图1 隔离型半波整形多电平AC-AC换流器拓扑结构
Fig.1 Topology of isolated half-wave shaping based multilevel AC-AC converter (IHWS-MAC)
摘要 该文提出一种新型隔离型半波整形多电平AC-AC换流器（IHWS-MAC）拓扑，并对其结构特点、工作原理及控制策略进行了深入研究。该拓扑通过引入半波换向单元，将多电平半波翻转为正弦全波输出，显著减少了多电平单元所需子模块数量；引入双有源半桥（DAHB）高频隔离单元与多电平子模块嵌套组合，隔离单元通过功率控制可实现对两侧模块电容能量的存储和释放，以确保多电平单元能量平衡，同时嵌套组合结构进一步优化了电容和器件的数量。在拓扑和原理分析的基础上，提出IHWS-MAC输入级、隔离级和输出级的多目标整体控制策略，实现工低频两侧功率/电压/电流的控制以及内部子模块电容电压的稳定均衡。最后通过RT-Lab控制硬件在环实时仿真验证了所提拓扑和控制策略的有效性。研究结果表明，IHWS-MAC在功率密度、控制灵活性等方面具有综合优势，为多电平AC-AC换流器提供了新的解决方案。
关键词：半波整形 多电平AC-AC换流器 高频隔离 半波换向 双有源半桥 多目标控制
高压大容量AC-AC换流器是柔性低频输电、城市电网互联、重力储能及新能源汇集等新型电力系统的核心装备[1-4]。传统两电平/三电平变频器受限于功率器件耐压水平，直接串联时存在均压困难与触发失步问题，难以满足高压大容量场景需求。已有方案通常采用模块化多电平技术以实现高电压等级和低谐波输出，主要拓扑有背靠背模块化多电平换流器（Back To Back Modular Multilevel Converter, BTB-MMC）[1, 5]、模块化多电平矩阵变换器（Modular Multilevel Matrix Converter, M3C）[2, 6]等，通过正弦全波调制实现高电压多电平输出。M3C相对BTB-MMC在桥臂数和电容数等轻量化方面具有一定优势[7]，但仍面临子模块数量多、电容用量大、功率密度低以及解耦控制复杂等方面的挑 战[2, 8]。如何提升高压大容量AC-AC换流器的功率密度，减少子模块数及电容用量，并降低控制复杂度，是亟待解决的问题。
现有MMC轻量化研究主要有两条技术路线：一条是通过附加降容控制[9]或子模块拓扑改进[10]，降低传统MMC子模块电容值或用量；另一条是从拓扑构建角度采用少子模块技术，提出混合模块化多电平换流器（Hybrid Multilevel Converter, HMC）[11-14]。HMC融合了两电平换流器功率密度高和MMC输出波形质量与拓展性好的优点，通过高压开关器件串联与多电平子模块级联的有机融合，减少了多电平调制所需模块数，在提高功率密度和降低成本方面具有显著优势，近年来多种新型HMC拓扑被提出[15-18]。文献[16-17]在已有HMC基础上，提出半波交替MMC（时分复用MMC），通过将多电平单元在全周期复用，进一步提升了子模块利用率。综合轻量化MMC的拓扑和波形特点，文献[18]从波形调制角度提出半波整形MMC（Half-Wave Shaping based MMC, HWS-MMC），阐述了通过低频换向开关与多电平单元配合实现正弦半波调制整形的机理及显著减少子模块数的本质优势，构建了HWS- MMC多变量动态模型及多目标控制策略。
上述轻量化MMC在柔性直流输电等场景中作为传统MMC轻量化替代方案具有广阔应用前景，同时在大功率AC-AC换流器拓扑轻型化方面也具有重要参考价值。基于半波变频思想，文献[19]提出一种直接实现AC-AC变换的少子模块多电平换流器（Sparse Modular Multilevel Converter, SMMC）拓扑，通过将每相两侧的换相单元分别与多电平单元在直流侧并联和串联，使桥臂仅需调制生成正弦半波和异频正弦半波组合的多电平波形，所需子模块数减半，且同容量下器件总数较M3C可减少35%以上。针对SMMC在低频侧不对称故障下的桥臂能量平衡和阀侧过电压问题，文献[20]提出了基于零序电压注入和交流电压控制的故障穿越策略。然而，SMMC因无直流环节，其两侧交流动态强耦合，且三相间及相内桥臂能量平衡控制复杂，使其交流电压调节范围和不对称运行能力受限，在柔性输电、城市电网互联等需要电压、功率灵活调控的应用场合受到一定限制。
鉴于此，为满足大功率AC-AC变换场景中对换流装备功率密度提升的需求，同时避免解耦控制复杂度增加并保持灵活的调控能力，本文基于半波整形和半波变频思想，提出了一种隔离型半波整形多电平AC-AC换流器（Isolated Half-Wave Shaping based Multilevel AC-AC Converter, IHWS-MAC）。该拓扑引入半波换向单元，使多电平整形单元仅需配置半波调制所需的子模块数，子模块数大幅减少；拓扑引入双有源半桥（Dual Active Half Bridge, DAHB）结构的高频隔离单元与多电平单元子模块嵌套组合，共用串联电容，可进一步减少电容数和器件数，且无需工频变压器，有利于功率密度进一步提升。该拓扑适用于海上风电柔性低频输电并网[21-22]、城市电网互联[23]及重力储能[24]等对换流装备功率密度、电气隔离及控制灵活性具有更高要求的AC-AC变换应用场景。
本文首先详细阐述了IHWS-MAC的拓扑结构及工作原理，并讨论了其能量平衡问题；其次，通过与其他AC-AC变换拓扑进行对比分析，评估了所提拓扑的优势；然后，以工频/低频电网互联系统为例，构建了换流器整体多目标控制策略；最后，基于RT-Lab实时仿真平台搭建了IHWS-MAC换流器系统模型，验证了所提拓扑和控制策略的有效性。
隔离型半波整形多电平AC-AC换流器拓扑结构如图1所示，各相主要包含三部分：输入级（频率1系统侧）、DC-DC隔离级和输出级（频率2系统侧）。输入级和输出级结构相同，均由多电平整形单元和半波换向单元构成，其中多电平整形单元由子模块级联而成，半波换向单元则由开关器件串联组成。输入级和输出级通过DAHB隔离单元实现背靠背连接，并分别接入不同频率的交流系统。ugj（j= a, b, c）和ugx（x=u, v, w）分别为输入侧和输出侧系统交流电压，L1和L2为两侧滤波电感；Qj1～Qj4和Qx1～Qx4分别为输入级和输出级换向单元开关。
具体而言，多电平整形单元采用半桥子模块（Sub-Module, SM）级联结构，子模块直流侧电容采用两电容串联形式；半波换向单元采用全桥（H桥）电路结构，其4个桥臂开关均由多个IGBT（或IGCT）器件串联构成，其中对角线桥臂开关为一组，两组开关按基频周期交替通断。
图1 隔离型半波整形多电平AC-AC换流器拓扑结构
Fig.1 Topology of isolated half-wave shaping based multilevel AC-AC converter (IHWS-MAC)
为减少电容和开关器件数量，提升功率密度，多电平整形单元的子模块与DAHB隔离单元采用嵌套组合结构，如图2所示。DAHB隔离单元由两侧半桥电路及高频变压器组成，其两侧半桥电路分别与输入级/输出级多电平单元的子模块共用串联电容。Cp1和Cp2为一次侧半桥串联电容，Cs1和Cs2为二次侧半桥串联电容；nt为变压器电压比，Lt为储能电感，包含变压器漏感和串联电感两部分。
图2 子模块与DAHB隔离单元嵌套组合结构
Fig.2 Nested combination structure of submodule and DAHB isolation unit
由于IHWS-MAC引入了半波换向单元，多电平整形单元仅需生成正弦半波的多电平电压，因此只需配置半波调制所需的子模块数量，子模块数大幅减少；换向单元将多电平半波翻转，在交流侧输出完整的多电平正弦波。在AC-AC变换场景、相同的外部条件（两侧系统交流电压）和子模块电容电压情况下，所提出的IHWS-MAC与BTB-MMC、M3C及SMMC的特性对比见表1。表1中，N为同等情况下MMC每桥臂的模块数。
表1 IHWS-MAC与典型模块化多电平AC-AC换流器特性对比（子模块电压相同）
Tab.1 Comparison of IHWS-MAC and typical modular multilevel AC-AC converters (with identical submodule capacitor voltage)
拓扑类型桥臂数模块数电容数模块类型开关器件总数调制比m环流控制 BTB-MMC1212N12NHB24N[0, 1]需要 M3C99N9NFB36N[0, 1]需要 SMMC63N3NHB+FB21N+12受限无 IHWS-MAC63N6N等效FB24N[0, 1]无
需要说明的是，为便于与其他拓扑进行对比，根据图1和图2，可将IHWS-MAC的半桥子模块（SM）与DAHB隔离单元一侧的半桥电路合并，等效为一个全桥子模块（等效FB）。因此，IHWS- MAC的每相可视为由两个桥臂（由等效FB级联而成）及高频变压器组成，三相拓扑共包含6个桥臂。基于半波整形思想可知，IHWS-MAC在采用与其他拓扑相同的模块电容电压和交流端压时，每桥臂所需的模块数为N/2。
由表1可见，与BTB-MMC和M3C相比，IHWS- MAC使用模块数仅为BTB-MMC的1/4和M3C的1/3，模块数显著减少；由于IHWS-MAC每个模块采用两个电容串联，其电容数为模块数的2倍，即分别为BTB-MMC的1/2和M3C的2/3，也明显减少；IHWS-MAC的开关器件数量与BTB-MMC相同，比M3C略少。与SMMC相比，IHWS-MAC的模块数和开关器件数基本相当；IHWS-MAC增加了高频隔离变压器，无需工频和低频变压器，而SMMC拓扑必须配置与交流系统同频率的工频或低频变压器进行相间隔离才能正常工作。此外，无论是BTB-MMC、M3C还是SMMC，均需配置桥臂电抗作为子模块交直流之间的缓冲环节，而IHWS- MAC由于内置高频变压器，无需额外增加桥臂电抗。综上所述，IHWS-MAC拓扑在功率密度方面具有综合优势。附录中对各拓扑进行了经济性对比分析，结果表明，IHWS-MAC的变压器成本显著低于其他拓扑，更具经济性。
从控制角度看，IHWS-MAC的线性调制范围与BTB-MMC、M3C相当，调制比均可在[0, 1]之间灵活调节，而SMMC的交流电压调节范围（尤其在不对称运行时）受限；BTB-MMC和M3C均需环流控制实现桥臂电容电压均衡，且M3C异频解耦控制和环流控制更为复杂；SMMC虽不存在环流，但由于两侧交流动态强耦合，导致三相间及相内桥臂能量平衡条件苛刻、控制难度较大。相比之下，所提IHWS-MAC拓扑不存在相间和相内环流，且由于包含两个直流环节，两侧交直流功率自然解耦。此外，DAHB高频隔离级还提供了额外的控制自由度，能够进一步实现灵活的电压和功率变换，其控制策略可借鉴级联型电力电子变压器的控制方案，多变量解耦控制容易实现。
IHWS-MAC输入/输出级工作原理相同，仅两侧交流系统频率不同，其基本工作原理为：设AC- AC换流器输入级系统频率为f1，输出级系统频率为f2，则两侧多电平整形单元分别以对应系统频率的正弦半波为调制周期，生成频率为2f1、2f2的多电平正弦半波；然后，两侧H桥换向单元分别以对应系统频率的周期为控制周期，通过交替导通对角线开关，将多电平半波翻转为对应频率的正弦全波。
具体而言，输入级工作原理如图3所示：多电平单元生成含直流偏置的半波多电平电压umcj，换向单元将正弦半波翻转为完整正弦波uj在交流侧输出。
图3 IHWS-MAC输入/输出级半波整形及换向调制原理
Fig.3 Half wave shaping and commutation modulation principle of input/output stage of IHWS-MAC
以a相为例，忽略开关谐波，设换流器a相交流端口电压和电流分别为
（1）
式中，Um、Im分别为相电压和电流幅值；w1为输入侧系统角频率；j1为输入级内功率因数角，即ia滞后ua的角度。
根据ua所处正负半周，半波换向单元两组开关交替导通以实现波形翻转。a相换向单元开关函数为
（2）
当Qa=1时，换向开关Qa1和Qa4导通，a相交流端口电压输出正弦正半周；当Qa=0时，换向开关Qa2和Qa3导通，a相交流端口电压输出正弦负半周。
根据图3及式（1）、式（2），多电平单元的电压umca和电流imca可分别表示为
（3）
由图1可知，IHWS-MAC两侧多电平单元子模块数相同，与DAHB隔离单元模块数相同，设为N1。模块数N1可根据两侧系统交流电压半波峰值范围及子模块电容电压进行配置。
设Um1为输入侧系统相电压幅值，UC1为输入侧子模块电容电压，Um2为输出侧系统相电压幅值，UC2为输出侧子模块电容电压，则模块数与两侧相关变量满足
（4）
式中，M1和M2分别为输入侧和输出侧的交流调制比。
DAHB DC-DC隔离级由两个有源半桥、两组串联电容和一个高频变压器组成，其拓扑结构和变量定义如图4a所示。图中，up和us为两侧半桥的交流输出电压；iL为变压器一次电流；uCp1和uCp2为一次侧半桥串联电容电压（设二者均衡，uCp1=uCp2= uCp=uC1/2），uCs1和uCs2为二次侧半桥串联电容电压（设二者均衡，均等于uCs1=uCs2=uCs=uC2/2）。
图4 DAHB拓扑及工作原理
Fig.4 Topology and operating principle of DAHB
DAHB采用单移相（Single-Phase-Shift, SPS）控制，工作原理如图4b所示。两侧半桥电路采用相同开关频率fs，生成占空比均为50%的交流方波电压up和us（设幅值UCp＞UCs），由此可通过改变两侧方波电压的相位差控制传输功率的大小和方向；Th为半个开关周期，D为移相比，是up超前于us的相位差所对应的时间在半个开关周期Th中所占的比例，-1＜D＜1；uL为储能电感电压。
根据图4b所示工作波形，在一个开关周期内，变压器漏感电流变化经历4个模态，借鉴双有源桥（Dual-Active-Bridge, DAB）变换器的建模过程[25-26]，可推导得本文DAHB的传输功率P为
（5）
其输入和输出电流ipd和isd为
（6）
多电平单元子模块电容是交直流功率交换的媒介，其能量平衡是换流器稳定工作的基础。多电平桥臂在一个周期内存储与释放的能量应相等，即桥臂累积能量为0。已有研究中半波整形MMC多电平桥臂子模块电容仅有一个功率端口，其以工频半波为调制周期，在电压过零点同步换向调制下，调制比存在能量平衡限制，需采用移相调制等方法才能保证桥臂电容能量平衡[18]。本文IHWS-MAC通过引入DAHB与多电平单元子模块级联，为多电平单元子模块电容提供了第二个功率端口，可避免其能量平衡限制问题，其机理具体阐述如下。
为简化分析，考虑子模块均衡情况下，可将多电平单元等效为单一子模块，等效电容为Ce。根据式（2）和式（3），等效子模块交流侧输入功率为
（7）
等效子模块输出至DAHB隔离级的功率Po为
（8）
式中，uCa和uCu分别为输入级（a相）和输出级（u相）多电平单元等效模块电容电压。
由此可得，a相多电平单元模块电容在一个周期内累积能量为
（9）
式中，T1为输入侧交流周期。上述推导以输入侧a相为例，b、c相和输出侧u、v、w相分析同理。
由式（9）可知，在交流侧电压电流一定的情况下，可通过控制多电平单元子模块传递至DAHB隔离级的功率Po实现电容累积能量为0，即DEa=0，因此不存在半波调制导致的模块电容能量平衡限制问题，提升了系统控制灵活性。
在半波整形实现可调交流电压的基础上，进行IHWS-MAC换流器整体控制策略设计，如图5所示。图5中，分三级控制结构：输入级多电平单元和换向单元控制低频侧交流电压（或功率）以及交流电流正弦波形；DAHB隔离级采用单移相方法控制输入级子模块直流电压稳定及均衡；输出级多电平单元和换向单元控制输出级子模块电容电压稳定及相间、相内均衡，同时实现工频侧交流电流波形和功率因数的控制。
输入级位于低频侧，当没有交流电网支撑时可采用定交流电压控制，如应用于低频输电场景时换流器进行构网控制；当有交流电网支撑时，可采用定功率控制，如交流电网柔性互联场景。根据输入级控制目标，可设计其具体控制策略如图6所示。
图6中，ud1和uq1分别为低频侧交流电压的d轴和q轴分量，当采用定交流电压控制时，二者与对应参考指令的差值经过PI控制输出低频侧电流内环的参考值
和
，经过电流内环交叉解耦控制及旋转坐标逆变换，输出abc三相调制信号ma、mb、mc。当采用定功率控制时，电流参考指令分别由有功功率P1和无功功率Q1与对应参考指令的差值经PI控制得到。
三相调制信号经半波换向控制逻辑算法，生成输入级三相换向单元的控制信号Qa、Qb、Qc以及多电平单元的半波调制信号Smca、Smcb和Smcc。在此基础上，多电平单元根据半波调制信号采用多电平调制策略，生成低频侧子模块的触发脉冲；换向单元根据Qa、Qb、Qc生成其换向开关的触发脉冲，控制其两组开关Qj1和Qj2、Qj3和Qj4的交替导通。
图5 IHWS-MAC换流器整体控制策略
Fig.5 Integrated control strategy of IHWS-MAC
图6 输入级控制策略
Fig.6 Control strategy of input stage
因输入级子模块电容电压稳定及均衡由隔离级实现，因此输入级无需进行电容电压控制，各相多电平单元子模块采用相同的调制信号。
DAHB隔离级采用单移相控制实现输入级子模块电容电压稳定及均衡，控制策略如图7所示。
输入侧（低频侧）每相子模块电容电压平均值可实现输入侧各相多电平单元子模块电容平均电压稳定在参考值
，同时自然实现相间均衡。
（j=a, b, c）与同一参考值做差，分别经过PI调节器输出各相DAHB基准移相比Dj，该控制可实现输入侧各相多电平单元子模块电容平均电压稳定在参考值，同时自然实现相间均衡。
图7 DAHB级控制策略
Fig.7 Control strategy of DAHB stage
在此基础上，每相相内各子模块电容电压uCji（i=1,…, N）分别与其平均值做差，并通过PI控制得到对应模块的移相比增量DDji，与基准移相比相加即可得到实际移相比Dji，该控制可实现输入级每相子模块电压均衡。
工频侧输出级控制目标为该侧多电平单元子模块电容平均电压稳定且相间、相内电压均衡，同时实现工频侧交流电流波形和功率因数的控制，具体控制策略如图8所示。
图8 输出级控制策略
Fig.8 Control strategy of output stage
图8中，
为输出级三相多电平单元所有子模块电容电压平均值，与参考值
做差，经过PI控制得到工频侧电流内环d轴电流指令
，无功功率/功率因数控制环输出电流环q轴电流指令
。电流内环采用交叉解耦控制及旋转坐标逆变换，输出工频侧三相正弦准调制信号
、
、
，进一步通过相间均衡控制得到实际调制信号mu、mv、mw。
三相调制信号通过与图6中相同的半波换向控制逻辑算法，生成输出级三相换向单元的控制信号Qu、Qv、Qw以及多电平单元的半波调制信号Smcu、Smcv和Smcw，进一步通过子模块闭环均压控制得到三相多电平单元每个子模块的调制信号Smcxi。在此基础上，多电平单元根据调制信号采用多电平调制策略，生成工频侧子模块的触发脉冲；换向单元根据Qu、Qv、Qw生成其换向开关的触发脉冲。
本文基于RT-Lab控制硬件在环实时仿真平台搭建了IHWS-MAC系统，以验证拓扑建模和控制策略的有效性。系统仿真参数见表2，系统各级控制策略如第3节所述，其中低频侧输入级外环采用定功率控制。
仿真中t1时刻低频侧功率由6 MW降低为3 MW，t2时刻恢复，模拟低频侧电源出力扰动，无功功率保持为0不变。图9～图11分别给出了低频侧和工频侧的模块电容电压、网侧电压和电流，以及功率波形。
表2 IHWS-MAC仿真参数
Tab.2 Simulation parameters of IHWS-MAC
参 数数 值 额定容量/MW6 低频侧线电压有效值/kV10 工频侧线电压有效值/kV10 低频侧频率/Hz20 工频侧频率/Hz50 单侧每相子模块数量N5 低频侧子模块电容Cp1, Cp2/mF70 低频侧子模块电容端压uC1/V2 000 工频侧子模块电容Cs1, Cs2/mF30 工频侧子模块电容端压uC2/V2 000 低频侧电网电感L1/mH8 工频侧电网电感L2/mH8 DAHB储能电感Lt/mH0.5
图9 正常工况时两侧子模块电容电压波形
Fig.9 Submodule capacitor voltage waveforms of both sides of normal operating conditions
由图9可见，在输入侧功率扰动下，IHWS-MAC系统工、低频两侧多电平模块电容电压维持稳定，且三相子模块电容电压实现了相间和相内均衡。
图11显示了IHWS-MAC两侧有功和无功功率传递特性，输入和输出级可实现有功和无功功率独立控制；在t1时刻前，低频侧有功稳态值满足系统设定6 MW，t1～t2时刻跟踪参考指令降低一半，t2时刻后恢复，无功功率一直保持参考值0；工频侧输出级有功和无功功率均能跟踪输入级功率，因输出级采用定直流电容电压的间接被动功率控制，其功率动态特性慢于输入级；工频侧也保持单位功率因数运行。图10中两侧交流电流变化与输入、输出级功率调节过程一致。
图10 正常工况时IHWS-MAC网侧电压和电流
Fig.10 AC voltages and currents of IHWS-MAC of normal operating conditions
图11 正常工况时IHWS-MAC输入和输出有功和无功功率
Fig.11 Input and output active and reactive power of IHWS-MAC of normal operating conditions
图12给出了IHWS-MAC低频侧a相及工频侧u相的多电平单元半波电压和交流端口电压波形。可见两侧多电平单元生成对应系统频率的多电平正弦半波，在换向开关控制下实现了交流端口完整正弦波形输出，与工作原理分析一致。
图12 正常工况时两侧多电平正弦半波及交流端口电压波形
Fig.12 The multilevel sinusoidal half wave and AC port voltage waveforms on both sides of normal operating conditions
为全面验证系统的性能和可靠性，在低频侧电网电压跌落工况下进行仿真实验。仿真设定为：在t1时刻低频侧交流电源电压跌落40%，t2时刻恢复，以模拟低频侧电网故障扰动，电流限幅设置为140%。图13～图15分别展示了低频和工频侧的子模块电容电压、网侧电压和电流，以及有功和无功功率波形。
图13 电压跌落时两侧子模块电容电压波形
Fig13 Submodule capacitor voltage waveforms of both sides when the voltage drops
由图13可见，当低频输入侧交流电压跌落40%时，IHWS-MAC系统工、低频两侧多电平模块电容电压维持稳定，且三相子模块电容电压实现了相间和相内均衡。
图14 电压跌落时IHWS-MAC网侧电压和电流
Fig.14 AC voltages and currents of IHWS-MAC when the voltage drops
图15 电压跌落时IHWS-MAC输入和输出有功和无功功率
Fig.15 Input and output active and reactive power of IHWS-MAC when the voltage drops
在t1时刻前，低频侧电压为10 kV，t1～t2时刻电压跌落40%，若采用定功率控制，低频侧并网电流应提高66.7%，因电流限幅为140%，低频侧有功功率下跌16%，工频侧交流电压保持不变，则工频侧电流跌落16%，t2时刻后恢复。该过程与图14和图15中两侧交流电压和电流以及两侧有功和无功功率变化过程一致。
图16为两侧多电平正弦半波和全波电压波形，下部区域为波形细节局部放大图。可见，当低频侧电压跌落时，低频侧多电平电压波形的电平数相应减少：其中半波电压由五电平降至四电平，翻转后的全波电压由九电平降至七电平；而工频侧电压的电平数保持不变。
图16 电压跌落时两侧多电平正弦半波及交流端口电压波形
Fig.16 The multilevel sinusoidal half waveforms and AC port voltage waveforms on both sides when the voltage drops
本文提出了一种新型隔离型半波整形多电平AC-AC换流器拓扑IHWS-MAC。首先阐述了该拓扑的结构特点，将其与典型的模块化AC-AC换流器进行性能对比分析；进而阐述了新拓扑工作原理，在此基础上，提出IHWS-MAC输入级、隔离级和输出级的多目标控制策略；最后通过实时仿真对所提拓扑和控制策略进行了验证，结论如下：
1）通过引入半波换向单元，使多电平整形单元仅需配置半波调制所需的子模块数，子模块数大幅减少；引入DAHB高频隔离单元，且与多电平单元子模块嵌套组合，进一步优化了电容数量和器件使用量。所提IHWS-MAC拓扑在功率密度方面具有综合优势。
2）所提IHWS-MAC子模块与DAHB隔离电路级联不存在环流问题和常规半波整形拓扑的桥臂电容能量平衡问题；且包含两个直流环节，两侧交直流功率变换自然解耦，同时DAHB提供了新的控制自由度，能够进一步实现灵活的电压和功率 变换。
附 录
IHWS-MAC与典型模块化多电平AC-AC换流器经济性比较所采用的应用场景算例参数如下：两侧系统频率、额定电压均与表2中一致；系统额定容量Svn= 6 MV·A，功率因数为1；直流母线电压Udc=20 kV，子模块电容电压额定值Ucell均为1 kV，电容电压波动率e=5%；SMMC两侧电压幅值比为0.81，IHWS-MAC高频变压器开关频率为2 kHz。算例条件下IHWS-MAC与典型模块化多电平AC-AC换流器器件数、电容成本参数、IGBT成本参数及变压器成本参数对比见附表1～附表4，算例条件下IHWS-MAC与典型模块化多电平AC-AC换流器经济性对比柱状图如附图1所示。
附表1 算例条件下IHWS-MAC与典型模块化多电平AC-AC换流器器件数对比
App.Tab.1 Comparison of device count for IHWS-MAC and typical modular multilevel AC-AC converters in the case study
拓扑类型桥臂数模块数子模块数电容数子模块电容最小值/mF总电容/F开关器件总数开关器件电流峰值/A开关器件容量/(MV·A) 工频侧低频侧 BTB-MMC12202402405.9314.852.49480344.9165.60 M3C9201801803.623.620.65720326.6234.00 SMMC610606014.4129.221.31432575.2/604.8255.06 IHWS-MAC6106012012.7231.842.67480489.9234.15
附表2 算例条件下IHWS-MAC与典型模块化多电平AC-AC换流器电容成本参数
App.Tab.2 Capacitance cost comparison of IHWS-MAC and typical modular multilevel AC-AC converters in the case study
拓扑类型型号直流电压/V容量/mF单价/元子模块电容/mF数量总价/元 工频侧低频侧工频侧低频侧 BTB-MMC947D102K1021 00011 5206157201 8003 830 400 M3C947D102K1021 00011 520447207201 094 400 SMMC947D102K1021 00011 52015304509002 052 000 IHWS-MACC44UHGT7100600169613327801 9201 879 200
附表3 算例条件下IHWS-MAC与典型模块化多电平AC-AC换流器IGBT成本参数
App.Tab.3 IGBT cost comparison of IHWS-MAC and typical modular multilevel AC-AC converters in the case study
拓扑类型型号电压/V电流/A单价/元数量总价/元 BTB-MMCFF300R17ME31 7003751 634480784 320 M3CFF225R17ME31 7003401 338720963 360 SMMCFF450R17ME31 7006052 160432933 120 IHWS-MACFF500R17KE41 7005001 712480821 760
附表4 算例条件下IHWS-MAC与典型模块化多电平AC-AC换流器变压器成本参数
App.Tab.4 Transformer cost comparison of IHWS-MAC and typical modular multilevel AC-AC converters in the case study
拓扑类型类型容量/(MV·A)单价/元数量总价/元 BTB-MMC工/低频变压器6650 00021 300 000 M3C工/低频变压器6650 00021 300 000 SMMC工/低频变压器6650 00021 300 000 IHWS-MAC高频变压器0.220 00030600 000
注：以上器件价格来源于商业网站和厂家调研。
附图1 算例条件下IHWS-MAC与典型模块化多电平AC-AC换流器经济性对比柱状图
App.Fig.1 Economic comparison of IHWS-MAC and typical modular multilevel AC-AC converters in the case study
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Topology and Control Strategy of Isolated Half-Wave Shaping Based Multilevel AC-AC Converter
Abstract Currently, the main topologies for high-voltage, high-capacity AC-AC converters, such as the back-to-back modular multilevel converter (BTB-MMC) and the modular multilevel matrix converter (M3C), still face challenges, including a large number of submodules, high capacitor requirements, low power density, and complex decoupling control. This paper proposes an isolated half-wave shaping-based multilevel AC-AC converter (IHWS-MAC) that leverages half-wave shaping and half-wave frequency conversion. The proposed topology employs half-wave commutation units and dual active half-bridges to improve power density.
By introducing half-wave commutation units, the topology converts the multilevel half-waves into sinusoidal full-wave outputs, significantly reducing the number of submodules required in multilevel units. The nested integration of dual active half-bridge (DAHB) high-frequency isolation units with the multilevel submodules enables the isolation units to store and release energy from the submodule capacitors on both sides through power regulation, thereby ensuring energy balance within the multilevel units. Moreover, this nested configuration helps reduce the number of capacitors and power devices. Then, a multi-objective overall control strategy is proposed for the IHWS-MAC, encompassing its input, isolation, and output stages. The strategy achieves coordinated control of power, voltage, and current on both the low-frequency and line-frequency sides, ensuring voltage stabilization and balance of the internal submodule capacitors.
An IHWS-MAC system was built on the RT-Lab platform. Experiments were conducted under conditions of power disturbances and low-frequency side-grid voltage dips. The waveforms, including submodule capacitor voltages, grid-side AC voltages and currents, active and reactive power, and multilevel sinusoidal half-wave and full-wave voltages on both sides, were recorded. The results show that, under power or voltage disturbances, the IHWS-MAC maintains stable capacitor voltages while achieving inter-phase and intra-phase voltage balancing. The changes in AC currents on both sides are consistent with the power regulation processes at the input and output stages. Moreover, under the control of the commutation switches, the multilevel sinusoidal half-waves generated by the multilevel units on both sides at their respective system frequencies are synthesized into complete sinusoidal waveforms at the AC ports.
The following conclusions can be drawn: the IHWS-MAC topology reduces the number of submodules, capacitors, and power devices, thereby improving power density. It also eliminates circulating currents and addresses issues with arm-capacitor energy balancing. Furthermore, featuring two DC links, it naturally decouples the AC-DC power conversion on both sides, while the integrated DAHB provides additional control degrees of freedom for flexible voltage and power regulation. In summary, the IHWS-MAC offers advantages in power density and control flexibility, providing a new solution for multilevel AC-AC conversion systems.
keywords：Half-wave shaping, multilevel AC-AC converter, high-frequency isolation, half-wave com- mutation, dual active half-bridge, multi-objective control
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.251732
国家自然科学基金（52507102）、北京市自然科学基金（3254049）和中央高校基本科研业务费专项资金（2025MS114）资助项目。
收稿日期 2025-10-13
改稿日期 2025-12-19
孙玉巍 女，1987年生，博士，副教授，研究方向为新能源电力系统的新型电力变换拓扑、建模及控制技术。
E-mail: sunyuwei@ncepu.edu.cn
付 超 男，1979年生，博士，讲师，研究方向为风力发电、光伏发电、储能和交直流混合电力系统控制等。
E-mail: fuchao@ncepu.edu.cn（通信作者）