图1 T-ZSCB拓扑结构及工作状态
Fig.1 T-ZSCB topology and operating status
摘要 Z源直流断路器（ZSCB）在一次分断后，由于电容初始电压发生变化，无法在永久性故障下实现重合闸-再分断（CO）功能，对直流电网造成威胁。现有CO实现方法缺乏对重合闸过程的理论分析，且普遍存在性能问题。因此，该文以耦合电感式ZSCB拓扑为研究对象，基于对重合闸过程的理论分析，提出一种新型CO方法及ZSCB拓扑。首先，建立重合闸瞬间的数学模型，推导实现CO所需的电容初始电压条件；然后，根据理论分析，提出一种基于拓扑切换的新型CO（TS-CO）实现方法，并设计采用TS-CO方法的TQ型ZSCB拓扑，详细讨论其工作模态和参数设计思路，并通过仿真验证其性能；最后，搭建实验样机。仿真和实验结果表明，所提TS-CO方法相比于现有方法在导通损耗、晶闸管过电压、再分断可靠性等方面均具有明显优势。
关键词：直流微电网 Z源直流断路器 重合闸-再分断功能 拓扑切换
随着国家“双碳”目标的提出，以光伏发电和风能发电为代表的分布式能源发电技术得到了广泛研究和应用。分布式能源受自然因素的影响较大，其发出的电能随风力和光照强度的变化呈现一定的随机性和波动性[1-3]，而直流微电网对分布式能源的接纳能力较强，且其中含有储能系统、能量转换装置和监控保护装置，能够根据实际情况合理分配和调度分布式发电系统所发出的电能，提升分布式能源的经济效益，拥有良好的应用前景[4-6]。
与交流电网不同，直流电网在故障发生期间存在以下问题：
（1）故障电流不存在自然过零点，若采用交流断路器，在开断瞬间会产生较大电弧，延长故障切除时间并持续灼烧灭弧装置，降低断路器寿命。
（2）惯性和阻尼低，发生故障后电流上升迅速，可在数ms内达到额定电流的数十倍[7-8]，对电网设备造成极大危害。
为了保障直流微电网的安全可靠运行，需要设计出故障分断快速、无电弧且可靠性高的直流断路器（DC Circuit Breaker, DCCB）。全固态直流断路器（Solid-State DC Circuit Breaker, SSCB）采用全控型半导体器件作为主开关，在故障发生时控制半导体开关断开，即可实现快速故障分断。然而，其需要依赖外部高速、高精度的传感器来检测故障电流，并通过复杂的门极驱动和控制逻辑来执行分断操作。同时，全控型开关器件的成本较高，且通态损耗较大，导致系统整体效率低[9-10]。相比之下，Z源直流断路器（Z-Source DC Circuit Breaker, ZSCB）采用晶闸管作为主开关，其具备容量大、通态损耗小和成本低等优势，可在故障发生瞬间自动响应并快速分断，无需电流检测电路，符合目前直流断路器的设计趋势[11]，并已衍生出多种拓扑[12-19]。根据其所用阻抗网络电感类型不同，可将现有ZSCB拓扑分为基于分立式电感和耦合式电感的拓扑，后者得益于磁集成技术，在体积和设计自由度上均具有明显优势，是目前ZSCB拓扑的主流研究[20-21]。
尽管拓扑多种多样，ZSCB均遵循相同的工作原理：在故障发生瞬间，依靠阻抗网络电容的初始电压产生一个与晶闸管初始电流反向的脉冲电流，迫使晶闸管电流过零而关断，从而切断线路。根据IEC—62271—100标准[22]规定，断路器在重新合闸后，若故障仍然存在（即永久性故障情况），需要在短时间内再次实现分断，即完成一次重合闸-再分断（Close-Open, CO）动作。然而，现有ZSCB拓扑在一次分断后，由于其阻抗网络中的电容将经历充电或放电过程，其初始电压将发生变化，面对永久性故障时将无法再次分断，严重制约了其实际应用性能。
为了使ZSCB具备CO能力，现有文献已提出了预充电[23]和故障能量回收[24]两类CO功能实现方法。前者通过加装预充电支路，在每一次重合闸前通过电源侧对ZSCB阻抗网络电容进行预充电，从而使其具备初始储能。然而，该方法需要额外的充电时间，且在充电过程中需要实时控制隔离开关断开和接通负载侧连接，导致晶闸管和隔离开关的动作时序协调复杂；后者通过在电容两端并联由电感、二极管和电阻组成的无源故障能量回收支路，在每次分断后通过谐振作用将一部分故障能量重新充入电容中，而无需额外的预充电时间。然而，该方法实际充入电容的能量受故障负载大小影响，导致电容初始电压不可控，降低了再分断可靠性。此外，为了最大限度地回收故障能量，使用该方法时不能在ZSCB中加装缓冲吸能电路，导致分断过程中晶闸管两侧过电压较大。同时，为了防止电容被反向充电，需要在主回路中串入一个额外的晶闸管，增大了断路器的成本及导通损耗。为此，文献[25]提出了一种改进的有源故障能量回收方法，在电容两侧加入全桥电路，相比于无源方法，可实现故障能量的可控回收，且主回路无需额外串入晶闸管。然而，该方法依然无法使用缓冲吸能电路，且需要额外的电流传感器实时监控故障电流并控制全桥电路工作，增大了电路的复杂度。
综上所述，现有针对ZSCB的CO实现方法存在耗时长、损耗大、可靠性差、成本和复杂度高等缺陷，导致实用性较差。为此，本文以目前主流的耦合电感式ZSCB为研究对象，提出了一种基于拓扑切换的CO（Topology-Shift CO, TS-CO）方法，该方法兼顾了现有两种方法的优势，在无需额外预充电时间的前提下，可以实现ZSCB的连续稳定CO动作，且允许加装缓冲吸能电路以降低晶闸管过电压，相比于现有方法在主回路导通损耗、晶闸管过电压、再分断可靠性等方面均具有明显优势。
根据故障发生瞬间电容的充放电行为，可将耦合电感式ZSCB分为电容放电型和电容充电型两类。下面分别选取其中一种典型拓扑，分析其工作原理，建立其在重合闸瞬间的电路模型，并推导相关参数。
T型Z源直流断路器[14]（T-ZSCB）属于电容放电型ZSCB，其工作阶段如图1所示。图1中，VDC为直流母线电压，VT为晶闸管，耦合电感一次及二次侧电感L1、L2和电容C共同组成T型阻抗网络，缓冲电阻Rs和二极管VDs共同构成RD缓冲吸能电路，Ro为额定负载电阻。iT为流过晶闸管的电流，iL1、iL2、iC分别为流过电感一次侧、二次侧及电容的电流，vC和vo分别为电容及负载侧两端的电压。后续分析均将晶闸管视为理想器件。
图1 T-ZSCB拓扑结构及工作状态
Fig.1 T-ZSCB topology and operating status
由图1a可见，在正常工作阶段，晶闸管VT导通，额定电流In流经L1、L2和Ro，电容C被电源充电，其初始电压等于VDC。当负载侧发生短路或过载故障时，负载电阻将从额定值跳变到故障值Rf。此时，T-ZSCB进入如图1b所示的故障清除阶段。此时，C通过L2和Rf快速放电，并通过耦合作用在L1上感应出与In反向的脉冲电流Ip，迫使晶闸管电流快速下降为0。Ip可以根据KCL和耦合电感一次及二次电流关系计算为
（1）
式中，nT为T-ZSCB的耦合电感电压比。
由上述工作原理可见，在故障清除阶段，为了保障晶闸管能够可靠关断，需要使Ip≥In。由式（1）可以解得电压比nT需要满足
（2）
当额定负载和需要断路器分断的故障负载给定后，可根据式（2）设计T-ZSCB耦合电感电压比，以满足保护需求。在晶闸管断开后，断路器进入如图1c所示的谐振阶段，此时C继续通过L2和Rf放电，电容电压持续下降，负载电流持续上升。当L2两端电压低于0时，电路进入能量耗散阶段，如图1d所示。此时RD缓冲电路开始工作并消耗L2上剩余的故障能量，负载电流下降为0，至此断路器完成一次故障分断。对比图1a和图1d可见，T-ZSCB在一次分断后，其电容电压从VDC放电至0。若故障未被及时清除，则在下一次重合闸瞬间，由于电容无法产生足够的放电电流峰值，晶闸管将无法再次关断，造成断路器分断失效。此时故障电流将持续上升，对直流电网及用电设备造成严重损害。由此可见，使ZSCB具备CO功能非常重要。
为了定量研究电容初始电压对T-ZSCB的CO过程的影响规律，假设晶闸管在t0=0时刻导通，设此时电容的初始电压为VC0，则重合闸瞬间T-ZSCB的复频域等效解耦电路如图2所示。图2中，M为耦合电感互感，IL1(s)、IL2(s)和IC(s)分别为流经L1、L2和C的复频域电流。
图2 T-ZSCB重合闸瞬间复频域电路
Fig.2 T-ZSCB frequency domain circuit at reclosing
对图2电路列写KCL和KVL方程可得
（3）
设耦合系数为1，则M可表示为
（4）
联立式（3）和式（4），可以解出流过晶闸管的复频域电流IL1(s)表达式为
（5）
根据初值定理，可以求出t0时刻晶闸管瞬时电流的时域表达式为
（6）
由于耦合电感两侧均缠绕在同一磁心上，满足
。则式（6）可以进一步简化为
（7）
由式（7）可见，永久性故障下，重合闸瞬间晶闸管初始电流从0强迫跳变为iL1(t0)。当VDC、nT和Rf一定时，iL1(t0)只与VC0有关。为了保障该情况下晶闸管能够保持关断状态，iL1(t0)需满足
（8）
将式（7）代入式（8），可得能使T-ZSCB实现CO的电容初始电压应满足
（9）
式中，VCTth为使T-ZSCB实现CO所需的最小电容电压。由式（9）可见，为了使T-ZSCB具备CO能力，需要使其电容初始电压尽可能高于VCTth。
Q型Z源断路器[19]（Q-ZSCB）属于电容充电型ZSCB，其仅在阻抗网络中电容的连接方式上与T-ZSCB存在区别，其工作原理与T-ZSCB基本相同。其工作阶段如图3所示。
Q-ZSCB的正常导通回路与T-ZSCB一致，但其电容C由于被晶闸管旁路，其初始电压为0。由图3b可见，在故障清除阶段，电容C将为快速变化的故障电流提供一条低阻抗路径，一部分故障电流通过电感L2和电容C流向负载，并在L1上感应出与In反向的故障脉冲电流Ip，当Ip=In时，晶闸管由于电流过零而关断。在图3c所示的谐振阶段，电源持续向电容充电，电容电压逐渐上升至VDC。最后，当L2两端电压下降至0后，缓冲电路开始工作，消耗电路中剩余的故障能量。
图3 Q-ZSCB拓扑结构及工作状态
Fig.3 Q-ZSCB topology and operating status
在Q-ZSCB的故障清除阶段，为了保障Ip始终大于或等于In，在设计其耦合电感电压比nQ时需 满足
（10）
对比式（2）和式（10）可见，当Ro和Rf相同时，Q-ZSCB所需的耦合电感电压比范围与T-ZSCB完全相同，其电压比设计标准一致。此外，由图3a、图3d可见，在一次分断后，Q-ZSCB的电容电压由0充电至VDC，若存在永久性故障，则在下一次重合闸瞬间，由于C存在初始电压，流过C的故障电流值降低，将导致脉冲电流Ip不足以关断晶闸管，造成断路器分断失效，对线路产生严重威胁。
为推导确保Q-ZSCB成功CO所需的电容电压条件，建立重合闸瞬间Q-ZSCB的复频域等效解耦电路，如图4所示。
图4 Q-ZSCB重合闸瞬间复频域电路
Fig.4 Q-ZSCB frequency domain circuit at reclosing
仿照T-ZSCB的分析过程，对图4列写KVL和KCL方程，可得流过其晶闸管的复频域电流IL1(s)表达式为
（11）
对式（11）使用初值定理，可以得到t0时刻流过晶闸管的瞬时电流为
（12）
同理，为保证重合闸瞬间晶闸管保持关断，代入式（8）可得保障Q-ZSCB顺利CO的电容初始电压应满足
（13）
式中，VCQth为Q-ZSCB实现CO所需的最大电容电压。由式（13）可见，为了使Q-ZSCB具备CO能力，需要使其电容初始电压尽可能低于VCQth。
对比式（2）和式（10）可见，当电感电压比相同时，T-ZSCB和Q-ZSCB的故障保护效果等效。为进一步证明两种拓扑在工作原理上的等效性，分别列写两种ZSCB在故障清除阶段的基本电路方程。为便于分析，将T-ZSCB中的电容电压vC拆分为一个从0开始变化的虚拟电容电压vCV叠加上一个恒压源VDC的形式，T-ZSCB电容电压等效拆分示意图如图5所示，vCV的参考方向见图5。
图5 T-ZSCB电容电压等效拆分示意图
Fig.5 Voltage division diagram of T-ZSCB capacitor
由此可得两种ZSCB的KCL和KVL方程分别为
（14）
（15）
式中，vL1和vL2分别为一、二次侧电感两端的电压。将式（14）第三行子方程代入第二行子方程中，经过化简可得到
（16）
对比式（15）和式（16）可见，在故障清除阶段，两种ZSCB除电容电压极性不同，即除电容充电方向相反外，各电参量均具有相同形式，在电路模型上具有等效性。
此外，当两种拓扑的耦合电感电压比相同时，绘制一次分断前后其电容电压变化趋势，并根据式（9）和式（13）标记出满足其各自CO所需的电容初始电压范围，两种ZSCB拓扑分断前后电容电压变化趋势及CO所需电容初始电压区间如图6所示。图6中，实线为T-ZSCB电容电压，虚线为Q-ZSCB电容电压，CO区间Q和区间T分别为Q-ZSCB和T-ZSCB实现CO所需的电容初始电压取值区间。由图6可见，T-ZSCB在一次分断后，电容电压从初始电压VDC下降至0，恰好进入Q-ZSCB所需的CO电容电压区间Q=[0, VCQth]，且等于区间下限。同理，Q-ZSCB在一次分断后，电容电压从初始电压0上升至VDC，恰好进入T-ZSCB所需的CO电容电压区间T= [VCTth, VDC]，且等于区间上限。由此可见，两种拓扑一次分断后的电容电压变化趋势相反，其CO所需电容电压区间存在对偶性，即其中一种拓扑在一次故障分断后，电容电压完全满足另一种拓扑所需的CO条件。
图6 两种ZSCB拓扑分断前后电容电压变化趋势及 CO所需电容初始电压区间
Fig.6 The variation trends of capacitor voltage before and after the fault interruption of two ZSCB topologies, along with their initial voltage range for CO
基于1.3节分析对两种拓扑等效性和对偶性的分析，可以提出一种新型CO实现方法，其基本思路为：每次重合闸前，先切换电路拓扑，再导通晶闸管，新型CO方法原理如图7所示。
图7 新型CO方法原理
Fig.7 The principle of the novel CO method
由图7可见，首先，在初次上电前，使ZSCB工作于T-ZSCB拓扑，此时电容初始电压为0。在首次合闸指令发出后，先将ZSCB切换为Q-ZSCB拓扑，再导通晶闸管，若负载侧存在故障，则重合闸后电容初始电压满足CO区间Q，ZSCB将自动分断故障，如图7中虚线所标记时刻。此后，电容电压被充电至VDC。若故障未被清除，第二次重合闸时，电路将先切换为T-ZSCB拓扑，再导通晶闸管。此时，电容初始电压自动满足CO区间T，ZSCB将再次分断，电容电压降为0。以此循环往复，直至故障被清除前，ZSCB可以实现连续、无限次的稳定CO功能。相比于现有方法，既没有预充电时间，也无需回收故障能量，能够克服现有方法存在的固有缺陷。为便于表述，在后文中，将该方法称为TS-CO方法。
TS-CO方法实现的基础在于每次重合闸前的拓扑切换。因此，基于第1节所提出的TS-CO，设计了一种可以在T-ZSCB和Q-ZSCB间自动切换的新型ZSCB拓扑，称其为TQ-ZSCB，如图8所示。
图8 TQ-ZSCB拓扑
Fig.8 The topology of TQ-ZSCB
由图8可见，TQ-ZSCB拓扑在基本元器件构成上与T-ZSCB和Q-ZSCB均相同，仅在电容两端分别连接了两组互补导通的开关，通过切换开关导通状态即可改变电容连接方式，进而改变电路拓扑。例如，当S1、S3单独导通时，TQ-ZSCB为Q-ZSCB拓扑；当S2、S4单独导通时，TQ-ZSCB为T-ZSCB拓扑。
根据工作原理，TQ-ZSCB共有八个工作模态，参照TQ-ZSCB期间的具体行为可将其细分为2个预备导通模态、2个正常导通模态、2个故障分断模态和2个CO模态，如图9所示。
图9 TQ-ZSCB工作模态
Fig.9 The operation modes of TQ-ZSCB
（1）模态1：该模态为T-ZSCB预备导通模态，也是所有工作模态的起始模态，此时S2和S4导通，将电路连接为T-ZSCB拓扑，由于合闸信号尚未到来，晶闸管保持关断，电容初始电压为0。
（2）模态2：该模态为Q-ZSCB正常导通模态。在模态1下，当合闸信号到来，根据1.4节所述基本工作原理，将电路先切换为Q-ZSCB拓扑，再导通晶闸管。此时，若负载侧不存在故障，则电路将作为Q-ZSCB拓扑正常导通，电容电压保持为0。
（3）模态3：该模态为Q-ZSCB故障分断模态。在模态2下，若负载侧出现故障，则电路将按照1.2节所述的Q-ZSCB工作原理实现故障分断，之后TQ-ZSCB电路将自动进入模态4。
（4）模态4：该模态为Q-ZSCB预备导通模态，当模态3结束后，电路仍然连接为Q-ZSCB拓扑，电容电压在谐振阶段结束后被充电至VDC。
（5）模态5：该模态为T-ZSCB正常导通模态。在模态4下，若合闸信号到来，根据1.4节所述基本工作原理，将电路先切换到T-ZSCB拓扑，再导通晶闸管。此时若负载侧不存在故障，则电路将作为T-ZSCB拓扑正常导通工作，电容电压保持为VDC。
（6）模态6：该模态为T-ZSCB故障分断模态。在模态5下，若负载侧发生故障，则电路将按照1.1节所述T-ZSCB工作原理实现故障分断，谐振阶段结束后电容电压放电至0，电路将回到模态1。
（7）模态7：该模态为Q-ZSCB的CO模态。在模态1下，若负载侧存在故障，则重合闸瞬间电路切换为Q-ZSCB拓扑，由于此时电容电压为0，满足Q-ZSCB的CO条件，电路将根据1.2节所述原理实现CO。随后，电容电压被充电至VDC，电路转而进入模态4。
（8）模态8：该模态为T-ZSCB的CO模态。在模态4下，若负载侧存在永久性故障，则重合闸瞬间电路将切换为T-ZSCB拓扑，此时由于电容电压为VDC，满足T-ZSCB的CO条件，电路将根据1.1节所述原理实现CO。随后，电容电压放电至0，电路将回到模态1。
为了更加清晰地描述所提TQ-ZSCB的工作流程及各模态之间的转移关系，绘制其工作模态转移如图10所示。由图10可见，若负载侧存在永久性故障，则连续多次重合闸时电路的工作模态将在1-7-4-8-1之间循环，实现连续CO动作，直至故障被清除。当故障均为暂时性时，电路的工作模态将在1-2-3-4-5-6-1之间循环。
图10 TQ-ZSCB工作模态转移
Fig.10 The model transfer in the proposed method of TQ-ZSCB
TQ-ZSCB在工作原理上与T-ZSCB和Q-ZSCB完全一致，其耦合电感、电容等参数设计可以参考文献[14, 19]，此处不再赘述。本节仅讨论TQ-ZSCB中关键开关器件，即晶闸管VT、拓扑切换开关S1～S4和控制电路在选型和设计中的注意事项。在本节参数设计过程中，设定TQ-ZSCB应用于48 V电压等级的直流微电网中，其外部及阻抗网络电路参数见表1。由于T-ZSCB和Q-ZSCB拓扑存在等效性，因此本节仅以T-ZSCB拓扑情况为例进行分析。
表1 TQ-ZSCB电路参数
Tab.1 Circuits parameters of TQ-ZSCB
参 数取 值 输入电压VDC/V50 一次侧电感L1/mH500 二次侧电感L2/mH125 耦合系数k1 耦合电感电压比n2 电容C/mF20 额定负载Ro/W18 (额定电流为2.78 A) 缓冲电阻Rs/W2
2.2.1 晶闸管选型及参数设计
1）晶闸管最大正向及反向电压
在T-ZSCB分断过程中，晶闸管将承受反向峰值电压VRM和正向峰值电压VDM。当负载侧发生短路故障，即Rf=0时，电感和电容中存储的总能量最大，在开关器件上产生的电压及电流峰值也最高。因此，后续参数设计均基于短路故障分析。VRM出现在谐振阶段起始时刻，其值可以根据KVL计算为
（17）
由式（17）可见，VRM仅与耦合电感电压比n有关，其数值可通过降低n进行限制。根据式（2）所确定的n，代入式（17）即可计算得到对应的VRM。VDM出现在能量耗散阶段，其值可通过Rs加以限制，其表达式可根据该阶段的等效电路计算为
（18）
其中
（19）
式中，ILmax为谐振阶段负载侧承受的最大电流峰值，其表达式为
（20）
将表1中数据对应代入式（17）和式（18）中，可以计算得到VRM=-100 V，VDM=74.16 V。
2）晶闸管驱动信号脉冲宽度
1.1节、1.2节介绍了T-ZSCB和Q-ZSCB的CO基本原理，由式（9）和式（13）可见，两类ZSCB重合闸条件仅与VC0有关，若重合闸瞬间负载侧为额定负载，当VC0满足条件时，ZSCB仍然将进行CO动作，导致ZSCB无法正常合闸。为解决该问题，本节将对晶闸管驱动信号脉宽tp进行设计，使所提TQ-ZSCB能够根据负载是否故障，在重合闸时执行正确操作。在重合闸瞬间，T-ZSCB的时域电路如图11所示。图中，R为示负载侧等效电阻，vT为重合闸期间晶闸管两端电压。
图11 重合闸瞬间T-ZSCB的时域电路
Fig.11 T-ZSCB time domain circuit at reclosing
此时，晶闸管和L1中尚未流过电流，电容初始电压为VDC。根据KVL和耦合电感一次及二次电压关系，可得重合闸时刻晶闸管的瞬态电压VT为
（21）
由式（21）可见，重合闸瞬间晶闸管将承受一定负压。当负载侧正常时，若晶闸管驱动脉冲宽度tp小于此时负压持续时间tnc，则晶闸管无法恢复导通，断路器将无法重合闸；反之，当重合闸瞬间负载侧故障时，若tp大于此时的负压持续时间tnf，则晶闸管将会在tnf结束后误导通，进而造成安全隐患。因此，需要根据负压持续时间设计tp范围，使其满足
（22）
重合闸瞬间，晶闸管由于负压无法立即导通，此时C通过L2和R放电，由图11所示的等效电路可以得到此时的电路时域方程为
（23）
由式（23）可求解出vC表达式，进而可通过KVL得到晶闸管电压vT表达式为
（24）
其中
（25）
（26）
为便于分析负载R对负压持续时间的影响规律，对式（24）进行二阶泰勒展开，可得晶闸管电压近似表达式vT_2nd(t)为
（27）
令式（27）=0，可得负压持续时间tn的近似表达式为
（28）
由式（28）可见，tn与R近似成反比。进一步改写式（2）可得，当耦合电感电压比为n时，T-ZSCB所能分断的最大故障负载Rfmax满足
（29）
因此，可将T-ZSCB负载R的取值范围划分为故障负载区和正常负载区。其中，区间[0, Rfmax]为故障负载区，当负载位于该区间时，需要ZSCB在合闸后立即执行CO功能，即tp需小于该区间内的最小负压持续时间。由式（28）可见，当R=Rfmax时，对应的负压持续时间最小，该负压持续时间即为tnf。区间[Rfmax, Ro]为正常负载区，当负载位于该区间时，需要T-ZSCB在合闸后正常导通，即tp需大于该区间内的最大负压持续时间。然而，由式（28）可见，该区间内最大负压持续时间仍在R=Rfmax处，导致tp取值范围上下限相等，无法设计。因此，人为定义最小重合闸负载Romin（Rfmax＜Romin≤Ro），该负载表示重合闸瞬间能够被视为正常，并使T-ZSCB正常导通的最小电阻。当负载位于区间[Romin, Ro]时，Romin对应的负压持续时间即为tnc。
由于式（28）仅可计算tn近似值，其精度较低。因此，本节采用作图法设计tn。根据表1电路参数可以计算得到Rfmax=6 W，假设Romin=Ro=18 W，分别将两个电阻值代入式（24）中，使用Matlab分别作出vT波形如图12所示。从图12中可读出tnc= 23 ms，tnf=37 ms，因此，根据式（22）设计tp=25 ms。
图12 重合闸瞬间晶闸管电压波形
Fig.12 Thyristor volatge waveforms at reclosing
2.2.2 拓扑切换开关选型及参数设计
图8仅给出了TQ-ZSCB的原理，其中拓扑切换开关S1～S4均视为理想开关，与实际应用尚存在差距。由工作原理可见，S1～S4仅在重合闸前负责切换拓扑，其开关速度对系统影响可忽略不计。规定S1、S2电压参考正方向为左正右负，S3、S4电压参考正方向为上正下负，当负载侧发生短路故障时，S1、S2在关断时所承受的正向电压vS12可根据KVL表示为
（30）
同时，晶闸管所承受的正向电压vT可表示为
（31）
对比式（30）和式（31）交流项可见，S1、S2所承受的正向过电压仅为晶闸管的1/(n+1)，则其最大正向电压VS12max可根据T-ZSCB的晶闸管最大正向电压VDM计算为
（32）
代入表1中数据，可得VS12max=58.05 V。同理，S3、S4所承受的最大正向电压VS3max和VS4max分别为
（33）
由式（33）可见，S3、S4所承受的最大正向电压VS34max均为VDC。由于谐振作用，电容在充、放电过程中均会产生电压过冲，导致S3、S4承受一定负电压。分析电路结构可知，其负向电压峰值VRS34max与S1、S2最大正向电压过冲值，即VS12max- VDC相等，其在数值上很小，代入表1中数据可计算为VS12max=-8.05 V。此外，S1～S4在导通时所承受的最大电流均为ILmax，可通过式（20）进行计算得到ILmax=21.67 A。
综上所述，S1～S4所承受最大正向电压均在VDC附近，其在耐压要求上并不苛刻，其所流过的最大电流为ILmax，可通过合理设计L1和C加以限制。因此，当所提TQ-ZSCB用于低压直流系统时，S1～S4可选用成本较低的Si MOSFET或功率继电器。然而，由于S3、S4需具备承受一定负电压的能力，因此本文将其选为功率继电器。由此，可以得到TQ-ZSCB在实际应用中的电路设计如图13所示。
图13 TQ-ZSCB实际应用电路
Fig.13 The practical circuit of TQ-ZSCB
2.2.3 控制电路设计
根据2.1节所述TQ-ZSCB工作原理可知，在每次重合闸前，需要先控制S1～S4切换电路拓扑，然后立刻向晶闸管发送脉冲宽度为tp的脉冲信号以实现合闸，该过程可以通过设计多种类型的控制电路加以实现。本节仅介绍其中一种采用逻辑器件的控制电路实现方法，其原理如图14所示。
图14 TQ-ZSCB控制电路原理
Fig.14 Control circuit of TQ-ZSCB
图14中，JK触发器配置为切换模式（Toggle），通过配置J、K端电平，可以使TQ-ZSCB初始状态与模态1一致。从其CLK端输入合闸信号GC，从其主输出端Q引出继电器S3驱动信号GS3，从其互补输出端
引出继电器S4驱动信号GS4。根据TQ- ZSCB工作原理，控制同一拓扑切换的一组Si MOSFET和继电器需要同步导通和关断。然而，由于继电器的开关时间比Si MOSFET更长，若其同步动作则可能导致S1、S4同时导通，或S2、S3同时导通。此时，电容将通过其形成的回路充电或放电，导致初始电压不满足CO条件。因此，为避免这种情况发生，将继电器驱动信号延迟一个继电器最大动作时间tm后再作为对应Si MOSFET的驱动信号。随后，将Si MOSFET驱动信号GS1、GS2分别通过单稳态触发器以产生脉冲宽度为tp的信号，最后通过或门形成晶闸管驱动信号GT。
根据表1中参数，在PSIM中搭建了TQ-ZSCB电路，晶闸管驱动信号宽度tp=25 ms，在不同故障模式下验证了所提方法的可行性。短路故障下，TQ-ZSCB的仿真波形如图15所示。
由图15可见，0～4 ms内负载电阻等于额定值，在0 ms处初次合闸后，TQ-ZSCB先切换到Q-ZSCB拓扑，晶闸管在承受一段时间负压后正常导通，晶闸管电压为0，晶闸管电流及负载侧电流上升至额定值，电容电压保持为0。在4 ms时负载发生短路故障，TQ-ZSCB进入故障清除阶段，晶闸管电流迅速下降到0。然后，电路进入谐振阶段，负载侧电流上升至峰值，电容电压快速上升。最后，电路进入能量耗散阶段，负载侧电流在RD缓冲电路作用下逐渐下降至0，电容电压最终维持在电源电压，晶闸管电压在上升至峰值后下降为0。对仿真波形进行测量，可得ILmax=21.67 A，VRM和VDM分别为-100 V和75 V，与理论计算值基本相符。
图15 短路故障下TQ-ZSCB仿真波形
Fig.15 Simulation waveforms of TQ-ZSCB under short-circuit fault condition
在4～9 ms内，负载侧保持短路，用于模拟永久性故障。分别在5、6、7和8 ms处进行4次重合闸。由图15可见，每次重合闸后，晶闸管电流保持为0，负载侧电流短暂上升后下降到0，电容电压在电源电压和0之间来回切换，晶闸管电压先降为负压再逐渐回到电源电压，说明按照TQ-ZSCB工作原理其成功地进行了拓扑切换，在面对永久性故障时具备稳定的CO能力。在9 ms时，负载电阻恢复正常，此时进行重合闸，TQ-ZSCB先切换到T- ZSCB，然后恢复正常导通。综上所述，所提基于TS-CO方法的TQ-ZSCB电路能够在短路故障下正常分断，并在永久性故障下实现连续可靠CO功能。
图16为短路故障下拓扑切换开关S1～S4的仿真电压和电流波形，其中实线为S1、S3的电压和电流，虚线为S2、S4的电压和电流。由图16可见，S1和S2的正向电压峰值约为58.44 V，S3和S4的正向电压峰值等于电源电压50 V，负向电压峰值约为-8.44 V，S1～S4的电流峰值均与负载侧电流峰值相同，与理论推导相符。
图16 短路故障下S1～S4电压及电流仿真波形
Fig.16 Simulation voltage and current waveforms of S1 to S4 under short-circuit fault condition
此外，还通过仿真验证了所提方法在过载故障下的可行性。当并入负载侧的故障电阻Rf=4 W时，TQ-ZSCB的仿真波形如图17所示。由图17可见，过载故障下所提方法和电路仍然能够正常工作，并实现连续可靠CO动作，性能不受负载大小影响。由于负载会耗散一部分故障能量，过载故障下各电压及电流峰值相比于短路故障均有所下降。
图17 过载故障下TQ-ZSCB仿真波形
Fig.17 Simulation waveforms of TQ-ZSCB under overload fault condition
为验证所提TS-CO方法相比于现有方法的优越性，在仿真中搭建了基于预充电（Pre-charging- CO, PR-CO）法、无源故障能量回收（Passive fault- energy-Harvesting-CO, PH-CO）法和有源故障能量回收（Active fault-energy-Harvesting-CO, AH-CO）法的T-ZSCB电路，并与所提方法进行了对比，仿真波形如图18所示。由图18可见，在4 ms处负载侧发生永久性故障，Rf=0.5 W，随后在5、6、7、8、9 ms处进行5次重合闸，TS-CO、PR-CO、AH-CO方法在每次重合闸后均实现CO功能，晶闸管电流保持为0或上升至给定阈值后下降为0（仅针对采用电流检测电路的AH-CO方法）。观察负载电流波形可见，AH-CO方法的负载峰值电流最低，TS-CO和PR-CO方法的负载峰值电流相同。由电容电压波形可见，每次CO后，TS-CO方法的电容电压在电源电压和0之间切换。PR-CO方法采用预充电电路，在每次重合闸前对电容进行充电，当其等于电源电压后才导通晶闸管，所需的充电总时间较长。PH-CO方法在每次CO后，将部分故障能量重新充入电容，电容电压经历短暂下降后回到正初始值。然而，由于每次CO后负载都将消耗故障能量，随着重合闸次数增多，PH-CO方法的电容初始电压值逐渐下降，在第4次重合闸时，初始电压仅为15 V，低于式（9）所计算的VCTth=16.67 V，导致CO失败，晶闸管及负载侧电流持续上升。AH-CO方法在每次重合闸后电容电压持续升高，甚至高于电源电压。观察晶闸管电压波形可见，TS-CO和PR-CO方法由于可以采用缓冲电路，其分断瞬间正向电压峰值较低。而PH-CO和AH-CO方法不可采用缓冲电路，晶闸管正向电压峰值均更大。其中，PH-CO方法由于每次CO后电容电压下降，晶闸管过电压和负载侧电流峰值也随之下降；相反，AH-CO方法晶闸管过电压持续上升，在第4次重合闸时已达到4倍电源电压，约为200 V，可认为其无法实现连续可靠的CO。
图18 不同CO方法的仿真波形对比
Fig.18 The comparison of the simulation waveforms of different CO methods
综上所述，TS-CO方法利用两种ZSCB的固有特性实现CO，无需预充电及能量回收过程，且主回路中仅有一个晶闸管，导通损耗较低；同时，相比于PH-CO方法，TS-CO方法的性能不受负载影响，可靠性更强；相比于AH-CO方法，TS-CO方法无需安装电流检测电路，电路结构和控制方法更加简单，将四种方法的性能对比总结见表2。
表2 所提方法与现有方法性能对比
Tab.2 Performance comparison between the proposed method and existing methods
性能指标TS-COPR-COPH-COAH-CO 导通损耗低低高低 晶闸管过电压低低高高 再分断可靠性高高低高 预充电时间无有无无 电流检测电路无无无有
根据表3实验平台电路参数，搭建TQ-ZSCB实验平台如图19所示。当短路故障发生时，Sshort闭合用于模拟短路情况；当过载故障发生时，Sover闭合将故障电阻并联负载侧，此时负载总阻值为5 W，对应5倍过载情况。晶闸管驱动脉宽为25 ms。短路故障下TQ-ZSCB电路实验波形及其局部放大如图20所示。在t1、t3、t4、t5、t6、t7时刻进行合闸动作（用实线箭头表示）。观察图20a下方时间轴可见，t0时刻电路处于初始模态，此时晶闸管尚未导通。t0～t2时间段内负载侧为正常，在t1时刻进行合闸后晶闸管电流和负载电流均上升至额定值，说明在正常负载下进行合闸，电路可以恢复正常导通状态。同时，该时间段内电容电压为0，说明电路切换为Q-ZSCB拓扑并正常导通，与2.1节的模态分析一致。t2时刻负载侧发生短路故障（用虚线箭头表示），电路进入故障清除阶段，晶闸管电流立即下降为0，负载侧电流经过谐振阶段后降为0，其峰值约为20 A，与理论推导和仿真结果相符。晶闸管在故障瞬间承受反压，其峰值约为-100 V，随后其电压逐渐变为正，其峰值被缓冲电路限制在72 V左右，与理论计算和仿真一致。电容电压经过一次故障分断后被充电至50 V，此时电路进入T-ZSCB的预备导通模态。为模拟永久性故障，在t2～t7时间段均保持负载侧短路，期间共进行4次连续重合闸动作。由图20b局部放大波形可见，每次重合闸后晶闸管电流保持为0，晶闸管电压先下降至负压后恢复为电源电压，说明电路成功地执行了CO功能。期间负载侧电流先上升至峰值再下降为0，其峰值约为20 A。电容电压在50 V和0 V之间改变，证明在每次重合闸时电路拓扑均发生切换。至此，验证了所提TS-CO方法在短路故障下的可行性和可靠性。在t7时刻将负载恢复正常，此时进行重合闸后电路以T-ZSCB拓扑正常工作，晶闸管电流上升为额定值。t8时刻再次短接负载，则电路进入故障清除阶段并按照T-ZSCB工作原理成功分断故障。
表3 实验平台电路参数
Tab.3 Circuit parameters of experiment platform
参 数数 值 输入电压VDC/V50 一次侧电感L1/mH525.63 二次侧电感L2/mH132.00 耦合系数k0.99 耦合电感电压比n2 电容C/mF20 额定负载Ro/W25 (额定电流2 A) 缓冲电阻Rs/W2
图19 实验平台照片及原理
Fig.19 Photo and diagram of the experiment platform
图20 短路故障下TQ-ZSCB实验波形及其局部放大
Fig.20 Experimental waveforms and its local magnification under short circuit fault of TQ-ZSCB
TQ-ZSCB实验电路在过载故障情况下的工作波形及其瞬态局部放大如图21所示。由图21可见，在正常负载下重合闸，电路能够在T-ZSCB和Q- ZSCB拓扑下正常导通。在负载故障下重合闸，电路可实现连续的CO动作，电容电压仍然在50 V和0 V之间切换。说明过载故障下所提TS-CO方法仍然能够稳定工作，性能不受负载大小影响，具有较高的可靠性。此外，由于故障负载变大，故障总能量降低，负载侧电流峰值下降至8 A左右，晶闸管电压正向峰值下降至50 V左右。
图21 过载故障下TQ-ZSCB工作波形及其局部放大
Fig.21 Experimental waveforms and its local magnification under overload fault of TQ-ZSCB
为验证晶闸管驱动脉宽设计的正确性，在额定负载和短路故障下，分别测量了重合闸期间驱动信号vG波形，如图22所示，晶闸管驱动脉宽tp通过单稳态触发器固定为25 ms。由图22a可见，额定负载下晶闸管承受反压时间tne为20 ms，与2.2节参数计算结果一致，在负压结束后晶闸管电流上升，其能够恢复导通，实现重合闸；短路故障下，故障负载为0 W，对应tne理论值为63 ms。由图22b可见，此时实测tne为61 ms，与2.2节计算的理论结果相符，在负压结束后晶闸管电流为0，晶闸管保持关断，实现CO功能。基于上述分析，验证了晶闸管驱动脉宽设计方法的正确性。
图22 额定负载和短路故障下，重合闸期间晶闸管电压、晶闸管驱动信号和晶闸管电流波形
Fig.22 Waveforms of thyristor voltage, thyristor driving signal, and thyristor current during reclosing under normal and short circuit load conditions
为了对比所提TQ-ZSCB和SSCB的分断性能，在PSIM仿真中搭建了SSCB电路，如图23所示。其开关管S采用MOSFET管，漏源电容Cds=200 pF。缓冲电路采用最常见的RCD电路，其中缓冲电阻Rs=2 W，缓冲电容Cs=20 mF。为模拟线路电感储能引起的过电压，两种断路器的线路电感Ls均设为0.02 mH，其余仿真参数与表1一致。设定纯固态断路器在主回路电流等于3倍额定电流时断开，则两种断路器的仿真波形如图24所示。
图23 纯固态直流断路器仿真电路
Fig.23 Simulation of solid-state DC circuit breaker
由图24a可见，在t=4 ms时发生短路故障后，SSCB的开关电流Iswitch上升迅速，当其数值等于设定的触发阈值时，固态开关断开，Iswitch迅速下降至0；而所提TQ-ZSCB在短路故障发生瞬间自动触发分断，Iswitch迅速下降为0，两种断路器主开关的分断时间基本一致，约为2 ms。由图24b可见，当断路器分断后，SSCB和所提TQ-ZSCB的主开关均会承受正向过电压，受线路电感电压影响，TQ-ZSCB的正向过电压峰值约为88.91 V，SSCB正向过电压峰值约为100 V。由于TQ-ZSCB的电路特性，其晶闸管在分断后会承受一段时间反向电压，峰值约为-84.83 V，其数值可通过降低电感电压比n加以限制。图24c为两种断路器的负载侧电流波形，可见TQ-ZSCB由于含有阻抗网络，可以限制电流上升速率，其负载侧电流峰值低于SSCB，约为20 A。
图24 仿真波形对比
Fig.24 Comparison of simulation waveforms
以上仿真结果证明，TQ-ZSCB在故障分断速率和器件正向过电压上与SSCB接近，虽然其晶闸管在关断过程中会承受一定负压，但可通过合理降低电感电压比进行限制。此外，TQ-ZSCB可在故障发生瞬间自动触发分断，无需电流检测电路。同时，由于电路结构中自带电感和电容，TQ-ZSCB可以限制负载侧电流的上升速率，降低其峰值。
针对现有CO方法存在的主回路导通损耗大、晶闸管过电压高和再分断可靠性低等问题，本文提出了一种基于拓扑切换的新型CO方法。首先，建立了两类ZSCB的CO过程数学模型，推导了保障其CO所需的电容电压条件，并证明了两类拓扑的等效性和对偶性；然后，设计了一种基于拓扑切换CO方法的TQ-ZSCB电路，分阶段分析了其基本工作原理，并讨论了该方法下开关选型及参数设计标准，并通过仿真对比了所提方法和现有方法的性能，证明了所提方法的优越性；最后，在短路故障和过载故障下，通过实验验证了所提TQ-ZSCB电路的可行性及晶闸管驱动脉冲设计方法的正确性。综合对比现有方法，所提方法具有以下优势：
1）利用两类典型耦合电感式ZSCB拓扑的本征特点，通过在每次重合闸时切换电路拓扑，使电容初始电压自动满足再分断所需条件，不受负载大小影响，针对永久性故障可实现连续稳定CO动作，可靠性较高。
2）通过合理设计晶闸管驱动脉宽，可在不同负载情况下重合闸时均保障ZSCB执行正确动作，使其具备故障分辨能力。
3）所提方法的主回路中仅有一个晶闸管，且可加装能量缓冲电路，相较于现有方法，主回路导通损耗与晶闸管过电压均得到明显降低。
4）无需加装预充电支路、能量回收电路和电流检测电路，电路体积、成本及复杂度较低。
参考文献
[1] 席磊, 王文涛, 全悦, 等. 基于泰勒双延迟深度确定性策略梯度算法的自动发电控制[J]. 电工技术学报, 2025, 40(17): 5501-5513.
Xi Lei, Wang Wentao, Quan Yue, et al. Automatic generation control based on the Taylor twin delayed deep deterministic policy gradient algorithm[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2025, 40(17): 5501-5513.
[2] 李虹, 韩雨萌. 计及新能源不确定性的配电网-多微电网协同优化调度[J]. 电工技术学报, 2025, 40(17): 5571-5588.
Li Hong, Han Yumeng. Coordinated optimization scheduling of distribution networks and multiple microgrids considering the uncertainty of new energy[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2025, 40(17): 5571-5588.
[3] 王力, 谭振杰, 曾祥君, 等. 基于改进等效电路模型的直流微电网大信号稳定性分析[J]. 电工技术学报, 2024, 39(5): 1284-1299.
Wang Li, Tan Zhenjie, Zeng Xiangjun, et al. Large-signal stability analysis for DC microgrids based on the improved equivalent circuit model[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(5): 1284-1299.
[4] 何东, 蒋磊, 兰征, 等. 基于常通型SiC JFET器件的中低压直流固态断路器研究综述[J]. 电工技术学报, 2024, 39(22): 7213-7227.
He Dong, Jiang Lei, Lan Zheng, et al. Review of research on medium and low voltage DC solid-state circuit breakers based on normally-on SiC JFETs[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(22): 7213-7227.
[5] 刘宿城, 栾李, 李龙, 等. 直流微电网集群的分布式大信号稳定性强度评估及反馈控制设计[J]. 电工技术学报, 2025, 40(19): 6266-6282.
Liu Sucheng, Luan Li, Li Long, et al. Evaluation of distributed large signal stability strength and feedback control design for DC microgrid clusters[J]. Trans- actions of China Electrotechnical Society, 2025, 40(19): 6266-6282.
[6] 李忠文, 程志平, 张书源, 等. 考虑经济调度及电压恢复的直流微电网分布式二次控制[J]. 电工技术学报, 2021, 36(21): 4482-4492.
Li Zhongwen, Cheng Zhiping, Zhang Shuyuan, et al. Distributed secondary control for economic dispatch and voltage restoration of DC microgrid[J]. Trans- actions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(21): 4482-4492.
[7] 刘晓明, 田俊, 贾冠龙, 等. 具有耦合电感的限流型混合直流断路器拓扑设计与分析[J]. 中国电机工程学报, 2023, 43(22): 8885-8896.
Liu Xiaoming, Tian Jun, Jia Guanlong, et al. Topology design and analysis of current-limiting hybrid DC circuit breaker with coupling inductor[J]. Proceedings of the CSEE, 2023, 43(22): 8885- 8896.
[8] 薛士敏, 陈萧, 刘白冰, 等. 一种新型限流式混合直流断路器拓扑[J]. 中国电机工程学报, 2022, 42(7): 2508-2520.
Xue Shimin, Chen Xiao, Liu Baibing, et al. A novel current-limiting hybrid DC circuit breaker topology[J]. Proceedings of the CSEE, 2022, 42(7): 2508-2520.
[9] 陶育菲, 周中正, 江雪, 等. 低损耗双向Z源固态直流断路器设计[J]. 电力系统自动化, 2022, 46(4): 153-161.
Tao Yufei, Zhou Zhongzheng, Jiang Xue, et al. Design of bidirectional Z-source solid-state DC circuit breaker with low loss[J]. Automation of Electric Power Systems, 2022, 46(4): 153-161.
[10] 贺嵩铭, 朱晋, 曾庆鹏, 等. 基于晶闸管的主动关断型双向直流固态断路器[J]. 高电压技术, 2025, 51(4): 1857-1866.
He Songming, Zhu Jin, Zeng Qingpeng, et al. Thyristor-based active turn-off bidirectional DC solid state circuit breaker[J]. High Voltage Engineering, 2025, 51(4): 1857-1866.
[11] 王顺亮, 李明, 辛清明, 等. 具备快速重合闸能力的低损耗低成本双向固态式直流断路器[J]. 电力系统保护与控制, 2025, 53(12): 128-138.
Wang Shunliang, Li Ming, Xin Qingming, et al. A low-cost bidirectional solid-state DC circuit breaker with low power loss and fast-reclosingcapability[J]. Power System Protection and Control, 2025, 53(12): 128-138.
[12] Corzine K A, Ashton R W. A new Z-source DC circuit breaker[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(6): 2796-2804.
[13] Maqsood A, Corzine K. The Z-source breaker for fault protection in ship power systems[C]//2014 International Symposium on Power Electronics, Electrical Drives, Automation and Motion, Ischia, Italy, 2014: 307-312.
[14] Li Weilin, Wang Yufeng, Wu Xuanlyu, et al. A novel solid-state circuit breaker for on-board DC microgrid system[J]. IEEE Transactions on Industrial Elec- tronics, 2019, 66(7): 5715-5723.
[15] Corzine K A. A new-coupled-inductor circuit breaker for DC applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2017, 32(2): 1411-1418.
[16] Zhou Zhongzheng, Jiang Jianguo, Ye Shu, et al. A G-source circuit breaker for DC microgrid pro- tection[J]. IEEE Transactions on Industrial Electro- nics, 2021, 68(3): 2310-2320.
[17] Zhou Zhongzheng, Jiang Jiayan, Ye Shu, et al. Novel bidirectional O-Z-source circuit breaker for DC microgrid protection[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(2): 1602-1613.
[18] Song Yuan, Liu Fei, Diao Xiaoguang, et al. A novel low-loss bidirectional T-source circuit breaker with physical isolation for low-voltage DC distribution network[J]. IEEE Transactions on Industrial Elec- tronics, 2022, 69(7): 6892-6902.
[19] Yi Lifang, Moon J. Bidirectional Q-Z-source DC circuit breaker[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2022, 37(8): 9524-9538.
[20] Savaliya S G, Fernandes B G. Analysis and experimental validation of bidirectional Z-source DC circuit breakers[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2020, 67(6): 4613-4622.
[21] Yang Yachao, Huang Chun. A low-loss Z-source circuit breaker for LVDC systems[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2021, 9(3): 2518-2528.
[22] IEC 62271—100: 2006, High-voltage switchgear and control gear-part 100: high-voltage alternating- current circuit-breaker[S]. Switzerland: IEC Publication, 2006.
[23] Ugalde-Loo C E, Wang Yufeng, Wang Sheng, et al. Review on Z-source solid state circuit breakers for DC distribution networks[J]. CSEE Journal of Power and Energy Systems, 2023, 9(1): 15-27.
[24] Savaliya S G, Fernandes B G. Modified bi-directional Z-source breaker with reclosing and rebreaking capabilities[C]//2018 IEEE Applied Power Elec- tronics Conference and Exposition (APEC), San Antonio, TX, USA, 2018: 3497-3504.
[25] 安宁. Γ源直流固态断路器关断区域界定与双向分断功能研究[D]. 西安: 西安理工大学, 2021.
An Ning. Research on the definition of turning-off area and bidirectional switching function of Γ-source DC solid-state circuit breaker[D]. Xi’an: Xi’an University of Technology, 2021.
Abstract The Z-source DC circuit breaker (ZSCB), which consists of a thyristor and a Z-source impedance network, can automatically interrupt faults without requiring additional real-time current detection units. It offers advantages such as simple control, low conduction losses, and cost-effectiveness. Close-open (CO) is a fundamental functionality required for circuit breakers according to the IEC-62271-100 standard. However, the existing ZSCB topologies lack CO functionality because the initial capacitor voltage changes after each fault interruption, rendering them unable to address permanent faults. Previous studies have proposed two CO methods using pre-charging and fault energy harvesting. However, these approaches lack theoretical analysis of the reclosing process and generally suffer from long durations, high losses, and poor reliability.
After analyzing the reclosing process of the ZSCB, this paper proposes a novel CO method based on topology shifting for a coupled-inductor-based ZSCB to provide continuous, efficient, and reliable CO functionality. Firstly, the reclosing process of two typical coupled-inductor-based ZSCBs is theoretically analyzed. The s-domain circuit models of the two topologies are established, and the threshold values of their initial capacitor voltage required to achieve CO functionality are derived through the initial-value theorem. The equivalence and duality of these two topologies are also demonstrated, and the concept of topology shifting is introduced. Secondly, a novel CO method based on topology shifting (TS-CO) is proposed, and a TQ- ZSCB topology is designed. The operating modes, parameter design, and control circuit design are analyzed. Finally, simulations and prototype experiments are conducted to verify the feasibility and advantages of the proposed method.
The following conclusions can be drawn. (1) Compared with existing CO methods that rely on external pre-charging and energy harvesting circuits, the proposed TS-CO method leverages the intrinsic characteristics of ZSCBs, allowing the capacitor's initial voltage to automatically meet the required threshold for CO without being influenced by the load. This approach enables continuous, stable CO operation under permanent fault conditions with high reliability. (2) By appropriately designing the driving pulse width of the thyristor, the proposed method can distinguish between normal and fault conditions at the reclosing moment and take corresponding actions.(3) The proposed method demonstrates low conduction loss, minimal device overvoltage, and cost- effectiveness.
keywords：DC microgrid, Z-source circuit breaker, reclosing-rebreaking function, topology shifting
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.251563
中图分类号：TM561
国家自然科学基金资助项目（52307224, U2368206）。
收稿日期 2025-09-08
改稿日期 2025-12-04
陈 健 男，1993年生，副研究员，研究方向为功率半导体器件特性和模型、有源栅极驱动、结温监测与可靠性评估、电力电子集成等。E-mail: chenjian@swjtu.edu.cn
庞子傲 男，2000年生，硕士研究生，研究方向为固态直流断路器。E-mail: 13558861798@163.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）