图1 HFAC PDS结构
Fig.1 The structure of HFAC PDS
摘要 高频交流配电系统（HFAC PDS）广泛应用于航空航天、军事装备、新能源汽车等领域。高频逆变器是接入HFAC母线的核心，承担着将直流电能高效转换为高频交流电能并馈入母线的关键功能。现有高频逆变器电路拓扑，高效率、宽范围输入、输出电能质量高等特性不可兼得。该文将全桥LCLC谐振逆变器与四管Buck-Boost（FSBB）变换器相结合，提出一种具有部分功率处理能力的四管Buck-Boost LCLC谐振逆变器。所提谐振逆变器大部分功率直接通过全桥LCLC谐振逆变器，该结构工作在谐振频率下，保证了系统的高效率运行。小部分功率通过FSBB单元，可以调整其占空比来宽范围调整输出电压。此外，FSBB和LCLC复用了一个桥臂用以降低系统成本。首先，分析变换器的电路运行模态和功率传输特性；其次，推导和建立电压增益和输出电压总谐波畸变率（THD）的量化数学模型；最后，搭建一台输入电压30～60 V，输出电压幅值100 V，输出功率250 W的实验样机，实验结果验证了所提拓扑的可行性。
关键词：高频交流配电系统 LCLC谐振网络 部分功率 软开关 宽范围调压
随着新能源汽车产业的高速发展，高频交流配电系统（High-Frequency AC Power Distribution Systems, HFAC PDS）为电动汽车提供了实用解决方案，在提升节能水平、节省空间与质量、优化电能分配等方面发挥着显著作用[1-4]。相较于传统的直流式配电系统，其具有更高的可靠性、效率和功率密度，并且可实现无线功率传输。HFAC PDS结构如图1所示，该系统通常由直流输入电源、DC-HFAC逆变单元、HFAC母线、多种终端负载及交流电压调节模块（AC Voltage Regulating Module, AC VRM）等部分构成。在HFAC DPS的供电电源侧，谐振逆变器是实现能量转换和控制功能的核心环节。因此，研究谐振逆变器对于提升整个供电系统的效率与稳定性十分有必要[5-7]。
图1 HFAC PDS结构
Fig.1 The structure of HFAC PDS
国内外学者重点从拓扑结构、控制等方面对谐振逆变器进行了深入研究。早期，有学者提出一种非对称脉宽调制（Asymmetric Pulse Width Modu- lation, APWM）的半桥LCLC谐振逆变器拓扑结构[8]，控制简单，相比传统半桥谐振逆变器在对称PWM控制下[9]，输出电压幅值具有可调性。但其输出电压中含有一定数量的偶阶谐波，需要一个额外的滤波器，从而使得变换器结构复杂。文献[10]在半桥LCLC谐振逆变器拓扑结构的基础上，增加了两个反向串联的开关管，采用双PWM控制方式，解决了半桥型开关网络输出电压调节能力有限的问题，但当输入电压过高时，会导致损耗增加。全桥结构输出功率是半桥的2倍，常被用于对功率需求较高的场景。文献[11]提出的移相控制型全桥LCLC谐振逆变器输出电压总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）低，并能在较宽的负载变化区间内保持软开关工作模式，然而输入电压过高会导致软开关难以实现。为此，文献[12-13]为全桥谐振逆变器提出了一种改进型移相调制方案和一种统一相移调制方案，但增加了控制的复杂性。为了更好地进行电路分析和控制设计，文献[14]提出了一种半桥/全桥LCLC谐振逆变器通用的相量域模型，该模型可适用于相移控制、相频调制、PWM等多种控制方式。
前文提到的拓扑结构均是电压源型谐振逆变器，这类拓扑中谐振网络的输入为方波形态的电压波形，与之存在对偶关系的为电流源型谐振逆变器，其谐振网络输入为方波电流波形。文献[15]提出了一种电流源型推挽CLCL高频谐振逆变器拓扑，具有软开关的优点，无论负载如何波动，都能获得纯正弦输出电压，但其输出电压无法调节。为解决这一问题，文献[16]提出了一种改进的推挽CLCL拓扑结构，其思路为在直流电源与输入电感器之间增加一个受PWM信号控制的开关网络，利用该网络对电路状态的调节功能，解决电压调节问题。然而，该拓扑结构仅适用于感性模式。
另外，在现有两级式谐振逆变器中[17-19]，前级变换器通常选择Buck、Boost以及Buck-Boost变换器，通过占空比调整其输出电压，进而控制后级逆变器输出电压的幅值。由于后级逆变器开关管占空比设定为0.5，输出电压没有偶次谐波，即便负载与输入电压出现大幅波动，依旧具备较好的调整性能，且开关管电压应力相对单级谐振逆变器减少。但与单级式的谐振逆变器拓扑结构相比，两级式电路拓扑能量需要两次变换，运行效率降低。
为同时实现高效率和宽电压调节，近年来，部分功率变换器被提出并广泛应用于DC-DC变换器中[20-23]。部分功率变换器的电路架构主要由一个LLC谐振变换器和非隔离型Buck变换器组成。其中，LLC变换器工作在谐振频率点以最高运行效率传输大部分功率能量。进一步地，利用非隔离Buck变换器实现系统宽调压，并承担小部分功率。部分功率变换器的核心思路是：将变换器原本单一的功率路径，重构为两条功率路径。两条功率路径分别选择不同的电路，协同实现高效率和宽电压。这种电路架构对高频谐振逆变器的构建具有重要借鉴意义。
为此，本文基于部分功率思想，提出了一种四管Buck-Boost （Four Switch Buck-Boost, FSBB）LCLC谐振逆变器，它的特征在于：
（1）具备高效宽调压能力：大部分功率直接通过全桥LCLC谐振逆变器，该结构工作在谐振频率下，保证了系统的高效率运行。小部分功率通过四管Buck-Boost变换器，可以调整其占空比来宽范围调整输出电压。
（2）输出电能质量高：采用LCLC谐振网络，开关管均可以实现软开关，输出电压THD低，并在负载波动较大的情况下仍具有较好的稳定性。
图2为所提拓扑演变过程及其主电路拓扑结构，首先，先将FSBB变换器[24-27]和全桥LCLC谐振逆变器进行级联，形成如图2a所示的两级式四管Buck-Boost（FSBB） LCLC结构。然后，通过复用FSBB的第二桥臂和全桥LCLC的第一桥臂，得到如图2b所示的两级式整合四管Buck-Boost LCLC结构。最后，进行部分功率处理，将FSBB变换器的输入端直接连接到全桥LCLC谐振逆变器的第二桥臂，其输出端直接连接到全桥LCLC谐振逆变器的第一桥臂。得到了所提部分功率型四管Buck- Boost LCLC谐振逆变器，如图2c所示。所提变换器的功率路径有两条：一条支路电流I1直接流向LCLC单元；另一条支路电流I2依次流向FSBB单元和LCLC单元。支路电流I1流过主要功率，支路电流I2流过部分功率。
图2 所提变换器的演变过程和拓扑结构
Fig.2 The evolution process and topological structure of the proposed converter
所提变换器包括开关管Q1、Q2、S1～S4、降压电感L、输出电容C、串联LC网络（Ls、Cs）、并联LC网络（Lp、Cp）、匝数比为1
n1的高频变压器T组成。
所提变换器中，以开关管Q1的驱动信号为基准、D为占空比，Q1和Q2互补导通。
为S1的驱动信号滞后Q1的驱动信号之间的移相角，且开关管S1、S4与S2、S3均以占空比为0.5互补导通，S1、S4与S2、S3驱动信号相位相差180°。采用PWM+移相调制方式，开关频率fo工作在谐振频率。所提变换器应用在高频交流配电系统中，其输出频率应等于高频交流母线频率。所提变换器的主要工作波形如图3所示。图3中，Ts为所提变换器的开关周期，Vin为所提变换器的输入电压，V1为FSBB单元的输出电压，uL和iL分别为电感L的电压和电流，IL0为电感L在t0时刻的电流，uAB为谐振网络输入电压，uo和io分别为所提变换器的输出电压和电流。在一个开关周期中的等效电路如图4所示。
模态1，t0之前：在Q1和Q2死区期间，S2、S3导通，此时电流iL为负，使Q1的结电容放电至零，同时使Q2的结电容充电至Vin。这为Q1的零电压开通（Zero Voltage Switching, ZVS）提供充分条件。
图3 变换器主要波形
Fig.3 Main waveforms of the converter
模态2 [t0t1
：在时间t0，Q1实现ZVS，由于输入电压被施加到电感L，电感L电流iL可以被描述为
（1）
图4 变换器工作模态
Fig.4 Converter working mode
模态3 [t1t2：在该模式中，开关S2、S3断开。电流iL为正，使S1的结电容放电至零，S2的结电容充电至V1，V1为FSBB单元输出电压。谐振网络LCLC为S3和S4的结电容分别进行充电和放电，这为S1和S4的ZVS导通提供了充分条件。
模态4 [t2t3：在t2时刻，S1和S4实现了ZVS，Q1为导通状态。电感电压为Vin-V1，电感电流iL可以表示为
（2）
模态5 [t3t4：在Q1和Q2的死区期间，此时电感电流iL为正，使Q1的结电容放电至Vin，同时使Q2的结电容充电至零，这为Q2的ZVS提供了充分条件。
模态6 [t4t5：在t4时刻，这为Q1的ZVS提供了充分条件，Q2实现了ZVS，电感电压为-V1，电感电流iL可以表示为
（3）
模态7 [t5t6：在S1～S4的死区期间，Q2为导通状态。电感电流iL为负，对S1的电容充电至V1，同时对S2的电容放电。S3和S4的结电容分别进行充电和放电，这为S2和S3的ZVS提供了充分条件。
模态8 [t6t7]：在t6时刻，S2和S3实现了ZVS，Q2为导通状态，电感电压为0，iL可表示为
（4）
FSBB单元的输出电压[27]可以表示为
V1=2DVin （5）
式中，D为FSBB单元开关管Q1的占空比，当D＜0.5时，FSBB单元工作在降压模式；当D＞0.5时，FSBB单元工作在升压模式。
在所提部分功率型拓扑中，功率比l被定义为部分功率PFSBB与总系统传递功率Pin之间的比值。假设系统中没有功率损耗，功率比可以表示为
（6）
式中，I1和I2分别为LCLC谐振逆变器第一桥臂和FSBB单元的输入电流。
基于功率守恒定律，FSBB单元的输入功率等于其输出功率，满足
（7）
将式（5）、式（7）代入式（6），功率比可重写为
（8）
根据式（5）和式（8）可以得到占空比D（0＜D＜1
、FSBB单元的电压增益V1/Vin和功率比l之间的关系，如图5所示。
由图5可知，功率比l随着占空比D的增加而增加，表明随着占空比D增加，FSBB单元处理的功率更多，将会导致总效率的降低。当D=1/2时，l=1/2，可知FSBB单元处理了一半的总功率，且VAB的波形是一个对称的方波；当D＜1/2时，FSBB单元工作在降压模式，l＜1/2；当D＞1/2时，FSBB单元工作在升压模式，l＞1/2。因此，FSBB单元工作在降压模式下的系统效率高于FSBB单元工作在升压模式下的效率。
图5 功率比l和FSBB单元增益V1/Vin与D的关系
Fig.5 Power ratio l and voltage gain V1/Vin with duty cycle D
本节将推导四管Buck-Boost LCLC谐振逆变器的增益表达式以及输出电压的THD数学模型，进而量化分析LCLC谐振网络参数对变换器输出电压及电能质量THD的影响。LCLC谐振网络的等效电路如图6所示。
图6 LCLC谐振网络等效电路
Fig.6 LCLC resonant network equivalent circuit
考虑到LCLC谐振网络输入电压vAB为非对称方波，而LCLC谐振网络的能量传输以基频分量为主，因此将vAB进行傅里叶展开可以表示为
（9）
式中，wo为开关角频率。
谐振网络LCLC输入电压vAB基波分量vAB1为
（10）
由图6，根据串联分压原理，LCLC谐振网络输出电压vt的第n次谐波分量vtn表达式为
（11）
式中，vABn为谐振网络LCLC输入电压vAB的n次谐波分量；ks和kp分别为串联谐振网络LsCs和并联谐振网络LpCp的频率因数，ks=wo/ws和kp=wo/wp，ws和wp分别为串联网络LsCs和并联谐振网络LpCp角频率；Qs和Qp分别为串振网络LsCs和并联谐振网络LpCp的品质因数；Zsn和Zpn分别为串联谐振分支阻抗和并联谐振分支阻抗的第n次谐波分量，各分量的表达式为
（12）
对所提四管Buck-Boost LCLC变换器，输出电压为LCLC谐振网络输出电压乘以变压器匝比，有
（13）
式中，von为输出电压vo的第n次谐波分量。
将式（11）代入式（13），得到von的具体表达式为
（14）
将n=1代入式（14），得输出电压的基波分量vo1为
（15）
所提四管Buck-Boost LCLC谐振逆变器的电压增益M为输出电压基波分量vo1与输入电压vin的比值，其表达式为
（16）
基于式（16），可分析电压增益M与频率因数kp、ks和占空比D间关系，不同kp数值下的三维关系如图7所示。当kp、ks确定时，电压增益M随占空比D的增加而增加，可以通过调节占空比D来调整电压增益M，从而控制输出电压。
图7 不同kp数值下的电压增益M与频率因数ks和占空比D的三维关系
Fig.7 3D Plot of the relationship between voltage gain M, frequency factor ks, and duty cycle D under different kp values
当所提谐振逆变器工作在谐振频率时，ks=1，将其代入式（16），可得的系统电压增益为
（17）
以输入电压48 V、输出电压100 V的运行工况为例，此时变换器的电压增益要求达到2.08。变压器匝比n1=2，根据式（17），得D=0.32，使得其工作在谐振频率下的增益为2.08。
将n1=2，D=0.32代入式（16），进一步分析Qs、Qp、ks、kp对电压增益的影响。当Qs=Qp=2或Qs=Qp=3时，电压增益M与频率因数kp、ks的二维曲线分别如图8a、图8b所示。对比图8a、图8b可知，品质因数Qs、Qp越大，增益曲线越陡峭，频率偏移导致的电压增益波动越大。当频率因数ks、kp趋近于1时，品质因数Qs、Qp对增益的影响会降低。特别地，当电路工作在串联谐振点时，ks=1，电压增益恒定且与负载无关，可实现系统恒压输出。
图8 电压增益M与频率因数kp, ks的二维曲线
Fig.8 Two-dimensional curves of voltage gain M versus frequency factors kp and ks
所提谐振逆变器的输出电压THD表达式为
（18）
由于LCLC网络工作在谐振频率点，因此可以近似认为ks=kp=1，联立式（14）、式（15）、式（18），得到THDvo的表达式为
（19）
图9给出了THDvo与Qs、Qp变量的三维关系。由图9可知，随着品质因数Qs、Qp增大，THDvo减小。因此，对于所提变换器，可通过增大谐振回路中的品质因数Qs、Qp来输出电压的THDvo。然而，由2.1节可知，品质因数Qs、Qp越大会导致电压增益波动越大。因此，品质因数Qs、Qp应同时考虑THDvo和电压增益波动折中选择。本文所提四管Buck-Boost LCLC变换器输出电压THDvo＜2%。
图9 THDvo与Qs、Qp三维关系
Fig.9 Three-dimensional relationship among THDvo, Qs, and Qp
为了验证上述理论分析，搭建了一台四管Buck-Boost LCLC谐振逆变器的实验样机，本文以输出电压100 V、输出频率150 kHz的高频交流母线为例。所提变换器输入电压范围为30～60 V，输出电压幅值为100 V，额定功率为250 W。样机配置如图10所示。本文LCLC谐振网络的参数设计方法遵循文献[16]，故不再赘述，样机参数见表1。
图10 样机配置
Fig.10 Prototype configuration
为验证所提变换器具有宽范围电压输入，图11给出了所提变换器在满载和半载时不同输入电压条件下的实验波形。图11a～图11f分别给出了在30、42、60 V直流电压输入下的开关管Q1的驱动电压Vgs_Q1、vAB、vo和输出电流io的波形，输出电压幅值为100 V。
表1 样机主要参数
Tab.1 Main parameter of the prototype
参 数数 值 降压电感L/mH3 谐振电感Ls, Lp/mH55, 10 谐振电容Cs, Cp/nF20, 100 输出电阻Ro/W20 变压器匝比1n112 开关频率fo/kHz150 输入电压/V30～60 输出电压幅值/V100 额定功率/W250 Qs, Qp5.2, 0.01 ks, kp0.99, 0.94
在宽范围输入下，所有开关管均能实现ZVS。图12a、图12b给出了开关管Q1的驱动电压Vgs_Q1、开关管Q1的漏源电压Vds_Q1、开关管S1的驱动电压Vgs_S1、开关管S1的漏源电压Vds_S1的波形。
采集实验样机的输出电压波形后，输出电压波形及其快速傅里叶变换（Fast Fourier Transform, FFT）分析如图13所示。其中，图13a为输出电压波形，该输出电压的基波幅值为100 V；图13b则显示，输出电压THDvo=0.9%，且输出电压中含有的谐波分量以3、5、7次等奇次谐波为主。通过数学工具对实验数据进行FFT，在不同输入电压和负载工况中，输出电压的THDvo情况见表2。
图11 满载和半载时不同输入电压下的Vgs_Q1、vAB、vo、io波形
Fig.11 Waveforms of Vgs_Q1、vAB、vo、io under different input voltages at full load and half load
图12 不同输入电压下Vgs_Q1、Vds_Q1、Vgs_S1、Vds_S1波形
Fig.12 Vgs_Q1、Vds_Q1、Vgs_S1、Vds_S1 waveforms under different input voltages
图13 输出电压波形及其FFT分析
Fig.13 Output voltage waveforms and its fourier analysis
表2给出了不同输入电压Vin下，逆变器满载与半载时的THD数据。在Vin为30、42、60 V三种工况下，逆变器满载时THD更低，稳定在0.9%～0.91%；半载时THD稍高，为1.1%～1.16%，整体输出电压THDvo＜2%。
表2 不同输入电压和负载下的输出电压THD
Tab.2 Output voltage THD under different input voltages and loads
THD(%) Vin=30 VVin=42 VVin=60 V 满载0.90.910.91 半载1.151.11.16
在输入电压42 V、输出电压幅值100 V及输出功率250 W的运行状态下，所提谐振逆变器的损耗分布情况如图14所示。所提变换器损耗包括：开关管Q1和Q2的损耗PQ1、PQ2，开关管S1～S4的损耗PS1～PS4，电感L、Ls和Lp的损耗PL、PLs和PLp，电容Cs和Cp的损耗PCs和PCp，变压器T的损耗PT。从图14中可知，系统损耗主要集中在磁性元件部分。由于所有开关管均能实现ZVS，不存在开通损耗，因此开关器件的损耗占比较低。无源元件损耗所占比例，从高到低依次为PLs、PT、PLp、PL、PCs、PCp。
图14 损耗分布
Fig.14 Loss distribution
文献[16]的研究结果表明，推挽CLCL谐振 逆变器在增益范围和THD等方面要优于文献[10, 17-18]提出的各类谐振逆变器。为突出所提四管Buck-Boost LCLC谐振逆变器的优势，本文选取推挽CLCL谐振逆变器为对比对象。图15给出了两种方案在不同输入电压、不同负载功率下的效率对比曲线。
图15 推挽CLCL谐振逆变器与所提四管Buck-Boost LCLC谐振逆变器效率对比
Fig.15 Efficiency comparison of the push-pull CLCL resonant inverter and the proposed four switch Buck-Boost LCLC resonant inverter
由图15可知，所提四管Buck-Boost LCLC谐振逆变器在不同运行工况下的效率均高于推挽CLCL谐振逆变器。需要说明的是：随着输入电压的升高，所提四管Buck-Boost LCLC谐振逆变器效率上升。这是由于所提四管Buck-Boost LCLC变换器随输入电压升高，根据式（17），M减小，占空比D随之减小；由式（8），FSBB单元处理的功率减少，直接经过全桥LCLC谐振单元的功率增多，因此效率逐渐增加。另外，随着输入电压的升高，推挽CLCL谐振逆变器效率呈下降趋势，这是由于其中一开关管存在硬开通问题，电压升高导致开通损耗升高，因此效率随输入电压升高而降低。
表3给出了所提变换器与文献[10, 16-18]提出的变换器的综合对比结果。可以看到，本文所提四管Buck-Boost LCLC谐振逆变器具备较宽的增益范围，较低的THD数值以及和较高的峰值效率，并且所有功率管可以实现软开关。其中不同结构逆变器的增益表达式采用了类似2.1节的计算步骤推导得到。
表3 不同拓扑结构对比
Tab.3 Comparison of different topological structures
逆变器增益表达式(k和Q为对应谐振网络的频率因数和品质因数)增益范围电路参数对增益的影响输出基波频率/kHzTHD(%)是否全部实现软开关峰值效率(%) LCL-T型[10]很大303.8是94 推挽CLCL型[16]大1352否93.53
（续）
逆变器增益表达式(k和Q为对应谐振网络的频率因数和品质因数)增益范围电路参数对增益的影响输出基波频率/kHzTHD(%)是否全部实现软开关峰值效率(%) 两级LCLC型[17]较小500—否92 两级双G型CL[18]较小1003否91 所提四管Buck-Boost LCLC较小1502是95.1
基于部分功率思想，本文将高效的全桥LCLC拓扑结构与灵活的FSBB变换器相结合，提出了一种四管Buck-Boost LCLC谐振逆变器，并对其工作原理和特性进行了理论分析及实验验证，得到以下结论：
1）所提谐振逆变器采用全桥LCLC谐振单元，所有开关管均能实现ZVS，并且输出电压电能质量高，THD＜2%。
2）FSBB单元通过调节占空比D控制系统输出电压，从而实现快速的动态响应，并且有利于降低器件应力，扩大输入电压范围。
3）采用部分功率型架构，大部分功率通过LCLC单元，并且工作在谐振频率，小部分功率通过FSBB单元，保证了系统的高效率，峰值效率高达95.1%，超过现有大多数谐振逆变器。
参考文献
[1] Jain P, Pinheiro H. Hybrid high frequency AC power distribution architecture for telecommunication systems[J]. IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, 1999, 35(1): 138-147.
[2] Liu Junfeng, Cheng K W E. m-based robust controller design of LCLC resonant inverter for high-frequency power distribution system[J]. IET Power Electronics, 2013, 6(4): 652-662.
[3] 李加刚. 应用于高频交流配电系统的CLCL谐振逆变器的研究[D]. 南京: 南京航空航天大学, 2023.
Li Jiagang. Research on CLCL resonant inverter for high frequency AC power distribution system[D]. Nanjing: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, 2023.
[4] 李学胜. 应用于高频交流配电系统的半桥可控LCLC谐振逆变器的研究[D]. 广州: 华南理工大学, 2016.
Li Xuesheng. Research on controllable half-bridge LCLC resonant inverter for high frequency power distribution system[D]. Guangzhou: South China University of Technology, 2016.
[5] Luo S, Batarseh I. A review of distributed power systems. Part II. High frequency AC distributed power systems[J]. IEEE Aerospace and Electronic Systems Magazine, 2006, 21(6): 5-14.
[6] Patel M R, Beik O. Spacecraft Power Systems[M]. 2nd Edition. Boca Raton: CRC Press, 2023. https:// doi.org/10.1201/9781003344605.
[7] Qiu Mei, Jain P K, Zhang Haibo. Implementation and performance of a high frequency AC distributed power system[C]//2004 IEEE 35th Annual Power Electronics Specialists Conference, Aachen, Germany, Apr. 2005: 2684-2689.
[8] Qiu Mei, Jain P K, Zhang Haibo. Dynamic perfor- mance of an APWM resonant inverter for high frequency AC power distribution system[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2006, 21(6): 1556-1563.
[9] Qiu Mei, Jain P K, Zhang Haibo. An APWM resonant inverter topology for high frequency AC power distribution systems[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2004, 19(1): 121-129.
[10] Zeng Jun, Liu Junfeng, Yang Jinming, et al. A voltage-feed high-frequency resonant inverter with controlled current output as a high-frequency AC power source[J]. IEEE Transactions on Power Elec- tronics, 2015, 30(9): 4854-4863.
[11] Ye Z, Jain P, Sen P C. A full bridge resonant inverter with modified phase shift modulation[C]//2005 IEEE 36th Power Electronics Specialists Conference, Dresden, Germany, 2005: 642-649.
[12] Ye Zhongming, Jain P K, Sen P C. A full-bridge resonant inverter with modified phase-shift modu- lation for high-frequency AC power distribution systems[J]. IEEE Transactions on Industrial Elec- tronics, 2007, 54(5): 2831-2845.
[13] Liu Junfeng, Cheng K W E, Zeng Jun. A unified phase-shift modulation for optimized synchronization of parallel resonant inverters in high frequency power system[J]. IEEE Transactions on Industrial Elec- tronics, 2014, 61(7): 3232-3247.
[14] Zhang Bin, Hei Guoyu. Small signal model design of full bridge LC-LC series parallel resonant inver- ter[C]//2022 7th International Conference on Inte- lligent Computing and Signal Processing (ICSP), Xi’an, China, 2022: 1967-1972.
[15] Wu Qunfang, Wang Mengqi, Zhou Weiyang, et al. High frequency AC power distribution network for electric vehicle auxiliary electrical system[C]//2020 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Detroit, MI, USA, 2020: 891-896.
[16] Wu Qunfang, Chen Wenlong, Li Jiagang, et al. A soft-switching current-fed resonant inverter for HFAC EV auxiliary electrical system[J]. IEEE Transactions on Transportation Electrification, 2025, 11(1): 4667- 4680.
[17] Ye Zhongming, Jain P K, Sen P C. A two-stage resonant inverter with control of the phase angle and magnitude of the output voltage[J]. IEEE Transac- tions on Industrial Electronics, 2007, 54(5): 2797- 2812.
[18] Wen Huiqing, Xiao Weidong, Lu Zhengyu. Current- fed high-frequency AC distributed power system for medium-high-voltage gate driving applications[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(9): 3736-3751.
[19] Wu Hongfei, Tang Xinxi, Zhao Jian, et al. An isolated bidirectional microinverter based on voltage-in-phase PWM-controlled resonant converter[J]. IEEE Trans- actions on Power Electronics, 2021, 36(1): 562-570.
[20] 王懿杰, 桑汐坤, 高珊珊, 等. 基于谐振型DCX的部分功率调节技术研究综述[J]. 中国电机工程学报, 2025, 45(1): 251-265.
Wang Yijie, Sang Xikun, Gao Shanshan, et al. Review of research on rartial rower regulation technology based on resonant DCX converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2025, 45(1): 251-265.
[21] Sang Xikun, Wang Yijie, Gao Shanshan, et al. Analysis and design of a partial power processing architecture for high step-up applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2023, 38(7): 8654-8665.
[22] Peng He, Wang Cheng, Fang Xiongfeng, et al. An input-coupling LLC converter with wide input voltage range and high efficiency[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2024, 39(10): 11948-11954.
[23] 孙志峰, 陈炎堃, 庞赫, 等. 输入并联输出并联LLC-DAB变换器电流-功率同步均衡三环控制策略[J/OL]. 电工技术学报, 1-14 [2025-12-14]. https:// doi.org/10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.250854.
Sun Zhifeng, Chen Yankun, Pang He, et al. Current power synchronous balancing three loop control strategy for input parallel output parallel LLC-DAB converter[J/OL]. Transactions of China Electrotech- nical Society, 1-14 [2025-12-14]. https://doi.org/10. 19595/j.cnki.1000-6753.tces.250854.
[24] 戴瑞然, 马运东, 王鹏, 等. 一种基于多谐振开关槽与Buck-Boost电路的准并联变换器[J]. 电工技术学报, 2024, 39(18): 5768-5785.
Dai Ruiran, Ma Yundong, Wang Peng, et al. A quasi parallel converter based on multi resonant switched tank and Buck-Boost circuit[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(18): 5768-5785.
[25] 吴佳芮, 杨旭, 王道玺, 等. 高效宽范围四开关Buck-Boost变换器的低纹波-变频控制策略[J]. 电工技术学报, 2025, 40(10): 3236-3250.
Wu Jiarui, Yang Xu, Wang Daoxi, et al. Low ripple- variable frequency control strategy for high efficiency wide range four-switch Buck-Boost converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2025, 40(10): 3236-3250.
[26] 周国华, 邱森林, 张小兵, 等. 宽增益高效率级联式四开关Buck-Boost LLC变换器[J]. 电工技术学报, 2024, 39(4): 1103-1115.
Zhou Guohua, Qiu Senlin, Zhang Xiaobing, et al. Cascaded four-switch Buck-Boost LLC converter with wide gain range and high efficiency[J]. Transac- tions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(4): 1103-1115.
[27] Wei Ruizhi, Ding Li, Li Yunwei. Efficiency-oriented optimized design and control of hybrid FSBB-CLLC converters with partial power processing capability[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2024, 39(5): 6364-6375.
A Partial Power Type Four Switch Buck-Boost LCLC Resonant Inverter for High-Frequency AC Distribution System
Abstract High-frequency AC power distribution systems (HFAC PDS) are widely used in aerospace, military equipment, and new energy vehicles for high power density, system miniaturization, and reduced weight. The high-frequency inverter serves as the core interface to the HFAC bus, converting DC power into high-frequency AC and feeding it into the distribution bus. Existing single-stage resonant inverters generally lack sufficient voltage regulation. Although two-stage resonant inverter topologies can expand the input voltage range, they suffer from reduced efficiency because the energy must undergo two complete conversion processes within the circuit.
To simultaneously achieve both high efficiency and wide voltage regulation, the concept of partial power converters has been proposed and widely adopted in DC-DC converters in recent years. The circuit architecture of a partial power converter primarily combines a resonant converter with a non-isolated converter. Hence, the resonant converter operates at its resonant frequency to deliver most of the power with the highest possible efficiency. Furthermore, a non-isolated converter is employed to achieve wide-range voltage regulation for the overall system while handling a small portion of the total power. The core principle of the partial power converter is to reconstruct the original single power path of a converter into two distinct power paths using different circuit types that work synergistically, thereby achieving the dual objectives of high efficiency and a wide voltage range.
In this work, a full-bridge LCLC resonant inverter is integrated with a four-switch Buck-Boost (FSBB) converter, and a novel four-switch Buck-Boost LCLC resonant inverter with partial power-processing capability is proposed. In this way, the majority of the power flows directly through the full-bridge LCLC resonant inverter unit. The proposed inverter operates at its resonant frequency, ensuring highly efficient system operation. The FSBB unit processes a small portion of the power. By adjusting the duty cycle of the FSBB stage, the overall system's output voltage can be regulated over a wide range. Additionally, to reduce system cost, the FSBB unit and the LCLC resonant inverter unit share a common bridge arm. The circuit's operational modes and its power transfer characteristics are analyzed, and quantitative mathematical models for the system's voltage gain and total harmonic distortion (THD) are derived.
Finally, a 250 W prototype of the four switch Buck-Boost LCLC resonant inverter was constructed and tested. The experimental results demonstrate that the proposed converter can operate stably over a wide input voltage range of 30 V to 60 V while delivering a high-quality output voltage, with a measured THD of less than 2%. Concurrently, all switching devices reliably achieve zero-voltage switching (ZVS), thereby reducing switching losses. The system achieves a peak efficiency of 95.1%, surpassing most existing resonant inverter solutions.
keywords：High-frequency AC power distribution system, LCLC resonant network, partial power, soft switching, wide-range voltage regulation
中图分类号：TM46
国家自然科学基金项目（52407206, 52377185）、湖南省自然科学基金项目（2025JJ70049）、湖南省教育厅项目（24B0545）和湖南省研究生科研创新项目（CX20251660）资助。
收稿日期 2025-09-17
改稿日期 2025-10-10
曾进辉 男，1981年生，教授，博士生导师，研究方向为电力电子变换与控制领域。
E-mail: zjh@hut.edu.cn
孙志峰 男，1993年生，讲师，硕士生导师，研究方向为高效DC-DC变换器新型拓扑及其模块化扩容技术等。
E-mail: 209622950@qq.com（通信作者）