图1 DAB-DC-AC变换器拓扑
Fig.1 Topology of DAB-DC-AC converter
摘要 在宽输入电压与宽负载范围的应用场景中，双有源桥（DAB）DC-AC变换器存在软开关范围有限、电流应力大及效率低等问题。针对上述问题，该文提出一种在宽输入电压与宽负载范围内实现高效率运行的DC-AC变换器拓扑构建方案，并选取四开关升降压（FSBB）变换器级联DAB-DC-AC变换器拓扑开展验证研究。该拓扑通过前级FSBB变换器调节DAB级输入电压，确保变压器输入、输出电压比值始终与绕组匝比保持匹配。在匹配状态下，DAB级电流应力得以降低，软开关范围显著拓宽，进而提升变换器整体的效率。该文对所提变换器的工作原理、电流应力及软开关范围等展开了详细分析，并搭建一台500 W实验样机，验证理论分析的正确性。
关键词：双有源桥DC-AC变换器 四开关升降压变换器 宽输入电压 宽负载范围 高效率
双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）DC-AC变换器具有电气隔离、高效率、低成本、电能双向传输以及高可靠性等优势，在光伏微型逆变器、特种电源、电动汽车充电桩等领域展现出广阔的应用前景[1]。然而在宽输入电压与宽负载范围的实际应用场景中，当DAB变压器的输入、输出电压比值与其固有匝比不匹配时，变换器软开关范围受限且电流应力较高，制约效率的进一步提升。现有的研究主要从变换器的调制策略与拓扑结构优化两个层面解决上述问题。
在调制策略方面，单移相调制（Single Phase Shift, SPS）策略虽然原理简单且易于实现，但单一控制量无法使其进一步降低电流应力并扩展软开关范围[2]。扩展移相调制（Extended Phase Shift, EPS）策略通过增加额外的开关管桥臂间相移角，以优化电流应力和软开关范围[3-5]，但其控制参数与优化目标之间的非线性关系增加了控制器设计难度。文献[6-8]提出了可变开关频率的无功功率最小化控制策略，根据输入、输出电压和传输功率计算得到最优相移角与开关频率。然而，该方案计算量大，无法在线求解。文献[9]基于变频调制策略，对各控制变量与优化目标间的耦合关系进行了线性化处理，简化了最优控制参数的求解过程，但仍无法解决DAB变换器在非额定工况下效率降低的问题。
在拓扑结构优化方面，文献[10]利用交错式图腾柱DAB-DC-DC变换器结构实现了宽范围的零电压开通（Zero Voltage Switching, ZVS），但其依赖输入电感的精确设计。文献[11]在单级DAB-DC-AC变换器中引入了一种改进的软开关反激式再生缓冲电路，实现了交流侧开关器件的零电流开关（Zero Current Switching, ZCS），同时扩大了ZVS范围。文献[12]中，通过共享开关器件简化了文献[13]中的两级DAB-DC-AC变换器。但这导致开关管的电压与电流应力增加。上述策略大多针对在特定电压和功率下DAB变换器存在的高电流应力和软开关范围有限的问题。然而，在宽输入电压范围内，DAB变换器仍难以实现高效率。实际上，提高DAB变换器效率的根本限制在于无法使输入和输出电压与变压器电压比相匹配。文献[14]中，通过在中性点钳位（Neutral Point Clamped, NPC）型DAB-DC-DC变换器中添加阻断电容，可在部分电压增益下实现电压匹配，然而，由于匹配点有限，难以适应宽输入电压范围。文献[15]提出了Buck级联DAB-DC- DC变换器，以改善宽输入电压范围下DAB级的性能，然而，前级的Buck变换器使得该变换器不适用于需要对输入电压升压的情况。文献[16]通过级联四开关管升降压（Four-Switch Buck-Boost, FSBB）变换器与DAB变换器，使用桥臂复用技术，通过合理的控制实现DAB级的输入和输出电压与变压器电压比相匹配。这种变换器拓扑虽然节省了开关管的数量，但由于复用桥臂，限制了变换器系统的控制裕度，难以进一步对变换器系统进行优化。
针对上述现有方案的局限性，本文提出一种在宽输入电压与宽负载范围内实现高效率运行的DC- AC变换器拓扑构建方案，并以FSBB级联DAB-DC- AC变换器拓扑结构为例进行验证。该拓扑通过前级FSBB实时调节DAB变换器的输入电压，确保在全工频周期内，DAB变压器的输入、输出电压比值与匝比保持稳定匹配。这一设计既简化了DAB级的调制策略，同时也降低了电流应力、拓宽软开关运行范围，最终确保变换器在宽输入电压与宽负载条件下的稳定高效输出。本文系统阐述了所提变换器的拓扑结构、工作模态及调制技术，并从电流应力、软开关范围及功率损耗等关键指标出发，与传统拓扑进行深入对比分析。最后，搭建了500 W实验样机进行研究，实验结果充分验证了理论分析的正确性与拓扑方案的可行性。
DAB-DC-AC变换器拓扑结构如图1所示，其等效结构如图2a所示。在该结构中，变压器的一次电压vp为幅值恒定的高频方波，二次电压vs为正弦包络的高频方波。这种波形差异使得变压器输入、
图1 DAB-DC-AC变换器拓扑
Fig.1 Topology of DAB-DC-AC converter
输出电压比值无法始终与其匝比相匹配。为此，如图2b所示，本文通过级联FSBB变换器与DAB变换器，对DAB变换器的输入电压进行动态调节，确保DAB变压器输入、输出电压在全工频周期内相匹配。
图2 单级式与级联式DAB-DC-AC变换器结构
Fig.2 Structure of single-stage and cascaded DAB-DC-AC converters
本文提出的两级式FSBB级联DAB-DC-AC变换器拓扑结构如图3所示。在该拓扑结构中，Vdc为直流侧输入电压，vac为交流侧输出电压，vbus为中间母线电压。前级FSBB变换器由开关管S1～S4与电感Lb构成，d为理论计算占空比。后级DAB变换器的直流侧由开关管S5～S8组成，Cp为隔直电容；交流侧由双向开关管Q1～Q4及半桥电容C1、C2组成。变压器输入、输出电压分别为vp与vs，匝比为1
n，其等效至二次侧的总漏感为Lk。
图3 FSBB级联DAB-DC-AC变换器拓扑与控制框图
Fig.3 Topology and control diagram of FSBB cascaded DAB-DC-AC converter
图3给出了所提级联变换器的闭环控制框图，图3中，
为交流电压给定值，结合变压器匝比n进行推导，可以得到中间母线电压给定值
的表达式为
（1）
前级FSBB变换器采用电压前馈与母线电压闭环相结合的复合控制策略：一方面将与Vdc作为计算变量引入控制环路，以提升电压响应带宽；另一方面通过PI调节器动态修正控制量，保证母线电压的精度。后级DAB变换器采用输出电压闭环控制，以输出电压给定值与实际值的差作为PI控制器的输入，经调制计算生成开关管S5～S8、Q1～Q4的控制波形。
FSBB变换器拥有多个控制自由度，这使其调制策略多样化。文献[17]已论证：降压模式（buck mode）与升压模式（boost mode）相混合的两模式调制策略不仅实现简单，而且能够在较宽的输入电压范围内实现高效率运行，同时获得较低的电流应力。
图4为FSBB变换器在两模式调制策略下的关键波形。如图4a所示，当Vdc＞vbus时，变换器工作在降压模式，开关管S1、S2高频动作，与电感Lb形成Buck电路。在此期间S3保持开通状态，S4关断。在该工作模式下，开关管S1的占空比d1表示为
（2）
电感Lb电流纹波DiLb,BK为
（3）
式中，fs为系统的开关频率。
图4 FSBB变换器的两模式调制策略关键波形
Fig.4 The key waveforms of the two-mode modulation strategy for FSBB converter
如图4b所示，当Vdc＜vbus时，变换器工作在升压模式，开关管S3、S4高频动作，与电感Lb形成Boost电路，S1保持开通状态，S4关断。在该工作模式下，开关管S3的占空比d3与电感Lb电流纹波DiLb,BT分别为
（4）
（5）
此外，为使得DAB级电压匹配，所提出变换器需控制中间母线电压vbus为正弦馒头波。因此，FSBB变换器两模式调制策略框图如图5所示，FSBB级将在Buck与Boost之间交替工作。
图5 FSBB变换器两模式调制策略框图
Fig.5 Block diagram of two-mode modulation strategy for FSBB converter
由于前级FSBB对DAB级输入电压进行了调控，使其工作在电压匹配状态，DAB级将无需采用复杂的调制策略，简单的SPS调制便可以获得较优的系统特性[18]。图6给出了DAB-DC-AC变换器输出电压在正、负半周期内SPS调制策略的关键波形。其中，定义变压器一次侧与二次侧开关管间的移相角为D，其表达式为
图6 DAB-DC-AC变换器基于SPS调制策略关键波形
Fig.6 The key waveforms of SPS modulation strategy for DAB-DC-AC converter
（6）
式中，Dt为直流侧开关管S6和交流侧开关管Q3（Q2）驱动脉冲上升沿的时间差；Ts为开关周期。
在一个开关周期内，通过对电感Lk进行分析，可知电感电流变化量DiLk为
（7）
每一时刻的漏感电流iLk的表达式为
（8）
根据变压器二次电压和漏感电流关系，DAB- DC-AC变换器一个开关周期的平均传输功率P为
（9）
根据式（9），可以进一步推导出DAB-DC-AC变换器在SPS调制下的移相角解析式为
（10）
为便于后续的分析与计算，表1给出了FSBB级联DAB变换器的关键设计参数。其中直流侧开关管S1～S8选用BSC021N08NS5，交流侧开关管Q1～Q4选用IPL60R065P7。
表1 所提出变换器关键参数
Tab.1 Key parameters of the proposed converter
参 数数 值 输入直流电压Vdc/V32～62 输出交流电压vac220Vrms 开关频率fs/kHz100 平均传输功率P/W500 变压器匝比n3 死区时间td/ns200 电感Lb/mH10 变压器漏感Lk/mH4
基于式（6）～式（10）的推导，所提拓扑的电感Lk在工频周期内电流应力的表达式为
（11）
对于传统单级式DAB变换器，电感Lk在工频周期内电流应力iLk_DAB表达式为
（12）
基于式（11）与式（12），图7给出了在宽输入电压范围下，单级DAB-DC-AC变换器与所提出变换器在正半工频周期内电感Lk的电流应力对比曲线。传统单级式DAB-DC-AC变换器的电感电流应力随输入电压的升高而增大，且仅在输入、输出电压比值与变压器匝比相等时，电流应力达到最小值。相比之下，所提出变换器在输入电压为32～62 V时，电感电流应力保持不变，峰值电流约为7.62 A。这表明所提出变换器的电流应力不受输入电压的影响，且在整个工频周期内可以保持较低水平。
图7 宽输入电压下FSBB级联式与传统单级式DAB-DC-AC变换器电感Lk电流应力对比曲线
Fig.7 Comparison curves of Lk current stress between FSBB cascaded and traditional single-stage DAB-DC-AC converter under wide input voltage range
在驱动信号到达之前，电感电流iLb和iLk需要通过开关管的体二极管，将开关管两端的电压钳位至零。每个开关管的零电压开关条件与电感电流iLb和iLk的关系可表示如下：
FSBB变换器运行于降压模式
（13）
FSBB变换器运行于升压模式
（14）
DAB级开关管
（15）
结合式（13）～式（15），开关管S1～S8、Q1～Q4的软开关范围如图8所示。图8a与图8b中切换边界所围平面划分了Buck模式与Boost模式的工作区间，FSBB变换器在此平面以上工作在Boost模式，对应于开关管S3、S4的软开关范围，在此平面以下工作在Buck模式，对应于开关管S1、S2的软开关范围；底部平面表示能否实现ZVS的判定边界。图8c与图8d分别为开关管S5～S8、Q1～Q4在工频周期内软开关范围。如图8a与8b所示，开关管S1与S4难以实现ZVS，而S2与S3几乎可实现全范围的ZVS。如图8c与8d所示，在宽输入电压下的工频周期内，开关管S5～S8、Q1～Q4可以实现全范围的ZVS。
图8 宽输入电压下开关管的软开关范围
Fig.8 Soft-switching range of switching devices under wide input voltage range
开关管的损耗主要包括通态损耗、开通损耗和关断损耗，通态损耗可以通过计算流经开关管的电流有效值获得。对于前级FSBB变换器，在一个工频周期中，开关管通态损耗Pcond_FSBB表达式为
（16）
式中，Rp为直流侧开关管的通态电阻；T为工频周期；tc为在1/4个工频周期中由Buck模式切换到Boost模式的时刻；iLb_rms,BK与iLb_rms,BT分别为电感Lb工作在降压模式和升压模式下的电流有效值。
对于后级DAB变换器，在一个开关周期内，开关管通态损耗Pcond_DAB可推导为
（17）
式中，Rs为交流侧开关管的通态电阻；iLk_rms为电感Lk电流有效值。
开关损耗发生在开关管的开通和关断过程中，由电压和电流波形的交叠而产生。基于前述开关管ZVS范围分析，开关管S1与S4的开关损耗及其他开关管的关断损耗由附录给出。
磁性器件损耗主要来源于前级FSBB变换器中的电感和后级DAB变换器中的变压器，分为绕组损耗和磁心损耗。绕组损耗是由于电流在电感绕组中流动时产生的焦耳热，磁心损耗则是由交变磁场在磁心中引起的涡流损耗和磁滞损耗[19]。文献[20]提出一种修正后的Steinmetz公式，可以计算任意波形激励下的磁心损耗。因此电感Lb和变压器的磁心损耗PFe可计算为
（18）
式中，Cm、
、
为斯坦梅茨系数；feq为等效正弦磁化频率；Bm为最大磁通密度；Ve为磁心有效体积。
前级FSBB变换器电感采用的磁心型号为DRM95-PQ32/20，后级DAB变压器采用的磁心型号为DRM95-PQ32/30。根据磁心数据手册并进行曲线拟合，所得到的斯坦梅茨系数及其他参数见表2。表2中，N为电感绕组匝数，即为变压器一次与二次绕组匝数比；Ae为磁心有效截面积。
表2 磁心参数
Tab.2 Core parameters
磁心参数数 值 DRM95-PQ32/30DRM95-PQ32/20 Cm/10-73.3033.303 a1.7171.717 b2.3912.391 N739 Ae/mm2161170 Ve/mm312 0009 420
基于以上损耗分析，图9与图10分别为所提出变换器与传统单级式DAB-DC-AC变换器在不同电压和负载下的损耗分布对比。
图9 宽输入电压下损耗与效率曲线
Fig.9 Loss and efficiency curves under wide input voltage range
图10 宽负载范围下损耗与效率曲线
Fig.10 Loss and efficiency curves under wide load range
如图9所示，虽然所提变换器开关器件与电感Lb的增加会带来额外的损耗，但在DAB级开关器件及变压器的损耗明显降低。因此，与SPS调制策略下的传统单级式DAB-DC-AC变换器相比，所提出变换器的总损耗更小。此外，从图9可以看出，所提出变换器的损耗受输入电压的影响较小。
图10给出了在传输功率分别为100、300和500 W时两种变换器的损耗分布及效率对比。与传统单级式DAB-DC-AC变换器相比，所提出变换器在不同输出功率下的损耗较低，且当输出功率增加时，损耗的增加幅度较小。基于上述理论分析，可以证明所提出拓扑结构可以在宽输入电压和负载范围内实现更高的效率。表3给出了所提变换器与现有先进变换器的关键特性对比分析。
表3 所提变换器与现有先进变换器对比
Tab.3 Comparison of the proposed converter with advanced converters
文献输入电压输出电压开关器件数量电流应力额定功率/W峰值效率(%) [12]272Vdc105Vrms8高50095.8 [21]200Vdc80Vrms10中等60096.1 [22]48Vdc220Vrms8低10093.8 [23]48Vdc220Vrms8中等1 00096.7 [24]20Vdc～48Vdc240Vrms13低1 00096.2 本文32Vdc～62Vdc220Vrms12低50095.65
为验证上述理论分析的正确性，本文搭建了一台500 W的实验样机，实验样机如图11所示，其主要电路参数见表4。
图12为在额定工况下，输入电压Vdc、中间母线电压vbus与输出电压vac在一个工频周期内的实验波形。该实验结果表明，前级FSBB变换器能够有效调节中间母线电压vbus，确保后级DAB变换器始终工作在电压匹配状态。
图11 实验样机示意图
Fig.11 Experimental prototype platform
表4 样机参数
Tab.4 Prototype parameters
参 数数 值 额定输入电压Vdc/V48 输出电压vac220Vrms 额定传输功率P/W500 输入电容Cin/mF4.7 母线电容Cbus/mF44 隔直电容Cp/mF8.8 交流侧半桥电容C1,C2/mF4.4
图12 额定工况下母线电压vbus与输出电压vac实验波形
Fig.12 Experimental waveforms of vbus and vac under rated operating conditions
图13为在额定工况下，输入电压Vdc、中间母线电压vbus、电感电流iLb、iLk实验波形。当Vdc＞vbus时，FSBB变换器工作在Buck模式，如图13中区域Ⅰ与区域Ⅲ所示。当Vdc＜vbus时，FSBB变换器进入Boost模式，对应图13中区域Ⅱ。
图13 额定工况下母线电压vbus、电感电流iLb、电感电流iLk实验波形
Fig.13 Experimental waveforms of vbus, iLb and iLk under rated operating conditions
在宽输入电压下，FSBB级联DAB-DC-AC变换器与传统单级式DAB-DC-AC变换器电感Lk电流应力实验对比结果如图14～图16所示。传统单级式DAB变换器在输入电压为32、48与62 V时，电流应力分别对应16.2、23.6与29.2 A，而所提变换器的电流应力在不同输入电压下均为8.4 A。该实验结果表明，输入电压的变化对所提变换器电流应力无影响，且低于传统单级式DAB变换器，这与理论分析中所推导的电流应力对比曲线相吻合，证明了所提出拓扑结构在降低电流应力方面的优势。
图17～图19对比了在宽输入电压下，所提变换器与传统单级式DAB变换器开关管的ZVS范围。依据2.2节的理论分析，选取电感Lk电流过零点作为交流侧开关管Q1～Q4实现ZVS的观测指标。图17a中，当输出电压高于91.35 V时，所提变换器的交流侧开关管能够实现ZVS。相比之下，如图17b所示，传统单级式DAB变换器仅在输出电压超过126.15 V时才可实现ZVS。如图17～图19所示，随着输入电压的升高，传统单级式DAB变换器交流侧开关管实现ZVS的范围逐渐减小，而所提变换器受输入电压的影响相对较小。这一结果验证了所提变换器在拓展软开关范围方面的优势，有助于降低开关损耗，提高系统整体转换效率。
图14 输入电压32 V时，FSBB级联式与传统单级式DAB-DC-AC变换器电感Lk电流应力对比
Fig.14 Comparison of Lk current stress between FSBB cascaded and traditional single-stage DAB-DC-AC converter at input voltage of 32 V
图15 输入电压48 V时，FSBB级联式与传统单级式DAB-DC-AC变换器电感Lk电流应力对比
Fig.15 Comparison of Lk current stress between FSBB cascaded and traditional single-stage DAB-DC-AC converter at input voltage of 48 V
图16 输入电压62 V时，FSBB级联式与传统单级式DAB-DC-AC变换器电感Lk电流应力对比
Fig.16 Comparison of Lk current stress between FSBB cascaded and traditional single-stage DAB-DC-AC converter at input voltage of 62 V
图20与图21分别给出了在不同输入电压与不同传输功率下，FSBB级联式与传统单级式DAB- DC-AC变换器的效率对比曲线。由图20可知，在额定传输功率下，当输入电压为32～62 V时，所提变换器系统效率基本保持在94%以上，且最高效率与最低效率仅相差1.09%。然而，传统单级式DAB-DC-AC变换器效率最高为91.09%，最低为81.86%，效率相差9.23%。由图21可知，在额定输入电压下，当传输功率为100～500 W时，所提变换器随着传输功率增大，系统效率由82.58%升高到95.65%。然而，传统单级式DAB-DC-AC变换器系统效率由75.13%升高到89.33%。综上所述，所提变换器在宽输入电压与宽负载范围内，效率均保持在较高水平，且波动幅度较小。该实验结果验证了所提拓扑及其调制对于实现宽范围下效率提升的有效性。
图17 输入电压32 V时，FSBB级联式与传统单级式DAB-DC-AC变换器开关管ZVS实现情况
Fig.17 ZVS realization of switching devices between FSBB cascaded and traditional single-stage DAB-DC-AC converter at input voltage of 32 V
图18 输入电压48 V时，FSBB级联式与传统单级式DAB-DC-AC变换器开关管ZVS实现情况
Fig.18 ZVS realization of switching devices between FSBB cascaded and traditional single-stage DAB-DC-AC converter at input voltage of 48 V
图19 输入电压62 V时，FSBB级联式与传统单级式DAB-DC-AC变换器开关管ZVS实现情况
Fig.19 ZVS realization of switching devices between FSBB cascaded and traditional single-stage DAB-DC-AC converter at input voltage of 62 V
图20 宽输入电压下FSBB级联式与传统单级式DAB-DC-AC变换器效率对比
Fig.20 Efficiency comparison between FSBB cascaded and traditional single-stage DAB-DC-AC converter under wide input voltage range
图21 宽负载范围下FSBB级联式与传统单级式DAB-DC-AC变换器效率对比
Fig.21 Efficiency comparison between FSBBcascaded and traditional single-stage DAB-DC-AC converter under wide load range
本文针对单级式DAB-DC-AC变换器在宽输入电压与宽负载场景下效率降低的问题，提出一种升降压变换器级联DAB-DC-AC变换器拓扑构建方案及其调制技术。所提拓扑通过前级FSBB变换器对中间母线电压动态调节，在全工频周期内实现变压器输入、输出电压与其匝比的精确匹配。该设计不仅使得后级DAB变换器无需依赖复杂的调制策略，简化了控制器的设计，而且显著降低了电感Lk电流应力并拓展交流侧开关管的软开关范围，实现了在宽输入电压与宽负载工况下的高效率运行。所提拓扑为双向隔离DC-AC变换器在宽输入电压与负载范围下提供一种可行高效的解决方案。
附 录
附表1 开关管S1、S4开通损耗
App.Tab.1 Turn-on losses of switching devices S1、S4
开关管开通损耗 S1 S4
附表2 开关管S1～S8、Q1～Q4关断损耗
App.Tab.2 Turn-off losses of switching devices S1～S8、Q1～Q4
开关管关断损耗 S1 S2 S3 S4 S5～S8 Q1～Q4
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Abstract The dual active bridge (DAB) DC-AC converter faces challenges such as limited soft-switching range, high current stress, and low efficiency across a wide input voltage and load range. Although existing modulation strategies can enhance the performance of DAB converters, they typically require complex control and impose a high computational burden. As for topological improvements, most solutions are constrained by either a narrow input voltage range or structural complexity. Thus, a topology-construction concept for the DC-AC converter is proposed. The proposed approach dynamically adjusts the DAB stage's input voltage via a DC-DC converter, ensuring consistent operation under voltage-matching conditions.
The two-stage four-switch Buck-Boost (FSBB) cascaded DAB-DC-AC converter is selected as an example. The front-stage FSBB converter employs a Buck-Boost modulation strategy. By introducing the intermediate bus-voltage reference 
and the input voltage Vdc, the FSBB implements a composite control scheme that combines voltage feedforward and bus-voltage closed-loop control, ensuring fast and accurate bus-voltage tracking. Under the voltage-matching condition, the DAB-DC-AC converter does not require complex modulation and control strategies. Thus, the DAB stage employs single-phase-shift (SPS) modulation with a single PI controller to achieve stable, efficient power conversion.
A 500 W experimental prototype has been built. Experimental results indicate that under the input voltage range of 32 V to 62 V, the proposed topology maintains a stable inductor Lk current stress of 8.4 A, which is significantly lower than the 16.2 A to 29.2 A in the single-stage DAB-DC-AC converter. In terms of soft-switching range, the single-stage DAB-DC-AC converter achieves zero-voltage switching (ZVS) for the switches only when the output voltage exceeds 126 V at an input voltage of 32 V. As the input voltage increases, the soft-switching range gradually decreases. In contrast, the proposed topology achieves ZVS at output voltages above 91 V under the same input conditions, with minimal sensitivity to input-voltage variations. In terms of efficiency, while the FSBB stage introduces additional switching and inductor losses, the DAB stage achieves lower losses due to its wider soft-switching range and lower inductor current. The proposed topology can maintain an efficiency range of 94.56%～95.65% across different input voltages. Over a wide load range, it can also achieve a stable, high-efficiency output compared with a single-stage DAB-DC-AC converter.
The feasibility of the proposed topology construction is verified through theoretical analysis and tests. It simplifies the control structure of the DAB stage, reduces current stress, and enhances overall system performance across a wide range of input voltages and loads. Furthermore, it demonstrates a viable approach to designing isolated DC-AC converters across a wide range of operating conditions.
keywords：Dual active bridge DC-AC converter, four-switch buck-boost converter, wide input voltage, wide load range, high efficiency
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.251367
中图分类号：TM46
国家自然科学青年科学基金项目（52207195）和电能高效高质转化全国重点实验室自主课题项目（PA2024GKZS0157）资助。
收稿日期 2025-08-06
改稿日期 2025-11-24
陈 强 男，1988年生，博士，副研究员，研究方向为高频新能源变流器、高可靠航空航天电源等。E-mail: qiangchen@hfut.edu.cn
马铭遥 女，1982年生，教授，博士生导师，研究方向为电力电子变流装置智能化故障诊断、IGBT功率器件健康监测、光伏发电系统智能化运维技术等。E-mail: miyama@hfut.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）