1的变压器T和输出倍压电容Co1、Co2组成）用于实现两非隔离端口向变压器二次侧高压端口的功率传输，其中飞跨电容结构实现了开关器件电压应力的减小；Ci1和Ci2为两非隔离端口的滤波电容；iLb、iLs和iCf分别为流经Lb、Ls和Cf的电流；vLb、vLs和vCf分别为Lb、Ls和Cf两端的电压；vPV、vBAT和vo分别为光伏端口、电池端口和输出母线端口。摘要 为实现多种能源的灵活互联与独立的功率传输能力，该文提出一种基于部分集成架构的三端口DC-DC变换器。所提三端口DC-DC变换器具有灵活的电压增益以及宽输入范围内高效运行的能力，通过引入多电平技术减小了一次侧开关器件的电压应力，并且主功率路径上所有开关器件具有固定的50%占空比。这意味着所提变换器在任意情况下都具有高效率和高功率传输能力。此外，针对该拓扑结构还提出一种循环电流抑制控制策略，通过改变部分集成单元的内移相角，实现其工作状态序列的重构，从而抑制循环电流的产生，进而使得所提变换器在宽负载范围内实现效率的进一步提升。此外，还计算了在不同输入条件下所提控制策略的优化内移相轨迹，确保所提变换器中开关器件的软开关操作。最后，搭建一台500 W的实验样机，验证了所提三端口DC-DC变换器及循环电流抑制控制策略的有效性。
关键词：三端口变换器 部分集成架构 循环电流抑制 软开关操作 优化移相轨迹
随着化石能源的逐渐枯竭，可再生能源发电系统的发展变得越来越重要，但由于可再生能源的间歇性特点，其在并网系统中的应用仍旧受到限制[1]。将可再生能源与储能系统相结合的方式则充分发挥了二者的优势，使得可再生能源系统稳定性、可靠性均获得大幅提升[2-3]。可再生能源-储能系统中通常需要多个两端口变换器来实现不同电源与输出母线的连接，这导致可再生能源-储能系统的复杂性较高，元器件数量十分庞大。
三端口变换器因其天然具有多个能量接口、各端口间功率能够灵活传输而十分适配可再生能源-储能系统。相较于传统多个两端口变换器，三端口变换器结构更为紧凑、端口间功率单级传输、变换器结构高度集成，因此大幅度简化了整体系统的复杂度，降低了成本并提升了效率[4]。根据电气隔离的需求，现有三端口变换器主要分为三种类型： ①非隔离型[5-7]；②部分隔离型[8-11]；③完全隔离型[12-15]。对于非隔离型三端口变换器，通常需要复杂的升压电路来实现不同输入、输出端口之间的电压匹配[16]。此外，由于通常需要电气隔离，它们在大多数可再生能源系统中的应用受限。全隔离型三端口变换器是三种类型中元件数量最多的，控制策略和磁性元件的设计也相对复杂，这大大增加了可再生能源系统的复杂性和成本。部分隔离型三端口变换器结合了非隔离型和完全隔离型三端口变换器各自的优点，为高压端口提供必要电气隔离的同时简化了三端口变换器的结构，通过开关集成复用和软开关技术，部分隔离型三端口变换器可以实现高效率和低成本[17-18]。因此，国内外学者针对部分隔离型三端口变换器展开了大量研究。
文献[19]通过将双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）变换器与Buck-Boost变换器相结合实现三端口变换器的构造，各端口间的电压匹配通过脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation, PWM）实现。文献[20]将DAB变换器与交错Boost变换器集成，通过开关器件复用能在不增加额外开关器件的前提下实现多端口的拓展。基于相同的思想，文献[21-23]分别将交错Boost和Buck-Boost变换器与LLC、CLLC谐振变换器集成，利用谐振变换器优异的软开关特性实现三端口变换器效率的提升。然而，PWM控制的引入使得变换器主功率通道上的开关器件占空比随输入端口电压的变化而改变。因此在宽输入电压范围内难以保证良好的效率。
为了解决占空比变化给三端口变换器带来的功率传输能力限制以及高损耗，文献[24]通过集成飞跨电容实现有效占空比的扩展，在相同电压范围内有效地缩小了占空比的变化范围。文献[25]基于电压倍增（Voltage Multiplier, VM）单元构造三端口变换器，大幅度提升了三端口变换器的升压能力，同样实现了有效占空比范围的扩展。上述两种方式通过减小占空比的变化范围来实现三端口变换器功率传输能力及效率的优化，但是难以完全避免占空比变化带来的影响。
文献[26]通过部分集成的方式，将四开关Buck- Boost变换器的输出桥臂与LLC谐振变换器的一次侧桥臂集成，而仅在四开关Buck-Boost变换器的输入桥臂采用PWM控制来实现多个端口间电压的匹配。这种方式有效地保留了LLC谐振变换器的功率传输能力，进而在宽范围内保证三端口变换器的高效率。文献[27]通过将LLC变换器输出进行端口拆分，在保留LLC变换器直流变压器（Direct Circuit Transformer, DCX）工作条件的同时在其中一个端口上部分集成Buck变换器实现三端口结构的构造。这种部分集成形式的三端口变换器结构相较而言略显复杂，但是在宽范围内实现了三端口变换器效率的大幅度提升。然而，由于其部分集成的调压单元通常仍需要处理某一端口的全部功率，给三端口变换器引入不可忽视的额外损耗，进而限制三端口变换器的性能。
本文提出了一种基于部分集成架构的三端口变换器及其循环电流抑制控制策略，通过将非隔离变换器与隔离变换器进行部分集成，解耦了PWM控制对隔离变换器带来的影响，使得隔离变换器始终工作在50%占空比条件下，完全消除了占空比变化对隔离变换器带来的负面影响。同时所提拓扑中的部分集成单元（Partially Integrated Unit, PIU）仅处理两输入端口间的差分功率，大幅度减小了PIU对三端口变换器引入的额外损耗。此外，在所提拓扑结构的基础上还提出了一种循环电流抑制控制策略，通过改变PIU的内移相角实现PIU工作序列的重构，进而抑制PIU中循环电流的产生。所提控制策略能大幅度抑制部分集成单元中的循环电流，从而实现效率的大幅提升。
基于部分集成架构的所提三端口变换器电路原理如图1所示。部分集成单元（由开关器件Sa1、Sa2、飞跨电容Cf和电感Lb组成）用于为两个非隔离端口提供差分功率传输路径；隔离变换器（由开关器件S1～S6、飞跨电容Cf、串联电感Ls、隔直电容Cs、匝比为n1的变压器T和输出倍压电容Co1、Co2组成）用于实现两非隔离端口向变压器二次侧高压端口的功率传输，其中飞跨电容结构实现了开关器件电压应力的减小；Ci1和Ci2为两非隔离端口的滤波电容；iLb、iLs和iCf分别为流经Lb、Ls和Cf的电流；vLb、vLs和vCf分别为Lb、Ls和Cf两端的电压；vPV、vBAT和vo分别为光伏端口、电池端口和输出母线端口。
图1 基于部分集成架构的三端口变换器电路原理
Fig.1 The circuit of the partial integrated structure based three-port converter
Sa1和Sa2由一组互补导通且占空比可变的开关信号驱动，其中Sa1的占空比定义为da。S1和S4、S2和S3以及S5和S6各由一组互补导通且占空比固定50%的开关信号驱动。
图2给出了所提三端口变换器稳态工作条件下的关键波形。其中，vab为隔离变换器中桥臂中点对输入电容中点间的电压，vcd为隔离变换器中变压器二次电压，定义S1和S2间移相角为p1Ts，S1和S5间移相角为p2Ts，p1为S1与S2间的相位差，p2为S1与S5间的相位差，Ts为开关周期。图2所示的稳态工作波形可将变换器在单个开关周期内划分为7个工作模态，各工作模态的等效电路如图3所示。
模态1 [t0, t1
（见图3a）：在t0时刻，Sa2和S4关断，死区期间内iLs和iLb分别对S1和Sa1的寄生电容放电直至电压降至零，进而迫使S1和Sa1的体二极管导通，从而实现S1和Sa1的零电压导通（Zero Voltage Switching, ZVS）条件。死区结束后S1和Sa1导通，此时施加在Lb上的电压为-vPV，iLb线性下降；施加在Ls上的电压为vPV-vCf+vCs+nvo/2，因此iLs线性上升，由于iLs流经Cf，则iCf和iLs相等。该阶段内S2和Sa2上的电压应力为vCf，S4上的电压应力为vPV+vBAT-vCf。定义iLb和iLs在t0时刻的表达式分别为ILb(t0)和ILs(t0)，假设死区时间效应可忽略，则该模态下iLb和iLs的时域表达式可表示为
图2 稳态工作条件下关键波形
Fig.2 The key waveforms of the proposed converter under steady-state operation conditions
图3 各工作模态下的等效电路
Fig.3 Equivalent circuit of each operating substates
（1）
模态2 [t1, t2（见图3b）：S3在t1时刻关断，死区期间内iLs对S2的寄生电容放电迫使S2的体二极管导通，从而实现S2的ZVS条件。死区结束后S2导通，此时施加在Lb上的电压仍旧为-vPV，因此iLb继续线性下降；施加在Ls上的电压为vPV+vCs+nvo/2，因此iLs以更大的斜率线性上升。在此期间内Cf不参与功率回路，iCf=0，此时S3上的电压应力为vCf。该模态内iLs(t)的时域表达式可计算为
（2）
模态3 [t2, t3（见图3c）：S6在t2时刻关断，在死区期间内变压器二次电流对S5的寄生电容放电迫使其体二极管导通，进而实现S5的ZVS操作。死区结束后S5开通，由于Lb所处回路未发生改变，因此iLb仍旧延续模态2中的状态保持线性下降；变压器二次侧回路发生改变，因此折算到变压器一次电压出现换向，施加在Ls上的电压变为vPV+vCs-nvo/2，iLs以较小的斜率线性上升。Cf仍旧未参与功率回路，其流过电流仍旧为0。该模态内iLs(t)的时域表达式为
（3）
模态4 [t3, t4（见图3d）：Sa1在t3时刻关断，死区期间内iLb对Sa2的寄生电容放电迫使其体二极管导通，实现Sa2的ZVS操作。死区结束后Sa2开通，此时Cf参与iLb流经的回路，iCf=iLb，施加在Lb上的电压变为vCf-vPV，iLb以较小斜率持续线性下降；iLs流经回路未发生改变，因此iLs仍旧以模态3中状态保持线性上升。在此期间Sa1上的电压应力为vCf，iLb(t)的时域表达式为
（4）
模态5 [t4, t5（见图3e）：S1在t4时刻关断，死区期间内iLs对S4的寄生电容放电并迫使其体二极管导通，实现S4的ZVS操作。死区结束后S4开通，此时Cf参与iLs流经的回路，iCf=iLs。Lb上电压为vBAT，iLb线性上升；Ls上电压则变为vCf+vCs-vBAT-nvo/2，iLs线性下降。在此期间内，S1上的电压应力为vPV+vBAT-vCf，iLb(t)和iLs(t)的时域表达式可表示为
（5）
模态6 [t5, t6（见图3f）：S2在t5时刻关断，死区期间内iLs对S3的寄生电容放电使其满足ZVS条件。死区结束后S3开通，此时Cf不参与功率回路，iCf=0。iLb流经回路未发生改变，Lb上电压仍旧为vBAT，iLb持续线性上升；Ls上电压为vCs-vBAT-nvo/2，因此iLs线性下降。在此期间内S2上的电压为vCf，iLs(t)的时域表达式为
（6）
模态7 [t6, t7]（见图3g）：S5在t6时刻关断，死区期间内变压器二次电流对S6的寄生电容进行放电实现S6的ZVS操作。死区时间结束后S6导通，变压器二次电压出现换向，因此Ls上电压变为vCs-vBAT+nvo/2，iLs以较小的斜率线性下降；Lb上的电压仍旧为vBAT，因此iLb以和模态6相同的斜率线性上升。在此期间内iLs(t)的时域表达式为
（7）
汇总所有开关器件的电压应力见表1。当vCf= (vPV+vBAT)/2时，所有一次侧开关器件的电压应力相同，且为总输入电压的一半。由于Cf在某些模态下会参与功率回路，某些模态下则不参与，因此通过控制各个模态的持续时间即可实现iCf的控制，进而实现vCf的控制。由模态分析可知，通过改变Sa1占空比的大小即可改变Lb上电流的大小，进而实现两非隔离端口间传输功率的控制，因此隔离变换器中的所有开关器件均能够保证以50%占空比工作，在宽输入范围内都能保证其自身的功率传输能力。
表1 所有开关器件的电压应力
Tab.1 Voltage stress of all switches
开关器件电压应力 S1vPV+vBAT-vCf S2vCf S3vCf S4vPV+vBAT-vCf Sa1vCf Sa2vCf S5vo S6vo
此外，由于隔离变换器能够同时实现两非隔离端口向二次侧隔离端口的功率传输，因此PIU仅需实现两非隔离端口间的差分功率传输，即可实现三个端口间独立的功率流控制，这使得PIU所承担的功率仅占总功率的一小部分，因此引入的额外损耗十分小，Lb能够进行高效小型化设计，有利于三端口变换器效率和功率密度的提升。
由工作模态分析可知，当vab中存在直流分量时（vPV≠vBAT），Cs会产生一相反的直流电压来抵消vab中直流分量对变压器带来的影响，进而实现隔直功能，因此vCs可表示为
（8）
结合工作模态分析中iLs的时域表达式（1）～式（8）可知，iLs在各开关时刻的表达式为
（9）
为了便于计算，定义v1=vPV+vBAT。由于iLs半周期对称，因此ILs(t4)=-ILs(t0)，ILs(t5)=-ILs(t1)，ILs(t6)= -ILs(t2)。通过积分取平均的方式可知，隔离变换器的输出功率表达式为
（10）
式中，
为隔离变换器输出功率的标幺值，表示为
（11）
根据式（10）可绘制出输出功率标幺值相对于不同p1和p2的曲面，如图4所示。从图4可以看到，隔离变换器的输出功率跟p1和p2均有关，因此可通过多自由度实现输出功率的统一控制。在不同p1和p2下变换器的输出功率会呈现正向传输和反向传输两种状态，通过设定隔离变换器输出功率为0 W可得功率传输方向边界表示为
（12）
图4 输出功率相对不同p1和p2的曲面
Fig.4 Surface of the output power under different p1 and p2
由于p1引入的模态1和模态5两个模态中Cf会参与隔离变换器的功率回路，使得iCf=iLs，p1的大小会直接影响流经Cf上电流的大小，进而影响vCf的值，因此选取p2作为隔离变换器输出功率的控制自由度，而p1则用于实现vCf的控制。
PIU实现差分功率传输原理如图5所示。在PIU未工作时如图5a所示，由于两非隔离端口为串联连接，因此两端口共享相同的输出电流，电池端口会受光伏端口制约进而无法实现恒流输出或输入的功能。当PIU工作时，如图5b和图5c所示，若电池端口需要输出功率，Lb会产生一个从左向右的平均电流iLba为电池端口提供额外的电流输出路径来实现电池端口与光伏端口间差分功率的传输；若电池端口需要吸收来自光伏端口的功率，Lb会产生一个从右向左的平均电流iLba来实现光伏端口功率向电池端口的传输。因此PIU仅处理两非隔离端口间的差分功率，占总功率很小一部分，进而可以实现低损耗和小体积。
（a）PIU不启用 （b）iBAT＜iPV （c）iBAT＞iPV
图5 PIU实现差分功率传输原理
Fig.5 Mismatch power transfer machanism of PIU
结合式（1）、式（4）和式（5）同样可计算出各开关时刻iLb为
（13）
改变da即可改变各开关时刻iLb的值，进而实现PIU传输功率的改变。根据伏秒平衡原理可知，在稳定的vPV、vBAT和vCf下da的表达式为
（14）
因此在稳态条件下，da同vBAT、vCf和vPV均相关，由于电池端口电压相对较为固定，因此控制da满足式（14）即可保证光伏端口工作在最大功率点电压处，进而实现光伏端口的最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking, MPPT）控制。而通过控制da大于或小于式（14）中关系即可令ILb(t0)增加或减小，PIU传输功率控制方法如图6所示，进而实现iLb上平均值ILba的控制。通过控制ILba满足IBAT=ILba+IPV即可同时实现光伏端口和电池端口的控制与差分功率的传输。
图6 PIU传输功率控制方法
Fig.6 Power transfer control method of PIU
在不同工作模态下，飞跨电容Cf会参与不同的功率回路，因此iCf由部分iLs和部分iLb构成，飞跨电容上的电流电压波形如图7所示。其中Cf参与iLs回路的模态主要由隔离变换器一次侧桥臂内移相p1产生，而Cf参与iLb回路的模态主要由Sa1和Sa2中大于50%占空比的那部分产生。由于Sa1和Sa2的占空比需用于实现两非隔离端口间的电压匹配，因此针对iCf大小的控制则需要通过控制p1来实现。通过对iCf在单个开关周期内积分取平均可得对Cf充放电的平均电流iCfa可表示为
（15）
图7 飞跨电容上的电流电压波形
Fig.7 Current and votlage waveforms of the flying capacitor
因此通过控制p1的大小即可实现iCfa的控制，进而将iCfa控制为0就能够实现Cf电压的稳定。
不同Lb感值下的电流电压波形如图8所示。其中实线表示Lb具有较小的感值，而虚线部分表示Lb具有较大的感值。从图8a中可知，当Lb较小时，iLb具有较大的电流摆幅使得iLb有正有负，进而PIU中的所有开关器件能够满足其自身的软开关条件。通过上述模态分析可知，满足PIU中所有开关器件软开关操作的条件为
（16）
图8 不同Lb感值下的电流电压波形
Fig.8 Current and voltage waveforms of different Lb value
因此为了能够实现PIU中所有开关器件的软开关条件，需要保证Lb不能超过式（16）所示的上限。然而如果Lb设计过小，当两输入端口电压匹配，或传输较小差分功率时，Lb上会存在大量的循环电流，如图8b中所示。这样大摆幅的循环电流会给开关器件和Lb带来大量的损耗，进而影响整体变换器的效率，因此Lb通常会被设计为在最大差分功率传输条件下接近软开关边界而比上限略小来在保证软开关操作的前提下抑制循环电流的大小，因此在三端口变换器的整个工作范围内，PIU的开关损耗和导通损耗之间存在着相互制约的关系。
通过对PIU的工作模态分析可知，在任意差分功率条件下PIU的运行状态序列保持一致，且在相同运行状态序列下PIU的循环电流大小仅取决于两非隔离端口输入电压的大小，这导致高输入电压和低差分功率条件下PIU会产生较大的循环电流。为了抑制这部分仅产生损耗而不承担功率传输的循环电流，在此提出一种循环电流抑制控制策略，利用PIU内部开关器件间的移相角来减小循环电流的摆幅，从而优化PIU的损耗。
循环电流抑制控制策略的工作原理是通过改变PIU的内部移相角实现其运行状态序列的重构，进而改变iLb的波形。针对不同的差分功率条件设计不同内移相角来获得更小的循环电流，因此下面针对不同差分功率条件下的PIU分析其在不同内移相角下的循环电流特性。
对PIU的工作模态进行分解可得，在任意内移相角下，PIU的工作序列总是由图9所示的四个等效工作电路构成。在光伏端口和电池端口电压相等（即da=0.5）时，不同内移相角pa条件下PIU的工作波形和工作状态序列如图10所示。当pa=0时，此时PIU内部仅包含两个工作模态：模态Ⅰ和模态Ⅲ，Lb分别由vPV和vBAT进行充放电操作，因此iLb的峰峰值可表示为
（a）模态Ⅰ （b）模态Ⅱ （c）模态Ⅲ （d）模态Ⅳ
图9 PIU的四个工作模态
Fig.9 The four operating substates of PIU
（17）
图10 vPV=vBAT时不同pa下PIU的工作波形
Fig.10 Operating waveforms of PIU under different pa when vPV=vBAT
随着pa的逐渐增加，PIU的工作序列转变为包含所有四个工作模态，其中在模态Ⅱ和模态Ⅳ中Lb上的电压均为0 V（模态Ⅱ中为vCf-vPV，模态Ⅳ中为vBAT-vCf，由于vPV=vBAT=vCf，因此Lb上电压为0 V），iLb的斜率也为0。随着pa的增加，模态Ⅱ和模态Ⅳ的持续时间也同步增大，Lb上的等效压降减小，iLb上的峰峰值可表示为
（18）
当pa=0.5时，PIU中仅存在模态Ⅱ和模态Ⅳ两种工作状态，因此Lb上的电压在整个开关周期内均为0 V，这意味着Lb上将不产生任何循环电流，且其电流为直流分量，仅实现差分功率传输。当两个非隔离端口电压相等时，循环电流能被完全消除。随着pa的进一步增加，PIU中将继续存在四个工作模态，模态Ⅰ和Ⅲ的持续时间逐渐增加，而模态Ⅱ和Ⅳ的持续时间逐渐减小，这意味着循环电流将逐渐增加。在此期间iLb的峰峰值表示为
（19）
当光伏端口和电池端口电压不相等（在此假设vPV＞vBAT，即da＜0.5
时，仅有模态Ⅲ下的PIU中Lb上的电压极性为正，因此循环电流的大小取决于模态Ⅲ的持续时间。不同pa条件下PIU的工作波形如图11所示。
当pa＜0.5-da时，尽管PIU存在内移相角，但是其单个开关周期内模态Ⅲ的持续时间并未发生改变，因此其循环电流大小也保持不变，iLbpp表示为
图11 vPV≠vBAT时不同pa下PIU的工作波形
Fig.11 Operating waveforms of PIU under different pa when vPV≠vBAT
（20）
当0.5-da≤pa＜0.5时，PIU的工作序列包含所有四个工作模态。由于模态Ⅲ和模态Ⅳ均需要S4的参与，而S4的占空比固定在50%，因此模态Ⅳ持续时间的增加会导致模态Ⅲ持续时间的减少，这意味着循环电流的减少，因此在此阶段内iLbpp的表达式为
（21）
当0.5≤pa＜1-da时，模态Ⅳ将会把模态Ⅲ割裂为两个部分：模态Ⅲ_1以及模态Ⅲ_2。在此期间内存在三个阶段，假设模态Ⅲ_1和模态Ⅲ_2在Lb上带来的电流增量分别为DiLbⅢ_1和DiLbⅢ_2，模态Ⅳ在Lb上带来的电流下降量为DiLbⅣ，根据三部分增减量大小的不同可进一步将该区间划分为三个阶段，如图12所示。
图12 当0.5≤pa＜1-da时不同阶段下PIU的工作波形
Fig.12 Operating waveforms of PIU under different stage when 0.5≤pa＜1-da
阶段1（0.5≤pa＜px1：该阶段内DiLbⅢ_1≤DiLbⅣ，因此DiLbⅢ_1完全被DiLbⅣ抵消，iLbpp的表达式与（21）相同。
阶段2（px1≤pa＜px2：该阶段内DiLbⅢ_1和DiLbⅢ_2均大于DiLbⅣ，因此DiLbⅣ将抵消固定的一部分电流增量，因此iLbpp可表示为
（22）
阶段3（px2≤pa＜1-da：该阶段内DiLbⅢ_2≤DiLbⅣ，因此DiLbⅢ_2完全被DiLbⅣ抵消，iLbpp的表达式为
（23）
根据iLb上升量与下降量之间的关系可知px1和px2的表达式分别为
（24）
进一步增加pa时，模态Ⅲ的持续时间将增加，因此循环电流的大小也将同步增加，iLbpp的表达式与式（23）相同。
结合式（17）～式（24），可绘制出在不同输入端口电压条件下iLbpp与pa的关系曲线，如图13所示。由图13a可知，当vPV=vBAT时，循环电流能在pa=0.5时被完全消除，而pa越接近0.5循环电流的抑制效果就越好；在vPV≠vBAT条件下如图13b所示，随着pa的增加，循环电流将显著衰减，其中循环电流在 [px1, px2
范围内达到最小值。因此，所提的循环电流抑制控制策略在任意输入电压、差分功率条件下皆能有效地抑制循环电流的大小，进一步减小PIU对三端口变换器引入的额外损耗。
（a）vPV=vBAT （b）vPV≠vBAT
图13 不同pa下循环电流iLbpp的曲线
Fig.13 The curves of the circulating current iLbpp under different pa
从第2节的分析可知，循环电流抑制控制策略能在任意工作条件下实现循环电流的抑制，但循环电流的减小必然导致PIU中开关器件软开关条件的丢失，因此本节将提出考虑软开关条件的循环电流抑制控制的优化移相轨迹。根据模态分析可知，PIU中开关器件实现软开关操作的前提是开通前存在一反向电流实现开关器件寄生电容的完全放电，因此各开关器件实现软开关的条件可表示为
（25）
结合iLb的时域表达式与式（25）所示的软开关条件可绘制出不同pa和不同iLba条件下PIU内开关器件的软开关边界如图14所示。从图14可知，当pa处于 [0, 0.5-da区间时，PIU因其较大的循环电流从而具有最宽的软开关区域。随着pa的逐渐增大，软开关区域逐渐收缩，这是因为在较大iLba条件下较小的循环电流难以提供PIU中部分开关器件实现软开关操作所需的负向电流。尽管软开关区域随着pa的增加在不断收缩，pa仍存在实现全范围软开关操作的连续路径，如图14中红色虚线所示，其数学表达式可推导为
（26）
式中，k=Ts/(16vCfLb)，iLbt1=2k(vPV-vBAT)2；通过将优化内移相轨迹代入到式（17）～式（23）中可绘制出在不同输入电压和差分功率条件下采用优化内移相轨迹前后循环电流的大小，如图15所示。在确保PIU中所有开关器件实现软开关操作的前提下，所提循环电流抑制控制策略在任意差分功率和输入电压的条件下均能够有效实现循环电流的抑制，并在输入端口电压相等且在无差分功率传输时完全消除循环电流，实现了PIU在全工作域内的损耗优化与效率提升。
图14 不同pa和iLba条件下PIU的软开关区域
Fig.14 ZVS region of PIU under different pa and iLba
图15 不同输入电压和差分功率条件下采用优化内移相轨迹前后的iLbpp
Fig.15 iLbpp before and after adopting the optimized internal shifting trajectory of PIU under different input voltage and mismatch power
系统整体控制方案如图16所示。其中，vB和光伏端口的电压和电流、vBr、iBr、vCr和vPVr分别为iB分别为电池端口的电压和电流、vPV和iPV分别为电池端口电压参考值、电池端口电流参考值、飞跨电容电压参考值以及光伏端口电压参考值。
图16 三端口变换器整体控制方案
Fig.16 Control scheme for the three-port converter
针对电池端口采用电压电流双闭环控制策略实现恒压、恒流的自适应切换，电池端口的电压和电流经过荷电状态（State of Charge, SOC）得到电池端口的电压参考值，与电池端口电压vB做差经过具有内部限幅能力的PI控制器得到电池端口的电流参考值，而后与电池端口的电流做差经过PI控制器得到控制变量p2用于实现三端口变换器的功率控制；其中当电池端口需要恒流充放电时，SOC算法生成的vBr与电池端口实际电压vB不相等，由于电池端口的电压较稳定，电池端口的电压外环输入误差会一直存在，因此电压环的PI控制器始终处于饱和状态进而输出PI控制器的限幅值，此处电压环的PI控制器的限幅值即为恒流充放电的电流参考值；当电池端口需要恒压充放电时，电池端口电压产生变化，电压环的PI控制器退出饱和状态直到vB等于SOC算法所输出的电压参考值，完成恒压充放电控制。通过电压电流双闭环控制实现了电池端口的自适应充放电状态切换。针对飞跨电容均衡控制环采用PI控制器，采样两输入端口电压取平均即为飞跨电容电压参考值，通过PI控制器得到控制变量p1用于实现三端口变换器飞跨电容电压的均衡控制。
由于只要光伏端口电压等于最大功率点电压，光伏板就能够实现最大功率点跟踪，因此针对光伏端口采用电压控制环。采样光伏端口的端电压和端电流，通过MPPT算法实现光伏端口最大功率点所对应电压的计算，该电压为光伏端口的电压参考值，与光伏端口实际电压做差经过PI控制器得到控制变量da；对电池端口和光伏端口的端电压电流进行采样，统一经过循环电流抑制算法计算出控制变量pa的值以实现循环电流的抑制。
为了验证所提拓扑结构及循环电流抑制控制策略的有效性，设计了一台额定功率500 W的三端口变换器样机如图17所示，其磁性元件采用PCB绕组与平面磁心结构，实现了整体变换器的扁平化设计，三端口变换器样机参数见表2。在实验部分采用双向电源实现光伏板和电池的模拟，所用电源为ITECH公司的型号为IT-M3902C-85-40SAS的双向可编程电源，该电源具有光伏阵列模拟器功能以及双向功率流能力，输出采用ITECH公司的型号为IT8514B+的电子负载工作于CV模式实现输出侧直流电网的模拟。
（a）正面 （b）背面
图17 三端口变换器实验样机
Fig.17 Laboratory prototype of the three-port converter
表2 三端口变换器样机参数
Tab.2 Parameter of the three-port converter
参 数数 值 Po/W500 v1/V30～50 v2/V30～50 vo/V400 n11/61 Lb/mH3.75 Ls/mH2.5 fs/kHz200
图18～图20展示了三端口变换器在不同工况下的稳态实验结果。图18展示了未采用循环电流抑制控制策略的三端口变换器关键波形。如图18a和图18c所示，当三端口变换器两输入端口无功率失配时，所有开关器件能够实现软开关操作，飞跨电容电压也能够保持稳定，实现所有开关器件的电压应力均衡与减小。此时由于光伏端口和电池端口间不存在差分功率，因此iLba=0，但iLb仍具有较大摆幅，这表明iLb未传输功率而仅产生额外损耗。如图18b所示，当三端口变换器的光伏端口和电池端口间存在差分功率时，尽管平均电流iLba承担了差分功率的传输，但PIU中开关器件的软开关条件仍具
图18 未采用循环电流抑制控制策略时样机实验波形
Fig.18 Experimental waveforms of the prototype without circulating current suppression control strategy
有充足裕度（开关电流满足软开关条件但未接近软开关边界）。这种冗余的零电压开关操作意味着iLb仍存在过大的电流摆幅，导致PIU的导通损耗增加。
图19展示了采用循环电流抑制控制策略时不同pa对环流抑制能力及影响。当pa位于图19a所示的优化轨迹上时，iLb的摆幅出现了显著的降低（约50%左右）并达到临界ZVS运行状态，这意味着在保证软开关操作的前提下iLb的摆幅达到最小值。当pa偏离优化轨迹时如图19b所示，虽然循环电流得到一定程度的抑制，但开关器件仍旧处于冗余ZVS工作状态，同样存在iLb摆幅过大的问题，进而难以有效实现PIU上损耗的降低。当pa反向偏离优化轨迹时如图19c所示，循环电流相较图19a中得到了进一步减小，但是过小的循环电流导致PIU中开关器件出现了硬开关的现象。虽然通过减小循环电流实现PIU中导通损耗的降低，但是引入了额外的硬开关损耗，因此PIU中整体的损耗仍旧较高。
图19 采用循环电流抑制控制策略时样机实验波形
Fig.19 Experimental waveforms of the prototype with circulating current suppression control strategy
图20展示了采用优化轨迹下的循环电流抑制控制策略时，三端口变换器在不同失配条件下的工作波形。如图20a和图20c所示，在匹配条件下，优化轨迹下的循环电流抑制控制策略实现了对循环电流的完全消除。在失配条件下，如图20b所示，在确保PIU中所有开关器件软开关工作的前提下，循环电流大幅降低（约50%），从而降低了PIU的整体损耗，实现了三端口变换器整体效率的提升。
图20 优化轨迹下循环电流抑制控制策略时样机实验波形
Fig.20 Experimental waveforms of the prototype with optimized trajectory circulating current suppression control strategy
三端口变换器的暂态实验结果如图21所示。在区间[t0, t1]内，vPV=vBAT=30 V；在区间[t2, t3]内，vPV= 30 V，vBAT=50 V；在区间[t4, t5]内，vPV=vBAT=50 V。t1～t2与t3～t4区间为输入电压变化的瞬态过程。如图21a所示，不采用循环电流抑制控制策略时，Cf上的电压随输入电压变化，始终确保开关电压应力不超过限值，但随着输入电压升高，iLb的循环电流亦随之增大。采用循环电流抑制控制策略后，如图21b所示，输入电压变化时，Cf电压仍能快速跟踪设定值，确保开关安全可靠运行。此外，当两个输入端口匹配时，iLb的循环电流被完全消除；当两个输入端口不匹配时，循环电流也显著降低。
图21 不同输入电压下三端口变换器的暂态波形
Fig.21 Dynamic experimental waveforms of the prototype with different input voltage
为验证三端口变换器的光伏端口和电池端口具有独立传输功率能力，假设光伏端口存在两种工作工况：Case1：vOC=60.24 V，vM=50 V，iSC=5.37 A，iM=5 A；Case2：vOC=36.14 V，vM=30 V，iSC=3.22 A，iM=3 A。其中，vOC、vM、iSC和iM分别为光伏板的开路电压、最大功率点电压、短路电流和最大功率点电流。电池端口同样会存在两种工作工况：Case1：vBAT=50 V，iBAT=5 A；Case2：vBAT=30 V，iBAT=3 A。如图22a所示，在t0时刻之前，光伏端口和电池端口均在各自的Case2条件下工作，此时iPV=iBAT=3 A。
图22 不同功率条件下三端口变换器的各端口电压电流实验波形
Fig.22 Port voltage and current experimental waveforms of the prototype with different input power
t0时刻光伏端口辐照度发生变化，变换器在t0～t1区间开始调节光伏端口的输出功率，至t1时刻光伏端口转入Case1中的最大功率点工作，实现对光伏端口的MPPT控制。在t1～t2区间内，光伏端口维持Case1的工作状态，电池端口维持Case2的工作状态，两输入端口均能在各自的工况下稳定工作且互不干扰。t2时刻电池端口的电压和电流发生变化，变换器于t3实现对电池端口的恒流控制。当光伏端口辐照度降低时如图22b所示，两端口仍能在对应工况下快速稳定地工作。由此可见，采用循环电流抑制控制策略下的三端口变换器各端口具有灵活且独立的功率流与功率控制能力。
图23展示了在不同端口电压、差分功率条件下，采用循环电流抑制控制策略前后样机的损耗分解，包括铁心损耗PCore、开关损耗PSW、导通损耗PCon和铜损PCopp。如图23所示，采用循环电流抑制控制策略后整体损耗显著降低，尤其在轻载条件下效果更为明显。这是因为循环电流的大小主要由输入电压而非传输功率决定，这意味着在恒定输入电压下循环电流造成的损耗近似恒定，从而导致轻载条件下该损耗比例显著上升。此外，降低的损耗主要是导通损耗和铜损。由于导通损耗由流经开关器件的电流决定，循环电流对导通损耗的影响更大。铜损的降低主要归因于Lb的PCB绕组线宽较窄。
图23 不同端口电压和功率时损耗分解
Fig.23 Loss decomposition under different port voltage and transfer power
图24展示了采用循环电流抑制控制策略前后三端口变换器在不同端口电压、差分功率条件下的效率曲线，图24中，w表示采用，w/o表示不采用。当vPV=vBAT时，采用循环电流抑制控制策略的变换器峰值效率达97.6%，比未采用循环电流抑制控制策略时（96.3%）高出1.3%，轻载条件下效率提升约5%。当vPV≠vBAT时，采用循环电流抑制控制策略可使效率提升1.5%。
图24 不同端口电压和功率时样机效率
Fig.24 The efficiency of the design prototype under different port voltage and transfer power
表3为所提三端口拓扑结构与现有文献的三端口拓扑结构性能对比。其中文献[8-10, 21-22]所提三端口拓扑结构其输入两个端口间存在电压等级的限制；此外，输入两端口间电压差会影响变换器中开关器件的占空比，变压器的电流应力随之急剧增加，软开关范围也随之变窄。文献[23-24]采用部分功率传输的概念，消除了端口电压与主DC-DC变换器中开关器件占空比间的制约关系，因此其功率传输能力不受限。然而由于所添加的部分调节单元仍旧需要处理其中一个端口的全部功率，因此会给三端口变换器引入不可忽视的额外损耗。本文所提拓扑结构基于部分集成架构在DC-DC隔离变换器集成调节单元中实现两输入端口间的电压匹配，解耦了PWM控制对隔离变换器带来的影响，使得隔离变换器的功率传输不受两输入端口间电压等级的限制，并且所集成的调节单元仅处理两输入端口间的差分功率，大幅度减小了对三端口变换器引入的额外损耗；此外通过所提循环电流抑制控制策略抑制了部分集成单元中的循环电流的产生，进一步减小了部分集成单元在全工况下所产生的额外损耗，从而实现效率提升。
表3 所提拓扑结构与现有三端口拓扑性能对比
Tab.3 Performance comparison between the proposed topology and existing three-port topologies
文献开关管数量(S, VD)无源元件数量(L, C, T)控制策略效率(%)输出功率能力软开关范围电压应力电流应力 [8](3, 5)(2, 1, 1)PWM92.2～94.1受占空比限制窄高高 [9](8, 0)(3, 0, 1)PWM+PSM/PFM92～95.8受占空比限制宽中等低 [10](4, 4)(2, 2, 1)PWM+PFM95.2～95.7受占空比限制宽中等中等 [11](8, 0)(1, 3, 2)PWM+PSM92～95.2受占空比限制中等中等中等 [24](8, 0)(3, 2, 1)PWM+PSM93.5～94.4受占空比限制中等低中等 [25](10, 0)(4, 4, 1)PWM+PSM93.7～94.8受占空比限制中等低中等 [26](10, 0)(5, 3, 1)PWM+PSM+PFM91.9～94.9不受占空比限制宽中等中等 [27](12, 6)(2, 4, 1)PWM92～95不受占空比限制中等中等低 本文(8, 0)(2, 4, 1)PWM+PSM96.1～97.6不受占空比限制宽低低
本文提出了一种基于部分集成架构的三端口变换器及其循环电流抑制控制策略。通过对所提拓扑和控制策略进行工作原理和稳态特性分析可得如下结论：
1）所提三端口变换器分别为主功率和差分功率提供单级高效的传输路径以实现两部分功率传输的分离，进而保证隔离变换器在任意工作条件下均具有固定的50%占空比，完全消除了PWM控制对隔离变换器带来的电流应力增加、软开关范围变窄等负面影响。
2）PIU仅处理差分功率，因此PWM控制对其产生的负面影响较小，PIU对三端口变换器引入的额外损耗也较小，可实现高效、小型化设计。此外，还提出循环电流抑制控制策略实现PIU中循环电流的抑制，进而达成三端口变换器整体效率的进一步优化。
3）所提循环电流抑制控制策略在两输入端口电压匹配时能够完全消除循环电流，在两输入端口电压不匹配时能够大幅度抑制循环电流的大小，此外，通过优化轨迹设计确保PIU中所有开关器件在任意工作情况下均能满足软开关条件。
结合实验验证，所提拓扑结构能够在保证隔离变换器具有50%占空比条件下实现各端口间功率流的灵活独立控制，并且减小了所有一次侧开关器件的电压应力，能够选择性能更好的低压器件实现功率传输，保证了变换器的高效率。所提循环电流抑制控制策略能在任意工作条件下实现变换器效率的进一步提升，在两输入端口电压匹配的条件下具有97.6%的峰值效率，在两输入端口电压失配的条件下实现了1.5%的效率提升。
参考文献
[1] 卓振宇, 张宁, 谢小荣, 等. 高比例可再生能源电力系统关键技术及发展挑战[J]. 电力系统自动化, 2021, 45(9): 171-191.
Zhuo Zhenyu, Zhang Ning, Xie Xiaorong, et al. Key technologies and developing challenges of power system with high proportion of renewable energy[J]. Automation of Electric Power Systems, 2021, 45(9): 171-191.
[2] 刘畅, 卓建坤, 赵东明, 等. 利用储能系统实现可再生能源微电网灵活安全运行的研究综述[J]. 中国电机工程学报, 2020, 40(1): 1-18, 369.
Liu Chang, Zhuo Jiankun, Zhao Dongming, et al. A review on the utilization of energy storage system for the flexible and safe operation of renewable energy microgrids[J]. Proceedings of the CSEE, 2020, 40(1): 1-18, 369.
[3] 陈冲, 贾利民, 赵天宇, 等. 光伏和储能植入铁路牵引供电系统的拓扑架构与控制策略研究综述[J]. 电工技术学报, 2024, 39(24): 7874-7901.
Chen Chong, Jia Limin, Zhao Tianyu, et al. Research review on topology and control strategy of PV and energy storage connected to railway traction power supply systems[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2024, 39(24): 7874-7901.
[4] Bhattacharjee A K, Kutkut N, Batarseh I. Review of multiport converters for solar and energy storage integration[J]. IEEE Transactions on Power Elec- tronics, 2019, 34(2): 1431-1445.
[5] 周国华, 唐熹, 王娜, 等. 基于耦合电感和倍压单元的高增益Boost-SEPIC三端口变换器[J]. 中国电机工程学报, 2025, 45(22): 8983-8996.
Zhou Guohua, Tang Xi, Wang Na, et al. High gain boost-SEPIC three-port converter based on coupling inductor and voltage multiplier[J]. Proceedings of the CSEE, 2025, 45(22): 8983-8996.
[6] 高圣伟, 祝庆同. 一种独立光储发电系统用宽输入范围非隔离三端口变换器[J]. 电工技术学报, 2023, 38(4): 970-982.
Gao Shengwei, Zhu Qingtong. A wide input range non-isolated three-port converter for stand-alone PV storage power generation system[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(4): 970-982.
[7] 彭珉轩, 孙建军, 郭佳雪, 等. 一种复合三端口AC/DC/DC光储并网变换器[J]. 中国电机工程学报, 2023, 43(17): 6776-6786.
Peng Minxuan, Sun Jianjun, Guo Jiaxue, et al. A kind of composite three-port AC/DC/DC grid-connected converter with PV and BESS[J]. Proceedings of the CSEE, 2023, 43(17): 6776-6786.
[8] Zhou Guohua, Tian Qingxin, Li Haoze. Three-port forward converters with compact structure and extended duty cycle range[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2023, 70(1): 566-581.
[9] Wang Liang, Wang Haoyu, Fu Minfan, et al. A three-port energy router for grid-tied PV generation systems with optimized control methods[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2023, 38(1): 1218-1231.
[10] Sadeghpour D, Bauman J. Integrated three-port converter for solar-charged electric vehicle appli- cations[J]. IEEE Transactions on Industrial Elec- tronics, 2024, 71(7): 6907-6917.
[11] Kieu H P, Do N Q, Choi S. Dual floating based three port DC-DC converter for EV-APM[J]. IEEE Transac- tions on Power Electronics, 2025, 40(3): 4268-4278.
[12] 赵剑, 张哲, 李召端, 等. 三端口CLLC固态变压器的设计与优化[J]. 电工技术学报, 2024, 39(23): 7542-7553.
Zhao Jian, Zhang Zhe, Li Zhaoduan, et al. Design and optimization of three-port CLLC solid-state trans- former[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(23): 7542-7553.
[13] 李佳, 岑汝平, 龙虹毓, 等. 基于分层约束的隔离型三有源桥变换器参数优化设计方法[J]. 电工技术学报, 2025, 40(20): 6604-6617.
Li Jia, Cen Ruping, Long Hongyu, et al. A parameter optimization design method for isolated triple active bridge converter based on hierarchical constraints[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2025, 40(20): 6604-6617.
[14] 兰征, 王雪丽, 余雪萍, 等. 基于电路分解模型的三有源桥电流有效值优化控制策略[J]. 电工技术学报, 2024, 39(20): 6488-6501.
Lan Zheng, Wang Xueli, Yu Xueping, et al. Optimal control strategy for triple active bridge current RMS based on circuit decomposition model[J]. Transac- tions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(20): 6488-6501.
[15] Tang Xinxi, Wu Hongfei, Hua Wenmin, et al. Three- port bidirectional series-resonant converter with first-harmonic-synchronized PWM[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Elec- tronics, 2021, 9(2): 1410-1419.
[16] Lin Zisen, Pan Shangzhi, Wang Minglong, et al. A three-port LCC resonant converter for the 380-V/48-V hybrid DC system[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2022, 37(9): 10864-10876.
[17] Wang Zhiqing, Luo Quanming, Wei Yuqi, et al. Topology analysis and review of three-port DC-DC converters[J]. IEEE Transactions on Power Elec- tronics, 2020, 35(11): 11783-11800.
[18] Wang Guangyu, Wen Huiqing, Xu Peichao, et al. A comprehensive review of integrated three-port DC- DC converters with key performance indices[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2024, 39(5): 6391-6408.
[19] 孙孝峰, 刘飞龙, 申彦峰, 等. 单Buck/Boost集成三端口双向DC/DC变换器研究[J]. 太阳能学报, 2016, 37(1): 24-31.
Sun Xiaofeng, Liu Feilong, Shen Yanfeng, et al. Research on single Buck/Boost integrated three-port bidirectional DC/DC converter[J]. Acta Energiae Solaris Sinica, 2016, 37(1): 24-31.
[20] 孙孝峰, 申彦峰, 霍庆颖. PWM加双移相控制双向Buck-Boost集成三端口DC-DC变换器[J]. 太阳能学报, 2016, 37(5): 1180-1189.
Sun Xiaofeng, Shen Yanfeng, Huo Qingying. Bidi- rectional Buck-Boost integrated three-port DC-DC converter with PWM plus dual phase shift control[J]. Acta Energiae Solaris Sinica, 2016, 37(5): 1180-1189.
[21] 孙孝峰, 申彦峰, 李午英, 等. 交错并联双向Buck/Boost集成LLC谐振型三端口直流变换器[J]. 电工技术学报, 2016, 31(14): 165-175.
Sun Xiaofeng, Shen Yanfeng, Li Wuying, et al. Interleaved bidirectional Buck/Boost and LLC integrated three-port DC-DC converter[J]. Transac- tions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(14): 165-175.
[22] Li Junxian, Qian Ting, Wang Yue. A three-port resonant converter with switches multiplexing and suppressed switching frequency range[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, 2024, 71(4): 2399-2403.
[23] 程鹤, 李朋圣, 徐恺, 等. 双Buck-Boost-CLLC三端口变换器的磁件全集成结构及其优化设计[J]. 电工技术学报, 2025, 40(10): 3209-3223.
Cheng He, Li Pengsheng, Xu Kai, et al. Fully integrated magnetic structure and optimized design of dual Buck-Boost-CLLC three-port converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2025, 40(10): 3209-3223.
[24] Uno M, Sato M, Tada Y, et al. Partially isolated multiport converter with automatic current balancing interleaved PWM converter and improved transformer utilization for EV batteries[J]. IEEE Transactions on Transportation Electrification, 2023, 9(1): 1273-1288.
[25] Chaudhury T, Kastha D. A high gain multiport DC-DC converter for integrating energy storage devices to DC microgrid[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2020, 35(10): 10501-10514.
[26] Yan Xu, Liu Caifeng, Liu Shuang, et al. An improved interleaved buck/boost integrated CLLLC three-port DC-DC converter for wide input range[C]//2021 IEEE 2nd China International Youth Conference on Elec- trical Engineering (CIYCEE), Chengdu, China, 2021: 1-7.
[27] 侍良东, 程钰杰, 杨帆, 等. 基于分裂-叠加结构的部分功率主动调控型准单级直流变换方法[J]. 电源学报, 2024, 22(2): 98-105.
Shi Liangdong, Cheng Yujie, Yang Fan, et al. Quasi single-stage DC-DC conversion method with partial power active regulation based on split-sigma structure[J]. Journal of Power Supply, 2024, 22(2): 98-105.
A Partially Integrated Architecture-Based Three-Port Converter with Circulating Current Suppression Control Strategy
Abstract Three-port converters are inherently well-suited for renewable energy-storage systems due to their multiple energy interfaces and flexible power transfer between ports. However, existing three-port topologies are limited in power-transfer capacity due to duty-cycle variations and struggle to achieve efficient power transfer over a wide input-voltage range. This paper proposes a partially integrated, architecture-based three-port converter with circulating-current suppression control. By partially integrating a non-isolated converter with an isolated converter, the influence of pulse width modulation (PWM) control on the isolated converter is decoupled. Thus, the isolated converter consistently operates at a fixed 50% duty cycle, eliminating the negative impact of duty-cycle variations. Consequently, the converter maintains optimal operating conditions across a wide input range, achieving highly efficient power transfer.
The partially integrated unit (PIU) processes only the differential power between the two non-isolated ports, significantly reducing the additional losses. Furthermore, a circulating-current suppression control strategy is proposed for the three-port converter. By adjusting the inner phase-shift angle of the PIU, the PIU's operating sequence is reconfigured, thereby suppressing the circulating current and achieving substantial efficiency improvements.
Experimental results demonstrate that the proposed converter enables flexible, independent control of power flow between ports while maintaining a fixed 50% duty cycle for the isolated converter. Additionally, the flying capacitor reduces voltage stress on all primary-side switches. The proposed control strategy enhances converter efficiency across operating conditions. The three-port converter achieves a peak efficiency of 97.6% when the two input ports have matched voltages and a 1.5% efficiency improvement when the input ports have mismatched voltages.
The following conclusions can be drawn. (1) The proposed three-port converter provides a single-stage, high-efficiency power transmission path for both main power and differential power. The isolated converter maintains a fixed 50% duty cycle under operating conditions, eliminating the negative effects of PWM control, such as increased current stress and a narrowed soft-switching range. (2) The PIU handles only differential power, and the negative effects of PWM control are minimized. Furthermore, the PIU introduces minimal additional losses in the three-port converter, enabling high efficiency and a compact design. (3) The proposed circulating current suppression control strategy and its optimized trajectory design can eliminate circulating currents when the voltages of the two input ports are matched and suppress the circulating current with soft switching operations when the voltages of the two input ports are mismatched.
keywords：Three-port converter, partially integrated architecture, circulating current suppression, soft switching operations, optimized phase shift trajectory
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.251599
智能电网重大专项（2030）（2024ZD0801500）和国家电网有限公司科技项目（52272224000W）资助。
收稿日期 2025-09-15
改稿日期 2025-11-07
林子森 男，1998年生，博士研究生，研究方向为多端口变换器、光储系统、并网光伏系统控制、高效率高功率密度变换器设计等。
E-mail: linzisen@whu.edu.cn
潘尚智 男，1976年生，教授，博士生导师，研究方向为光伏逆变器拓扑结构、高效率高功率密度变换器设计等。
E-mail: shangzhi.pan@whu.edu.cn（通信作者）