0 引言
我国是一个陆海兼备的大国，建设海洋强国是全面建设社会主义现代化强国的重要组成部分。《“十四五”可再生能源发展规划》更是提出：要瞄准深远海等前沿领域，实施一批具有前瞻性、战略性的国家重大科技项目；要积极推动近海海上风电规模化发展，推动深远海海上风电技术创新和示范应用；要坚持陆海统筹发展，提高海洋资源开发保护水平，建设海洋强国[1]。自主水下航行器（Autonomous Underwater Vehicles, AUV）对于海洋勘探、远洋开发、水文监测和海上风电海底电缆检测等领域的发展具有非常重要的应用价值和不可取代的地位[2-6]。然而受到其运载能力和自身空间的限制，自主水下航行器所能携带的蓄电池容量不能满足其长时间续航的要求，而断续的靠岸或通过母船进行补能会严重影响海下作业任务的连贯性，从而降低作业效率；而且由于海洋湿润环境的独特性，有线充电所必须的接口插拔也有短路的安全隐患[7]。因此，不依赖有形介质的无线电能传输（Wireless Power Transfer, WPT）技术是一种很好的解决方案[8-10]。水下航行器通过布置在海床基站的充电坞进行无线充电补能，避免了直接电气接触，可以提高航行器的工作续航时间，增加水下作业任务的连续性、隐蔽性，同时也可以消除系统的短路安全隐患。WPT技术应用广泛[11-16]，其中利用电磁感应进行能量传输的感应式电能传输（Inductive Power Transfer, IPT）最为成熟，而且其灵活的互感线圈形状，可以很方便地满足AUV独特的鱼雷形状和内部空间条件限制。然而，由于海洋洋流和AUV本身形状特性的影响，AUV的水下无线充电过程中经常会出现耦合机构即发射和接收线圈间产生轴向和旋转偏移的现象。相比较涡流损耗带来的效率降低的影响，这样的偏移更加致命，严重情况下会导致耦合失效、AUV水下无线充电无法正常进行。
感应式电能传输（IPT）技术的核心原理基于电磁感应，并依赖电力电子器件实现电能转换。因此，针对其抗偏移技术的研究可从电路、磁场及控制理论三个维度展开，具体研究方向涵盖补偿网络设计[17-18]、耦合机构设计[19-21]以及系统控制[22-23]三个方面。国内外学者对AUV抗偏移无线充电系统的研究往往综合了多种技术手段，相关研究一般以耦合机构即线圈结构的优化设计为主，再配合相应的补偿网络设计和系统控制方法，从而使得系统能够较好地抵抗洋流所造成的偏移，保证系统输出功率、效率稳定。为了提升AUV无线充电的抗偏移能力，一些研究者对单个线圈的结构进行优化，提出了碗型发射线圈结构[24]、紧凑式弧形耦合机构[25]、H型螺线管接收线圈[26]和双层DQ发射线圈[27]，使系统在偏移范围内有较小的功率和效率波动。还有一些学者提出交叉耦合线圈组[28-29]，用于较大水平范围内生成均匀分布的磁场。除了基本的平面线圈以及同轴线圈外，设计一种立体正交解耦线圈组结构，来提升AUV的抗偏移能力[30-32]。也有学者为了降低AUV的负载重量，使用轻量型接收线圈配合弧形发射线圈[33-34]。还有学者对同轴线圈组进行优化[35]，但受限于海洋洋流等不可控因素，AUV无线充电系统的抗偏移能力和实用性有待进一步提升。
本文主要针对自主水下航行器无线充电系统线圈之间易发生偏移的问题，以感应电能传输技术为基础，从补偿网络设计、耦合机构设计以及系统控制三个方面设计了一种同时具备较强轴向和旋转抗偏移能力的自主水下航行器无线充电系统。该系统具备360°旋转抗偏移能力，其轴向抗偏移能力达到±132 mm（耦合机构整体尺寸的75%），是普通同轴螺线管线圈的2.3倍。在整个轴向偏移范围内，系统等效互感波动仅为10.2%，整流输出电压波动仅为9.7%。在整个轴向偏移范围内，该系统都能保持恒压/恒流输出。
1 电路运行原理
1.1 海水媒介对无线电能传输系统的影响
海水的电导率为4 S/m。WPT系统耦合线圈之间的高频磁场，会在海水媒介中产生一定的涡流损耗。海水中的涡流损耗主要与电导率、系统工作频率以及发射线圈和接收线圈的电流大小有关，而且由于涡流损耗和系统工作频率成平方的关系，工作频率最好在200 kHz以下[36]。为了降低涡流损耗，本文中系统的工作频率设置为50 kHz。
全球海洋的平均盐度约为 3.5%，范围通常在3.3%～3.7%之间。本文只考虑海水电导率对系统的影响，为了模拟海水的环境，向淡水中加入盐配置成含盐量为3.5%的盐水。
1.2 LCC/S/S 混合补偿网络电路
本文所提出的自主水下航行器抗偏移无线充电系统组成如图1所示，原边发射线圈固定在充电坞骨架外侧，由单个螺线管线圈构成；副边接收线圈固定在AUV壳体外侧随其一起移动，且由两个同轴绕制的螺线管线圈（接收线圈1和接收线圈2）构成，其中接收线圈2由两个关于接收线圈1左右对称分布、反向绕制且相互串联的子螺线管线圈构成，这样做的目的是利用空间对称性实现接收线圈1和2之间的解耦。
图1 自主水下航行器抗偏移无线充电系统组成示意图
Fig.1 Schematic diagram of the anti-misalignment wireless charging system for AUVs
具有两个接收线圈，系统采用了LCC/S/S混合补偿网络，两个S型补偿拓扑经全桥整流滤波后并联在一起，系统电路拓扑组成示意图如图2所示。图2中，E、I分别为直流侧电源输入电压和输入电流；Q1～Q4四个MOSFET开关管构成了全桥逆变器；PV˙、I˙ IN分别为交流侧逆变器输出电压和电流，I P˙为发射端的励磁电流；Lp、Ls1和Ls2分别为原边发射线圈、副边接收线圈1和接收线圈2的自感，Lf1、Cf1和Cp构成了原边的LCC补偿网络，Cs1和Cs2分别为副边线圈的串联补偿电容，Mps1、Mps2分别为发射线圈和相应接收线圈的互感，Ms1s2为接收线圈1和接收线圈2之间的互感；V ˙S1 、 I˙S1和 V˙S2 、 I˙S2分别为两个整流桥的交流输入电压和交流输入电流；CO1和CO2为两个整流滤波电容；二极管VD1～VD4和VD5～VD8分别构成了两个全波整流桥，它们输出端并联起到了钳位整流输出电压的作用；I1和I2为两个整流桥的直流输出电流；UREC和IREC分别为同步Buck变换器的直流输入电压和电流；UO和 IO分别为系统输出直流电压和电流，Req-val为AUV电池的等效负载电阻。
图2 系统电路拓扑组成示意图
Fig.2 Schematic diagram of the system circuit topology
根据电路中的耦合电感模型，忽略各个线圈的内阻，以及两个相互解耦的接收线圈之间的互感Ms1s2，利用电流控制电压源（Current Controlled Voltage Source, CCVS）来表示电路中互感的作用，则图2所示的系统电路拓扑的交流等效电路模型如图3所示，其中Req1和Req2为系统从两个整流桥向后端看进去的等效负载电阻。
图3 系统交流等效电路
Fig.3 AC equivalent circuit diagram of the system
式中，Zxy为回路自阻抗、互阻抗，其中，x=1, 2, 3, 4，y=1, 2, 3, 4。
根据基尔霍夫电压电流定律，对四个回路可列方程为
令系统工作在完全谐振状态，即系统工作的角频率ω 满足条件
设ω为系统工作的角频率，则可得各个回路自阻抗和回路之间互阻抗的参数表达式为
根据基波近似法，逆变器输出交流电压的基波有效值大小为
联立式（2）～式（4）可解得两个整流桥的交流输入电压有效值大小VS1、VS2与直流侧电源输入电压E、发射端补偿电感Lf1、发射线圈和相应接收线圈的互感Mps1、Mps2之间的关系式为
根据式（5）可知，LCC/S补偿网络的副边整流桥的输入电压的有效值VS1和VS2的大小仅与直流输入电压E、补偿电感Lf1及相应接收线圈和发射线圈之间的互感大小有关，与负载无关。
进一步地，根据全桥整流电路的电容滤波特性，令后级电路的等效负载和输出电容满足下述的时间常数条件[37]
式中，CO=CO1（或CO2）。
此时整流桥输出的直流电压平均值UREC≈1.2VS。假设两个整流桥单独工作时输出的直流电压分别为UREC1和UREC2，则将上述结果联立式（5）可得
即在直流输入电压E和补偿电感Lf1的大小不变时，两个整流桥各自独立工作时输出的直流电压大小和各自所对应的接收线圈和发射线圈的互感大小成正比而与其余因素无关。
1.3 运行模态分析
根据图2的系统电路拓扑所示，接收线圈Ls1和接收线圈Ls2所对应的整流桥1和整流桥2在输出端并联，即两个整流桥的直流侧输出电压一定相等，又因为二极管具有单向导电性，因此若其中一个整流桥的交流侧输入电压小于其直流侧电压时，该整流桥将被阻断而不会导通，在电路中起到隔离和电压钳位的作用。由式（7）可知，两个整流桥独立工作时的输出直流电压与Mps1、Mps2成正比，故系统的整流输出电压将取决于Mps1和Mps2的大小关系。又由式（5）可知，系统整流桥交流输入电压的有效值和瞬时幅值也取决于Mps1和Mps2的大小。综合上述分析可得：发射线圈和接收线圈1、接收线圈2的互感之间的大小关系将决定两个整流桥的导通和接收线圈之间换流与否。则在系统发生轴向偏移时，Mps1和Mps2的大小关系将不断变化，系统将会存在6个相对应的运行模态。六种运行模态下的整流桥的导通状态见表1。
表1 六种运行模态下整流桥的导通状态
Tab.1 Conduction states of the rectifier bridge in six operating modes
运行模态 互感大小关系 整流桥状态 示意图0 ps2 0 M ≈1 2 1.2 M＞ M ps1 ps2整流桥1 独自导通images/BZ_20_1471_2254_2185_2709.png2 2 M M M＜ ≤ 整流桥1 导通，整流桥2 部分导通ps2 ps1 ps2 1.2images/BZ_20_1470_2754_2185_3207.png
（续）
运行模态 互感大小关系 整流桥状态 示意图3 4 5 M =M 整流桥1 和整流桥2 同时导通ps1 ps2 2 M M M ps1 ps2 ps1＜ ＜ 整流桥2 导通，整流桥1 部分导通1.2 2 M ≥ M 整流桥2 独自导通ps2 ps1 1.2images/BZ_21_1470_559_2185_1013.pngimages/BZ_21_1470_1079_2185_1533.pngimages/BZ_21_1470_1599_2185_2053.png
在运行模态0和1时，系统整流桥的输出电压等于整流桥1单独工作时的输出电压UREC1，而整流桥2的输入电压 V˙S 2的幅值
将远小于系统整流桥的输出电压，故整流桥2将无法导通，其输出电压被钳位为UREC1，系统输出电压UO将仅取决于Mps1。
在运行模态2时，因为
此时系统整流桥的输出电压仍等于整流桥1单独工作时的输出电压UREC1，但整流桥2的输入电压 V˙S2的幅值
大于系统整流桥的输出电压，即 V˙S 2在一个周期的短时间内大于UREC1，但大部分时期小于UREC1。故整流桥2将在一个开关周期内部分导通，在导通时间内其输出电压被钳位为UREC1，此时 V˙S2的波形将呈现为带有振荡且被削顶的类正弦波，而电流
将处于断续状态且幅值较小，南方科技大学的黄智聪等在其对钳位线圈的研究中提及过该现象[38]，尽管整流桥2部分导通但其传递能量很小，系统能量仍主要由接收线圈1和整流桥1进行传递，系统输出电压UO仍将主要取决于Mps1。
在运行模态3时，互感Mps1的绝对值降低到和Mps2的绝对值相等，
则整流桥1和整流桥2输出电压相等，流经接收线圈1和接收线圈2的电流也相等，系统的两个整流桥工作于对称状态，整流桥1和整流桥2将同时导通，在导通时间内其输出电压被钳位为UREC，
和
的波形均将呈现为矩形波。系统能量由接收线圈1和接收线圈2同时进行传递，系统输出电压UO同时取决于Mps1和Mps2。
运行模态4与运行模态2相互对称，整流桥1将在一个系统周期内部分导通，在导通时间内其输出电压被钳位为UREC2，此时
的波形将呈现为带有振荡且被削顶的类正弦波，而电流
将处于断续状态且幅值较小，尽管整流桥1部分导通但其传递能量很小，系统能量仍主要由接收线圈2和整流桥2进行传递。系统输出电压UO仍将主要取决于Mps2。
运行模态5与运行模态1相互对称，此时互感Mps1的绝对值已经降低到了远小于Mps2的绝对值的程度。整流桥1将无法导通，其输出电压被钳位为UREC2，此时 V˙S1的波形将呈现为带有振荡的正弦波。系统能量将仅由接收线圈2和整流桥2进行传递，系统输出电压UO将仅取决于Mps2。
综合上述分析，可以根据Mps1和Mps2之间的大小关系简要总结各个运行模态下系统的整流输出电压表达式为
若令系统耦合机构的等效互感Meq=
则可重写系统的输出电压表达式为
由式（8）和式（9）可知，从内部传输特性来看，系统能量通过与发射线圈互感更大的接收线圈进行传输；但从外部输出特性来看，无论能量传输通道如何切换，输入电压一定时系统最终整流输出电压仅取决于耦合机构间的等效互感。
2 基于反向串联同轴螺线管线圈的AUV耦合机构设计
2.1 接收线圈之间的解耦特性
假设接收线圈1和接收线圈2之间的互感Ms1s2存在且不为零，同时将接收线圈2解构为A、B两部分并定义它们之间的互感为MAB。则仅针对系统的接收线圈1和接收线圈2之间的互感网络，可以得到其等效电路如图4所示。图4中，Ms1s2-A和Ms1s2-B分别为接收线圈1和接收线圈2的A、B两部分之间的互感。
图4 解构后的系统接收线圈互感网络等效电路
Fig.4 Equivalent circuit of the deconstructed mutual inductance network for the receiving coils
为了进一步分析接收线圈之间的解耦特性，根据电路理论，将同名端反向串联的A、B两线圈进行组合解耦处理并整合接收线圈之间的互感，得到接收线圈互感网络的等效电路模型和基于电流控制电压源的等效解耦电路如图5所示。
图5 组合后的系统接收线圈互感网络等效电路
Fig.5 Equivalent circuit of the combined mutual inductance network for the receiving coil
根据以上分析可得
即接收线圈1和接收线圈2之间的互感Ms1s2在数值上等价为接收线圈1和接收线圈2中线圈A之间的互感Ms1s2-A减去接收线圈1和接收线圈2中线圈B之间的互感Ms1s2-B。Ms1s2-A=Ms1s2-B，Ms1s2=0，接收线圈1和接收线圈2解耦。同时，这两个接收线圈固定于AUV壳体外侧，相对位置不会发生变化即空间对称性不会发生改变，因此它们之间具有绝对的解耦特性。
2.2 耦合机构的轴向偏移特性与优化设计
基于反向串联同轴螺线管线圈的AUV耦合机构设计具有一定的轴向抗偏移能力。定义Y轴正方向的轴向偏移为正，定义以Y轴正方向交链于线圈的磁通量为正，以系统未发生偏移时的发射和接收线圈1之间互感的极大值Mps1-max为系统各种互感值的标准量，整理仿真得到的相关数据得到系统各种互感的标幺值随轴向偏移距离标幺值改变而变化的趋势曲线如图6所示。由图6可知，系统的电压传输特性实际取决于系统的等效互感，即图6中关于横轴左右对称分布的M型红色散点曲线，表征了系统耦合机构的轴向偏移特性：系统等效互感在较大轴向偏移范围内能够保持在一定的变化幅度内，从而使得系统具有一定的轴向抗偏移能力，为了减小其变化幅度最大化地提高了系统的抗偏移性能，本文将对耦合机构进行进一步的优化设计。
图6 系统轴向偏移时的互感变化趋势
Fig.6 Variation trend of mutual inductance during axial misalignment of the system
本文提出的基于反向串联同轴螺线管线圈的新型耦合机构的相关参数定义如图7所示。图7a中，红色圆形螺线管线圈为发射线圈，Lp；蓝色的为接收线圈1，Ls1；黄色的为接收线圈2，Ls2，它由关于接收线圈1左右对称分布的两个匝数相等但在物理上反向绕制且相互串联连接的A线圈Ls2-A和B线圈Ls2-B组合而成。NP、NS1和NS2分别为发射线圈、接收线圈1和接收线圈2的A、B子线圈的匝数，dLitz为绕制这些线圈所使用的单股多匝利兹线的线径，它和线圈匝数的乘积代表了各个线圈在Y轴方向上的长度。DGap为接收线圈2的A、B两部分距离接收线圈1的气隙间距大小。设系统原边耦合机构在Y轴方向的总长度为lP，而副边耦合机构的总长度为lS，可得
图7 耦合机构具体参数定义
Fig.7 Definition of specific parameters for the coupling mechanism
耦合机构侧视图如图7b所示，ΦP和ΦS分别为发射线圈和接收线圈的内直径，G为系统发射线圈和接收线圈之间的无线传能间距的大小，DOffset和αOffset分别为发射线圈（固定于充电坞骨架上）和接收线圈组合体（固定于AUV壳体外部）之间的轴向偏移和旋转偏移大小。
图6 的部分互感曲线如图8所示，从图中可知，系统等效互感在轴向偏移过程中具有两个极大值，其一是发射线圈正对接收线圈1时对应的Mps1-max，其二是发射线圈正对接收线圈2的A或B线圈时所对应的Mps2-max；同时等效互感具有极小值，对应图中
和
的交叉点，即Mps1和
相等时的互感值Mps-min。
图8 系统等效互感轴向偏移特性曲线
Fig.8 Axial misalignment characteristics curves of the system's equivalent mutual inductance
综上所述，设系统正常工作时需要的最大等效互感为Meq-max，最小等效互感为Meq-min，则如图8所示，等效互感大小在此范围之内的浅蓝色区域为系统的设计工作区域，其所对应的横轴范围为系统的最大偏移距离。
定义优化过程中的系统等效互感波动百分比为
定义系统的轴向偏移距离百分比为
耦合机构参数的优化设计可以量化为：在所有满足 M ps1-max ≤M eq-max ， M ps-min ≥ M eq-min的NP、NS1、NS2和DGap方案中，寻找ΔMeq尽量小、ΔDOffset尽量大、所用线圈最少的方案。具体优化设计过程整理为如图9所示的流程。
图9 耦合机构优化设计流程
Fig.9 Flow chart of the optimization design process for the coupling mechanism
2.3 耦合机构的旋转与径向偏移特性
发射与接收线圈发生旋转偏移时，互感参数不发生改变。耦合机构由具有几何对称性质的同轴螺线管线圈构成，利用Ansys Maxwell有限元软件仿真，以海水作为媒介，可以得到如图10所示的耦合机构磁通密度云图。由图10可知，系统耦合机构产生的磁通密度幅值于XOZ平面径向均匀分布，因此不论耦合机构间关于Y轴发生多大的角度偏移，系统之间的磁场分布将不会改变，即系统的相关互感参数不会发生漂移。
图10 耦合机构仿真磁通密度云图的侧视图
Fig.10 Side view of the magnetic flux density contour plot for the coupling mechanism simulation
为了让AUV能顺利进入充电坞进行充电，发射线圈的内径要大于接收线圈的外径。系统发射线圈和接收线圈之间的无线传能间距G=20 mm。考虑到AUV和充电坞壁厚的影响，系统仍可能发生0～15 mm的径向偏移。因为结构的限制，径向偏移的距离较小，因此互感参数变化也较小。后文将会研究发生偏移时的互感变化，并对系统发生偏移时的互感进行分析和测量。
3 基于电压电流双环竞争的同步Buck 变换器设计
本设计的充电对象所用锂电池组为12电芯进行6串联2并联，额定电压为22.2 V，充满电电压为25.2 V，亏电电压为21.6 V，额定充电电流为5 A。充电过程中，设定恒流阶段充电电流为5 A，恒压阶段充电电压为25.2 V，停止充电电流为0.5 A，则其等效负载Req-val变化范围为4.32～50.4 Ω。根据上述条件绘制AUV锂电池组所需充电特性曲线如图11所示。
图11 AUV锂电池组充电特性曲线
Fig.11 Charging characteristics curves of the AUV lithium battery pack
为了满足锂电池如图11所示的充电特性曲线，本设计需要在整流电路和后级电池之间接入同步Buck变换器并配合电压电流双环竞争控制策略来实现系统恒流恒压输出的闭环控制，具体电路如图12所示。
图12 基于电压电流双环竞争的同步Buck变换器示意图
Fig.12 Schematic diagram of the synchronous Buck converter based on voltage-current dual-loop competition control
图12 中，S1和S2是两个互补导通的MOSFET开关管，ESR为输出电容的串联等效电阻，LO和CO分别为输出电感和输出电容，Rsense为电流采样电阻，负责将电流信号转变为电压信号，以上元件加上锂电池等效负载电阻Req-val构成了系统的功率级主电路。VOSC为锯齿波信号，VRef和IRef分别为电压和电流的给定参考信号；Rf1、Rf2、Cf1和运算放大器构成差分式一阶有源低通滤波器，负责将电压信号进行采样滤波；之后的R1、R2、R3和C1、C2、C3以及误差放大器构成了Type Ⅲ型补偿器对电压控制环路进行零极点补偿；电流控制环路和电压控制环路结构类似，只是反馈网络变为由Rf3、Rf4、Cf2构成的一阶无源低通滤波器和电压跟随器组成。
为了达到恒流恒压的控制效果，电压环路和电流环路输出的误差信号Ve1和Ve2需要进行竞争：Ve1和Ve2的幅值分别与系统给定目标电压、电流和输出电压、电流的之间的偏差大小成正比，因此易得恒流充电阶段Ve2＜Ve1（该阶段输出电流大小接近给定值因此偏差小）且恒压充电阶段Ve1＜Ve2（该阶段输出电压大小接近给定值因此偏差小），所以通过通道选择器选择两者幅值较小的误差信号与锯齿波信号比较，进而控制PWM信号的占空比即可达到恒流阶段电流环主导而恒压阶段电压环主导的控制效果。
相比传统单环PI控制，双环竞争控制能够无缝、自动地从恒流（CC）过渡到恒压（CV）充电模式，动态适应性更强，符合锂电池充电特性要求。
4 AUV 抗偏移无线充电系统实验验证
4.1 耦合机构的优化效果
按照优化结果对耦合机构进行实际绕制得到耦合机构如图13所示。
图13 耦合机构整体示意图
Fig.13 Schematic diagram of the coupling mechanism
对耦合机构的电感进行测量，发生轴向偏移时的仿真感值和实测感值数据如图14所示，可得Mps1-max=55.3 μH、Mps2-max=54.9 μH，当系统轴向偏移距离为±44 mm时
当系统轴向偏移距离为±132 mm时系统等效互感Meq=45.1 μH，仍大于最小工作互感，满足设计目标。将上述数据代入式（12）可得系统等效互感波动百分比为10.2%，代入式（13）可得系统的最大偏移范围百分比ΔDOffset为75.0%，均满足优化设计的目标。
图14 轴向偏移时系统仿真感值和实测感值数据（旋转偏移和径向偏移为零）
Fig.14 Comparison of simulated and measured inductance values of the system during axial offset(rotational offset and radial offset are zero)
发生旋转偏移时的仿真感值和实测感值数据结果如图15所示。在发生旋转偏移时，发射线圈与接收线圈之间的互感几乎不变。
图15 旋转偏移时系统仿真感值和实测感值数据（轴向偏移和径向偏移为零）
Fig.15 Simulated and measured inductance values of the system during rotational offset (axial offset and radial offset are zero)
发生径向偏移时的仿真感值和实测感值数据结果如图16所示。在发生旋转偏移时，发射线圈与接收线圈之间的互感几乎不变。
图16 径向偏移时系统仿真感值和实测感值数据（轴向偏移和旋转偏移为零）
Fig.16 Simulated and measured inductance values of the system during radial offset (axial offset and rotational offset are zero)
将各个电路模块进行电气连接即可得到本设计的实验验证平台如图17所示。为了模拟海水环境，将耦合机构浸没于质量分数为3.5%的盐水中。图17中信号发生器给逆变器输入一定频率的矩形波信号用来控制开关管开断，直流电源为系统提供能量，示波器用来捕获存储关键信号波形，电子负载用来模拟锂电池充电时的可变电阻。
图17 AUV抗偏移无线充电系统实验验证平台
Fig.17 Experimental verification platform for the anti-misalignment wireless charging system of AUV
以上是实验平台的硬件组成，根据第1～第3节的分析设计结果，本文所设计的AUV抗偏移无线充电系统的主要实验参数见表2。
表2 AUV 抗偏移无线充电系统主要实验参数
Tab.2 Main experimental parameters of the AUV anti-misalignment wireless charging system
参 数 数 值工作频率f/kHz 50直流电源E/V 24 Lf1/μH 38.8 Cf1/nF 261.1 Cp/nF 116.6 Lp/μH 125.7 Ls1/μH 39.5 Ls2/μH 90.5 Cs1/nF 256.5 Cs2/nF 112.0额定输出电压UO/V 25.2额定输出电流IO/A 5额定输出功率PO/W 126等效负载Req-val/Ω 4.32～50.4
4.2 六种运行模态波形开环实验验证
在系统电路不接入同步Buck变换器直连负载的情况下按表2所示参数进行开环实验，捕获相关波形，测量对比系统的整流输出电压大小来验证系统的轴向抗偏移能力（开环实验全程固定 Req-val=10.76 Ω来保证系统对准时的输出功率为额定功率）。
运行模态0（DOffset=0 mm）下的逆变器输出电压电流
和 
，开环下系统的输出电压电流UREC和IREC，双路整流桥的输入电压电流
、
和
、
的波形如图18a和图18b所示。由图18a可得，该对准状态下系统整流输出电压UREC为36.7 V，整流输出电流IREC为3.41 A，输出功率大小为125.1 W，接近额定功率；由图18b可直接验证运行模态0的分析结论，此时系统发射和接收线圈间的互感大小关系满足Mps2-min≈0，整流桥2将无法导通，对应的输入电压电流为零，系统能量将仅由接收线圈1和整流桥1进行传递。
图18 系统相关波形（开环）
Fig.18 Waveforms diagrams of the system (open-loop)
运行模态1（DOffset=15 mm）下的逆变器输出电压电流
和
，开环下系统的输出电压电流
和IREC，双路整流桥的输入电压电流
、
和
、
的波形如图18c和图18d所示。由图18c可得，在较小程度轴向偏移的状态下，系统等效互感较小程度下降，系统整流输出电压UREC下降为36.2 V，整流输出电流IREC下降为3.36 A，输出功率下降为121.6 W；图18d可直接验证对运行模态1的分析结论，此时系统发射和接收线圈间的互感大小关系满足
整流桥2仍将无法导通，对应的输入电流 V˙S2为零，但输入电压 V˙S2的波形呈现为带有振荡的正弦波，系统能量将仅由接收线圈1和整流桥1进行传递。
运行模态3（DOffset=44 mm）下的逆变器输出电压电流
和
，开环下系统的输出电压电流UREC和IREC，双路整流桥的输入电压电流
、
和
、
的波形如图18g和图18h所示。由图18g可得，该中等程度轴向偏移的状态下，系统等效互感中等程度下降，系统整流输出电压UREC下降为30.0 V，整流输出电流IREC下降为2.79 A，输出功率下降为83.7 W；由图18h可直接验证对运行模态3的分析结论，此时系统发射和接收线圈间的互感大小关系满足
两个整流桥将同时导通且工作于对称状态，其分别对应的输入电压波形呈现为矩形波，输入电流均处于连续状态，系统能量由接收线圈1和接收线圈2同时进行传递。
运行模态4（DOffset=50 mm）下的逆变器输出电压电流 PV˙和 I˙IN ，开环下系统的输出电压电流UREC和IREC，双路整流桥的输入电压电
、
和
、
流的波形如图18i和图18j所示。由图18i可得，在该较大程度轴向偏移的状态下，系统等效互感越过极小值点开始反向上升，系统整流输出电压UREC上升为30.6 V，整流输出电流IREC上升为2.84 A，输出功率上升为86.9 W；由图18j可直接验证对运行模态4的分析结论，此时系统发射和接收线圈间的互感大小关系满足
该模态与运行模态2相互对称，整流桥1在一个开关周期内部分导通，与其对应的输入电压 V˙S1的波形呈现为带有振荡且被削顶的类正弦波，输入电流 I˙S1处于断续状态且幅值较小，所以整流桥1部分导通时仅仅传递很小的能量，系统能量转换到主要由接收线圈2和整流桥2进行传递。
运行模态5（DOffset=80 mm）下的逆变器输出电压电流 PV˙和 I˙IN ，开环下系统的输出电压电流UREC和IREC，双路整流桥的输入电压电流 V˙S1 、I ˙S1和 V˙S2 、I˙S2的波形如图18k和图18l所示。由图18k可得，该大程度轴向偏移的状态下，系统等效互感继续上升，系统整流输出电压UREC上升为36.5 V，整流输出电流IREC上升为3.39 A，输出功率上升为123.7 W；由图18l可直接验证对运行模态5的分析结论，此时系统发射和接收线圈间的互感大小关系满足
该模态与运行模态1相互对称，整流桥1无法导通，对应的输入电流 I˙S1为零，但输入电压 V˙S1的波形呈现为带有振荡的正弦波，系统能量将仅由接收线圈2和整流桥2进行传递。
4.3 轴向抗偏移对比实验
为了进一步验证本设计的轴向抗偏移能力，本实验设计了对照组（原有耦合机构去除接收线圈2）和实验组进行对比实验。由图7和图8可知，本文提出的耦合机构在轴向即Y轴具有对称性，因此为了节省篇幅，下文将以图7中的Y轴正方向为例，仅列出系统单边轴向偏移时的实验数据。
在整个轴向偏移范围内测量系统整流输出电压对比数据如图19所示。在系统轴向偏移距离不超过44 mm时，系统能量主要由接收线圈1传递，系统输出电压UO将仅取决于Mps1，因此对照组和实验组的整流输出电压大小几乎相同；而系统轴向偏移距离大于44 mm后，发射线圈和接收线圈1之间的互感Mps1将小于其与接收线圈2的互感Mps2，系统进入运行模态4和5，能量将转移至接收线圈2进行传递，所以对照组的整流输出电压大小对比实验组将持续下降。实验组和对照组整流输出电压对比结果可以清晰地看出本文所提基于反向串联同轴螺线管线圈的新型耦合机构对系统整流输出电压有较大范围的提升。对照组（普通螺线管线圈）的有效偏移范围约为±57 mm，超过此范围输出电压会低于系统工作下限。实验组（本文提出的反向串联结构）的有效偏移范围达±132 mm，轴向抗偏移距离是普通螺线管线圈的2.3倍，有效提高了系统的抗偏移能力。
图19 实验组和对照组整流输出电压对比
Fig.19 Comparison of rectified output voltage between the experimental group and the control group
4.4 六种运行模态波形闭环实验验证
在系统电路接入同步Buck变换器且设定输出目标电压电流分别为25.2 V/5 A的情况下按表2所示参数进行闭环实验，捕获相关关键波形并测量系统效率和输出电压等电气参数，分别验证系统的轴向和旋转抗偏移能力以及所设计控制环节的闭环稳定性（闭环实验中控制电子负载 Req-val=4.32 ～50.4 Ω 来模拟锂电池的恒流恒压充电全过程）。
类似开环下系统六种运行模态的验证过程，控制系统轴向偏移距离DOffset从零开始不断增大，同时固定负载阻值保证系统工作在额定状态，可以得到闭环时各个运行模态下的逆变器输出电压电流PV˙和 I˙IN ，系统的输出直流电压电流UO和IO，双路整流桥的输入电压电流 V˙S1 、 I˙S1和 V˙S2 、 I˙S2的波形如图20所示。由图20易得，闭环时随着轴向偏移距离的变化，系统仍会经历六种运行模态的切换，且整流桥的输入电压电流波形变化规律与开环情况相同。不同的是在接入同步Buck变换器后，系统在整个偏移过程、各个运行模态下均具有输出额定功率的能力，在波形图中表现为系统的直流输出电压UO和直流输出电流IO一直稳定在25.2 V和5 A，这也验证了所设计控制环路的稳定性。
图20 系统相关波形（闭环）
Fig.20 Waveforms diagrams of the system (closed-loop)
4.5 恒流恒压充电实验验证
将示波器的横轴时间坐标设为5 s/格，实时调整电子负载阻值模拟锂电池充电时的等效内阻变化过程，即可在小段时间内模拟锂电池的恒流恒压充电全过程。采集得到逆变器输出电压电流 PV˙和 I˙IN 、系统的输出直流电压UO和电流IO的波形如图21所示。
图21 恒流恒压充电时系统输入输出波形
Fig.21 Input and output waveforms of the system during constant current and constant voltage charging
在恒流阶段，锂电池组的初始亏电电压即系统输出直流电压UO=21.6 V，0～10 s，系统以5 A的额定输出电流 IO对其进行恒流充电并输出中低功率，对应的逆变器输出电流幅值较小；10 s后，锂电池电量变多，等效内阻变大，表现为端电压即系统输出直流电压UO上升，系统输出功率逐渐增大，逆变器输出电流逐渐增大；17.5 s后锂电池端电压上升至额定电压，系统输出额定功率，逆变器输出电流达到最大；30 s后锂电池电量渐满，系统输出电流、输出功率以及逆变器输出电流开始下降，进入锂电池充电特性曲线的恒压阶段直至充电过程结束。同理，控制耦合机构轴向偏移距离，在系统分别工作在六种运行模态时重复上述过程，模拟在耦合机构发生轴向偏移时对锂电池进行恒流恒压充电。对应图21中各个充电阶段的时间轴坐标，采集得到不同运行模态下系统恒流恒压充电过程中的双路整流桥输入电压电流 V˙S1 、 I˙S1和 V˙S2 、 I˙S2的波形如图22a～图22f所示。为了防止波形被遮挡，每张波形图由两张内容相同仅波形显示优先级不同的图片从中间拼接而成。以图22c和图22d为例：系统处于运行模态2时，整流桥1主要负责能量传输，随着充电过程由中低功率转到额定功率再到小功率的恒压阶段，其输入电流幅值逐渐变大后再缓慢减小；系统处于运行模态3时，两路整流桥同时负责能量传输，它们的输入电流波形变化规律一致，均与图21中系统输入输出功率的变化相对应。
图22 恒流恒压充电过程中各个模态下整流桥输入波形
Fig.22 Input waveforms of the rectifier bridge in 6 modes
during constant current and constant voltage charging
综上所述，在整个模拟充电过程中，由于系统具有恒压输出的传输特性，六种模态下两路整流桥的输入电压幅值均不会发生改变；而随着锂电池充电阶段的改变，相应能量传输通道对应的整流桥输入电流幅值会随之增大或减小来对应图21中系统输入输出功率的改变。这证明了系统在整个轴向偏移范围内均能实现完整的恒流恒压充电过程，也进一步验证了系统的抗偏移能力和闭环稳定性。
4.6 抗偏移效果验证
对本文所提无线充电系统设计进行轴向偏移实验。由图7和图8已知耦合机构在轴向即Y轴具有对称性，下文将以图7中的Y轴正方向为例，仅保留系统单边轴向偏移的实验数据。系统输入输出参数曲线如图23所示。在输入直流电压E恒为24 V的情况下，随着轴向偏移距离的增加，系统运行于六种不同的模态，且整流电压UREC在所设计的工作区域中波动，最大值为耦合机构不发生偏移时的36.7 V，最小值为44 mm偏移时的30.2 V，类比式（13）可得其电压波动幅度为 9.7%。再经过同步Buck变换器环节后，系统可以在整个偏移范围内将输出电压UO、输出电流IO稳定在额定值25.2 V、5 A。在整个设计工作区域中，轴向偏移44 mm即系统处于运行模态 3时，系统整体效率最高，为90.3%，直流传输效率为95.1%；轴向偏移距离为设计最大值132 mm时，系统整体效率为89.2%，直流传输效率为93.9%。
图23 轴向偏移时系统效率和电压参数
Fig.23 Efficiency and voltage parameter of the system during axial misalignment
对本文所提出的无线充电系统设计进行旋转偏移实验。在系统轴向偏移距离和径向偏移距离均为0 mm时，每隔20°旋转角度进行一次系统参数测量并总结如图24所示。根据实验结果可知，由于本设计中耦合机构的对称回转体结构，旋转偏移几乎不会对系统运行模态以及相关性能参数产生影响。
图24 旋转偏移时系统效率和电压参数
Fig.24 System efficiency and voltage parameter during rotational misalignment
在系统轴向偏移距离为0 mm且旋转偏移为0°时，每隔1 mm径向偏移进行一次系统参数测量并总结如图25所示。根据实验结果可知，径向偏移对系统运行模态以及相关性能参数产生的影响很小。
图25 径向偏移时系统效率和电压参数
Fig.25 System efficiency and voltage parameter during rotational misalignment
综上所述，本文所设计的基于反向串联耦合线圈的水下航行器抗偏移无线充电系统具有良好的轴向、旋转、径向抗偏移能力，具备实用价值和工程价值。
4.7 与相关研究研究成果进行对比
本文与相关研究成果进行对比，见表3。与其他研究成果相比，本文所设计的基于反向串联耦合线圈的水下航行器抗偏移无线电能传输系统具有±132 mm轴向抗偏移能力和360°的旋转抗偏移能力。在整个轴向偏移范围内，系统等效互感波动仅为10.2%，整流输出电压波动仅为9.7%，抗偏移能力在现有研究成果中表现突出。直流传输效率高达95.1%。双环竞争控制环路稳定高效，在轴向偏移范围内，系统内部经历了六种运行模态的切换，但外部仍能保持25.2 V/5 A的恒流恒压输出状态。结合表3所示的横向对比可见，本文在实现较大偏移距离的同时实现了高效的无线电能传输，抗偏移能力在现有研究成果中表现突出。
表3 本文与现有研究成果对比
Tab.3 Comparison of this work with existing research
文献[25] 文献[26] 文献[27] 文献[28] 文献[31] 文献[32] 文献[33] 文献[35] 本文实验环境 3.5%盐水 海水 海水 空气 空气 盐水 海水 空气 3.5%盐水反向串联接收线圈耦合机构线圈最大尺寸/mm 223 144 — 210 368 60 200 940 232功率等级/W 3 000 700 1 200 900 700 500 600 3 036 126工作频率/kHz 85 85 85 50 200 85 50 85 50直流传输效率(%) 91.9 90.9 90.0 88.3 92.7 88 95.1 93.0 95.1轴向偏移/mm ±20 ±25 ±30 ±30 8 ±35 ±30 ±100 ±132旋转偏移/(°) ±10 ±10 ±30 ±20 360 ±120 ±10 360 360耦合机构 弧面线圈耦合机构H 型螺线管线圈双层DQ发射线圈耦合机构交叉耦合线圈组立体正交解耦线圈U 形双极发射线圈与弧形接收线圈轻量化接收线圈耦合机构离散螺线管耦合机构
5 结论
本文针对自主水下航行器（AUV）无线充电过程中原副边线圈易发生偏移的问题，基于感应电能传输技术，设计了一种基于反向串联同轴螺线管线圈的新型耦合机构，并结合LCC/S/S混合补偿网络，实现了接收线圈之间的绝对解耦以及发射与接收线圈之间的相对解耦，显著提升了系统的轴向和旋转抗偏移能力。为匹配锂电池的充电特性，采用基于电压电流双环竞争控制策略的同步Buck变换器进行闭环控制，实现了系统恒流恒压输出。最后，通过搭建耦合机构和硬件电路组成的实验平台，验证了所设计系统的抗偏移能力，结果表明该系统能够有效解决AUV无线充电过程中耦合机构的轴向和旋转偏移问题。本文的主要研究结论如下：
1）本文采用的LCC/S/S混合补偿网络在谐振状态下具有负载无关的恒压输出特性，结合双路并联二极管全桥整流电路的输出电压钳位特性，使系统电路拓扑随轴向偏移距离变化具备六种运行模态。尽管不同模态下系统的能量传输通道可能不同，但整流输出电压仅取决于耦合机构间的等效互感。
2）本文提出的基于反向串联同轴螺线管线圈的新型耦合机构具备 360°旋转抗偏移能力和径向抗偏移能力，且经过优化设计后，其轴向抗偏移能力达到±132 mm（耦合机构整体尺寸的75%），相较采用单螺线管接收线圈的对照组（抗偏移范围约±57 mm），提升约2.3倍。在整个轴向偏移范围内，系统等效互感波动仅为10.2%，整流输出电压波动仅为9.7%。
3）本文设计的控制环路稳定高效，在轴向偏移范围内，系统内部经历了六种运行模态的切换，但外部仍能保持25.2 V/5 A的恒流恒压输出状态。当系统工作在模态3（即两个接收线圈电流相等）时，直流传输效率最高可达95.1%，整体效率为90.3%，性能表现优异。
本文所设计的系统在抗偏移能力和效率方面均表现出显著优势，为解决AUV无线充电中的偏移问题提供了有效的技术方案，具有较高的工程应用价值。
[1]李加林, 沈满洪, 马仁锋, 等. 海洋生态文明建设背景下的海洋资源经济与海洋战略[J]. 自然资源学报, 2022, 37(4): 829-849.Li Jialin, Shen Manhong, Ma Renfeng, et al. Marine resource economy and strategy under the background of marine ecological civilization construction[J].Journal of Natural Resources, 2022, 37(4): 829-849.
[2]邓仁为, 苏玉刚, 胡宏晟, 等. 基于共面中继线圈的水下无线电能与信息并行传输系统[J]. 电工技术学报, 2025, 40(12): 3759-3769, 3786.Deng Renwei, Su Yugang, Hu Hongsheng, et al.Underwater simultaneous wireless power and information transfer system with coplanar double-coil coupler[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2025, 40(12): 3759-3769, 3786.
[3]McMahon J, Plaku E. Autonomous data collection with timed communication constraints for unmanned underwater vehicles[J]. IEEE Robotics and Automation Letters, 2021, 6(2): 1832-1839.
[4]陈国东. 水下电缆巡检机器人无线充电关键技术研究[D]. 重庆: 重庆大学, 2019.Chen Guodong. Research on key technologies of wireless charging for underwater cable inspection robot[D]. Chongqing: Chongqing University, 2019.
[5]刘旭, 钟敬, 荣灿灿, 等. 考虑水下跨接电容效应的水下磁耦合谐振式无线电能传输系统多参数辨识方法[J]. 电工技术学报, 2026, 41(2): 374-388.Liu Xu, Zhong Jing, Rong Cancan, et al. Multiple parameters identification method with considering the span capacitor effect in the underwater magnetic coupled resonant wireless power transfer system[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2026,41(2): 374-388.
[6]闫争超, 胡谦宇, 赵晨旭, 等. 水下航行器感应式无线电能传输技术研究综述[J]. 中国电机工程学报,2023, 43(24): 9668-9682.Yan Zhengchao, Hu Qianyu, Zhao Chenxu, et al.Review on inductive wireless power transfer technology for underwater vehicles[J]. Proceedings of the CSEE, 2023, 43(24): 9668-9682.
[7]丰利军, 朱春波, 张剑韬, 等. 水下无人航行器水下无线充电关键技术研究[J]. 舰船科学技术, 2020,42(12): 159-162.Feng Lijun, Zhu Chunbo, Zhang Jiantao, et al.Research on key technology based on wireless charging technology for unmanned underwate vehicle[J]. Ship Science and Technology, 2020,42(12): 159-162.
[8]王思睿, 丘东元, 张波, 等. 宇称-时间对称磁耦合无线电能传输技术研究进展[J]. 电工技术学报,2025, 40(12): 3787-3802.Wang Sirui, Qiu Dongyuan, Zhang Bo, et al. A review of parity-time symmetric magnetic coupling wireless power transfer technology[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2025, 40(12): 3787-3802.
[9]左月, 孙跃, 陈丰伟, 等. 基于频率控制的双边LCL 型无线电能传输系统抗偏移方法[J]. 电工技术学报, 2026, 41(10): 3245-3259.Zuo Yue, Sun Yue, Chen Fengwei, et al. An antimisalignment method for double-sided LCLcompensated wireless power transfer system with frequency regulation[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2026, 41(10): 3245-3259.
[10]张保坤, 邓钧君, 林倪, 等. 基于移相控制与模式切换的双向无线电能传输系统效率优化方法[J]. 电力系统自动化, 2025, 49(16): 187-196.Zhang Baokun, Deng Junjun, Lin Ni, et al. Efficiency optimization method for bidirectional wireless power transfer system based on phase-shift control and mode switching[J]. Automation of Electric Power Systems,2025, 49(16): 187-196.
[11]刘天宇. 水下感应式无线电能传输系统及其控制策略研究[D]. 哈尔滨: 哈尔滨工程大学, 2024.Liu Tianyu. Research on Underwater Induction wireless power transmission System and Its Control Strategy[D]. Harbin: Harbin Engineering University,2024.
[12]王得安, 张剑韬, 朱春波, 等. 海洋环境对水下无线电能传输系统的影响机理研究进展[J]. 电工技术学报, 2025, 40(3): 653-675.Wang Dean, Zhang Jiantao, Zhu Chunbo, et al.Review of progress in the study of marine environment effects on underwater wireless power transfer systems[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2025, 40(3): 653-675.
[13]Zhu Zhenghao, Yuan Huan, Liang Cang, et al.Maximum efficiency tracking of a wireless power transfer system with 3-D coupling capability using a planar transmitter coil configuration[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2024, 39(8): 10594-10604.
[14]Zhang Renjie, Yuan Huan, Rong Mingzhe, et al.Self-tuning WPT system with constant voltage output under resonance frequency shift[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2024, 39(1): 1713-1722.
[15]Liang Cang, Wang Xiaohua, Zhang Renjie, et al. An anti-offset CPT system with multiple pickups for mobile desktop application[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2024, 39(3): 3826-3841.
[16]Wu Yue, Yuan Huan, Zhang Renjie, et al. Lowfrequency wireless power transfer via rotating permanent magnets[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2022, 69(10): 10656-10665.
[17]Zhao Lei, Thrimawithana D J, Madawala U K. Hybrid bidirectional wireless EV charging system tolerant to pad misalignment[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2017, 64(9): 7079-7086.
[18]Qu Xiaohui, Yao Yunchang, Wang Dule, et al. A family of hybrid IPT topologies with near loadindependent output and high tolerance to pad misalignment[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2020, 35(7): 6867-6877.
[19]王懿杰, 陆凯兴, 姚友素, 等. 具有强抗偏移性能的电动汽车用无线电能传输系统[J]. 中国电机工程学报, 2019, 39(13): 3907-3916.Wang Yijie, Lu Kaixing, Yao Yousu, et al. An electric vehicle (EV)-oriented wireless power transfer system featuring high misalignment tolerance[J]. Proceedings of the CSEE, 2019, 39(13): 3907-3916.
[20]Chen Yang, Mai Ruikun, Zhang Youyuan, et al.Improving misalignment tolerance for IPT system using a third-coil[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(4): 3009-3013.
[21]彭云尔, 张滨山, 杨斌, 等. 基于双螺旋正交线圈的强抗偏移IPT 系统[J]. 中国电机工程学报, 2022,42(20): 7352-7362.Peng Yuner, Zhang Binshan, Yang Bin, et al. A high misalignment tolerant inductive power transfer system based on double-solenoid quadrature pad[J].Proceedings of the CSEE, 2022, 42(20): 7352-7362.
[22]陈阳, 杨斌, 彭云尔, 等. 感应式无线电能传输系统抗偏移技术研究综述[J]. 中国电机工程学报,2023, 43(14): 5537-5557.Chen Yang, Yang Bin, Peng Yuner, et al. Review of anti-misalignment technology in inductive wireless power transfer system[J]. Proceedings of the CSEE,2023, 43(14): 5537-5557.
[23]Zhang Zhen, Shen Shen, Liang Zhenyan, et al.Dynamic-balancing robust current control for wireless drone-in-flight charging[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2022, 37(3): 3626-3635.
[24]Zeng Yingqin, Rong Cancan, Lu Conghui, et al.Misalignment insensitive wireless power transfer system using a hybrid transmitter for autonomous underwater vehicles[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2022, 58(1): 1298-1306.
[25]Wang De’an, Cui Shumei, Zhang Jiantao, et al. A novel arc-shaped lightweight magnetic coupler for AUV wireless power transfer[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2022, 58(1): 1315-1329.
[26]Qiao Kangheng, Sun Pan, Rong Enguo, et al. Antimisalignment and lightweight magnetic coupler with H-shaped receiver structure for AUV wireless power transfer[J]. IET Power Electronics, 2022, 15(16):1843-1857.
[27]Wu Shuai, Cai Chunwei, Wang Aobo, et al. Design and implementation of a uniform power and stable efficiency wireless charging system for autonomous underwater vehicles[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2023, 70(6): 5674-5684.
[28]Cai Chunwei, Cui Qinyuan, Meng Xiangyao, et al.Design of a misalignment-tolerant wireless charging system based on multidimensional cross-coupling for autonomous underwater vehicles[J]. Journal of Power Electronics, 2022, 22(12): 2147-2157.
[29]Wu Shuai, Cai Chunwei, Chai Wenping, et al.Uniform power IPT system with quadruple-coil transmitter and crossed dipole receiver for autonomous underwater vehicles[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2022, 58(1): 1289-1297.
[30]Yan Zhengchao, Song Baowei, Zhang Yiming, et al.A rotation-free wireless power transfer system with stable output power and efficiency for autonomous underwater vehicles[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(5): 4005-4008.
[31]Yan Zhengchao, Wu Min, Zhao Chenxu, et al.Free-rotation wireless power transfer system based on composite anti-misalignment method for AUVs[J].IEEE Transactions on Power Electronics, 2023, 38(4):4262-4266.
[32]Chen Zhixin, Zhang Xian, Xu Fei, et al. Wide rotation-misalignment-tolerance design of magnetic coupled structure for AUVs wireless charging system[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2024, 71(11): 14086-14096.
[33]Cai Chunwei, Wu Shuai, Zhang Zhipeng, et al.Development of a fit-to-surface and lightweight magnetic coupler for autonomous underwater vehicle wireless charging systems[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(9): 9927-9940.
[34]Wang De’an, Chen Fuze, Zhang Jiantao, et al. A novel pendulum-type magnetic coupler with high misalignment tolerance for AUV underwater wireless power transfer systems[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2023, 38(12): 14861-14871.
[35]Wang De’an, Gao Zhan, Chen Fuze, et al. Wide antimisalignment tolerance WPT system with uniform magnetic field coupler for autonomous underwater vehicles[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2025, 13(4): 4045-4059.
[36]王忠达. 自主水下航行器磁耦合式无线充电系统设计[D]. 大连: 大连理工大学, 2022.Wang Zhongda. Design of inductively coupled wireless charging system for autonomous underwater vehicle[D]. Dalian: Dalian University of Technology,2022.
[37]王兆安, 刘进军. 电力电子技术[M]. 5 版. 北京: 机械工业出版社, 2009.
[38]Huang Zhicong, Wang Guoyu, Yu Jidong, et al. A novel clamp coil assisted IPT battery charger with inherent CC-to-CV transition capability[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(8):8607-8611.