 kHz to less than 100 kHz. The modulation-changing angles are mainly affected by the power factor. In sector I, the modulation-changing angles are 30° for the unity power factor and pure reactive power loads. The angle decreases from 60° to 30° as the power factor decreases under inductive loads and increases from 0°to 30°as the power factor decreases under capacitive loads. The turn-on loss is eliminated, and the condition loss is significantly reduced.
A 20 kV·A photovoltaic inverter with SiC MOSFET interfacing DC 700 V with a three-phase AC 220 V grid is developed. Compared with the fixed DPWM soft-switching, the conduction loss is reduced by 43%. The peak efficiency of the adaptive DPWM soft-switching strategy is 99.3%. The inverter can select appropriate modulation-changing angles and switching frequency under various operating conditions. This approach improves switching frequency and reduces conduction loss.
The adaptive DPWM soft-switching strategy has the following advantages. (1) Based on the current ripple pulsation prediction, this strategy reduces the cost of soft switching in inverters, without adding high-frequency current sensors. (2) Compared to the fixed DPWM soft-switching, the modulation-changing angles of the adaptive DPWM are not fixed, and the maximum switching frequency curve can be kept continuous. Thus, the switching frequency is high, the conduction loss is low, and the efficiency is high. (3) This strategy can realize four-quadrant full-range soft-switching with reactive power compensation, which can be used in diverse operational scenarios.
keywords：Parallel interleaved, adaptive discontinuous pulse width modulation (DPWM), variable modulation- changing angle, zero voltage switching, critical switching frequency
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.250762
中图分类号：TM464
国家自然科学基金（52007049）和河北省自然科学基金（E2021202046）资助项目。
收稿日期 2025-05-09
改稿日期 2025-07-14
陈建良 男，1990生，副教授，博士生导师，研究方向为电力电子、高频软开关功率变换器、宽禁带功率器件等。E-mail: chenjl@hebut.edu.cn（通信作者）
张益翔 男，2000年生，硕士研究生，研究方向为高频软开关功率变换器。E-mail: 202321401076@stu.hebut.edu.cn
（编辑 陈 诚）