图1 MEA典型供电架构（以270 V直流母线为例）
Fig.1 Typical MEA power supply architecture (taking a 270 V DC bus as an example)
摘要 针对脉冲负载供电系统在复杂动态工况下易产生宽频带传导电磁干扰（EMI）的问题，该文围绕脉冲负载供电系统传导EMI形成机理及电磁安全特性开展研究。首先，以移相全桥变换器为研究对象建立脉冲负载供电系统差模传导干扰分析模型，分析脉冲负载动态特性对输入侧传导EMI频谱的影响机理；其次，基于多时间尺度分析方法，研究脉冲负载低频动态特性与变换器高频开关谐波之间的耦合作用，实验结果表明，脉冲负载会对输入电流高频开关谐波产生调制作用；最后，分析脉冲负载工况下输入电流振荡、电磁环境风险以及极端脉冲条件下的电磁安全裕度问题。研究结果表明，脉冲负载动态变化会导致输入侧EMI频谱复杂程度增加，并进一步提高供电系统局部谐振及动态失稳风险。
关键词：脉冲负载 传导电磁干扰 差模干扰 移相全桥变换器 电磁安全
随着能源及高端装备技术的快速进步，舰船综合电力系统、航空航天电源等关键设施不断向高功率密度、高频化方向发展，系统内部供电设备呈现高电子化特征，负载也呈现出强脉冲、周期性的脉冲功率特性[1]。然而电力电子供电设备在提高系统功率转换效率与动态响应能力的同时，其内部功率开关器件的高频开关动作以及寄生参数耦合会产生电流畸变和谐波，从而给供电系统带来更严峻的电磁干扰问题[2-3]。同时脉冲负载在短时间内呈现功率突变特性，其负载电流在供电回路中易产生宽频带谐波分量，进一步增强了开关器件、储能单元及线路寄生参数之间的耦合作用，从而引起传导电磁干扰（Electromagnetic Iterfernnce, EMI），不仅会降低电源系统运行稳定性，还会通过供电系统传播耦合至敏感设备，导致控制误动作、通信异常，给供电系统的安全可靠运行带来潜在威胁[4]。因此，针对脉冲负载供电系统的传导电磁干扰现象，研究脉冲负载于供电系统的交互机理是亟待解决的问题。
针对开关电源传导电磁干扰问题，国内外学者已开展了较为系统的研究。在机理分析方面，文献[5]针对移相全桥变换器，建立等效共模和差模噪声模型，并给出相对应的频谱特性，分析不同输入电压和负载情况下的噪声情况，从而避免电磁干扰滤波器设计过程中重复测量和计算。文献[6]基于同步Buck变换器的等效模型，建立对应的分析模型，从而准确预测开关波形频谱边界。文献[7]基于临界导通模式下的单相全桥逆变器，通过对逆变器、输出滤波器和线路阻抗稳定网络（Line Impedance Stabilization Network, LISN）进行精确建模，实现对150 kHz～10 MHz的差模噪声精确的预测。文献[8]提出一种考虑共模扼流线圈差模分量高频特性的高频模型，该模型在150 kHz～30 MHz的范围内有良好的拟合精度。文献[9]通过在被测网络和LISN之间插入无源二端口网络，在不增加实验设备的前提下，提出一种噪声源阻抗提取方法，所提方法能够在9 kHz～30 MHz精确提取全频段噪声源阻抗幅值。文献[10]通过引入噪声源阻抗幅值和相位对噪声衰减量误差的敏感度，分析噪声衰减量对噪声源阻抗提取精度的影响规律，并提出了一种提高噪声源阻抗提取精度的插入损耗法的优化方法。文献[11]通过建立考虑EMI噪声源影响的源阻抗提取模型，提出一种可以消除EMI噪声源影响的源阻抗提取方法，在不需要获取电机驱动系统EMI噪声的情况下提取电机驱动系统的噪声源阻抗。文献[12]提出一种测量工作条件下计算机中开关电源噪声阻抗的方法，无需放大器和衰减器，仅通过增加线匝数就可以提高精度。文献[13]基于临界导通模式下的Boost功率因数校正（Power Factor Correction, PFC）变换器，提出一种准峰值噪声检测数学模型预测EMI噪声，可预测最坏差模噪声并协助EMI滤波器设计。在EMI抑制方法方面，文献[14]针对同步Buck DC-DC变换器，提出一种有源与无源滤波相结合的混合EMI滤波器的设计方法，实现宽频段传导EMI的有效抑制，平均噪声抑制约35 dB。文献[15]提出一种结合有源Y电容的混合EMI滤波器，并以同步Buck DC-DC变换器为例进行验证，在150 kHz～30 MHz范围内噪声降低了10～30 dB，相比于无源滤波器体积减小了76%。文献[16]基于5 kW SiC电机驱动平台提出一种四分频扩频调制与无源滤波器相结合的EMI噪声协同抑制方法，结合扩频范围与开关频率优化EMI滤波器设计。文献[17]针对电机驱动系统中逆变器开关器件产生的电磁干扰，设计一种电压检测电流补偿型有源EMI滤波器，采用交流侧共模阻抗拟合代替传统电流互感器，实现了滤波器的小型化。文献[18]针对双有源桥变换器磁性元件过多使变换器功率密度降低的问题，提出一种对称平面变压器磁集成方法，利用绕组电势分布和绕组布局降低了一次、二次绕组间的位移电流，进而抑制系统共模传导噪声。尽管上述研究在开关电源传导EMI高频建模、噪声源阻抗提取及频谱分析等方面取得了较多成果，但相关研究大多基于稳态或恒功率工况展开，对于负载动态变化引起的输入侧EMI特性演化规律的关注相对较少。随着脉冲负载供电系统在航空航天等领域的广泛应用，其动态工况下传导EMI的形成机理及电磁安全问题亟待进一步的研究。
脉冲负载具有瞬时启停及大功率快速跃变特性，其动态电流不仅会导致供电系统输出电压波动，还会通过输入电流将低频动态特性耦合至前级变换器，调制高频开关谐波，导致输入侧传导EMI频谱产生展宽及调制边带等现象，容易致使供电系统输入侧传导EMI的水平升高[19]。近年来，针对脉冲负载供电系统，国内外学者主要围绕供电系统动态性能提升[20]、储能补偿[21]及功率平滑控制[22]等方面开展研究，通过优化控制策略及储能配置提高供电系统对脉冲负载的动态响应能力[23-25]。然而，上述研究主要关注供电系统动态性能和负载电流跟踪能力，对于脉冲负载动态工况下输入侧传导EMI的形成机理及其电磁安全影响关注相对较少。因此，有必要进一步研究脉冲负载供电系统传导EMI的形成机理及其电磁安全特性，为供电系统EMI分析与电磁安全评估提供理论依据。
除对传导EMI形成机理进行分析外，复杂工程应用还需要结合测量方法、标准限值及电磁环境适配要求开展综合电磁安全评估。近年来，关于传导EMI的研究进一步拓展至低频传导测量、黑箱谐波阻抗预测及系统级电磁兼容（Electromagnetic Compatibility, EMC）建模，为复杂工况下传导EMI的定量分析提供了新的技术途径[1, 26-28]。在工程评估方面，传导发射测试通常遵循CISPR 16-2-1规定的测量方法，工业场景发射要求可参考IEC 61000-6-4等标准；针对更广义的电磁环境与电磁安全评估，可结合EMC标准应用指南，以及GB 8702—2014、HJ 1349—2024和IEC/IEEE 63184: 2025等电磁环境限值、调查评估及电磁场暴露评价标准（导则），开展不同层级的电磁安全评估[29-32]。
现有研究多以稳态或恒功率负载为分析对象，假设系统工作点相对稳定，干扰频谱分布较为确定。对于脉冲负载供电系统，其瞬时功率突变性与高di/dt特性进一步增强了传导干扰复杂性，使传统开关电源EMI研究成果在动态工况下的适用性受到一定限制。因此，本文针对脉冲负载EMI形成机理，研究不同工况下频谱变化规律，评估其对供电系统电磁安全的影响。与现有研究主要关注稳态工况下传导EMI建模、预测及抑制不同，本文重点分析脉冲负载低频动态特性与变换器高频开关谐波之间的耦合作用，揭示不同脉冲参数对传导EMI频谱分布及电磁安全特性的影响规律，为脉冲负载供电系统EMI的机理分析、风险评估及抑制方法设计提供理论依据。
本文以航空航天脉冲负载功率系统供电架构为例，围绕其脉冲负载供电系统结构、动态运行特性及传导电磁干扰形成机理展开研究，并在此基础上分析不同工况下干扰频谱变化规律及其对系统电磁安全的影响。
多电飞机（More Electric Aircraft, MEA）270 V供电系统如图1所示。系统以机载发电机作为主电源，经AC-DC变换后接入270 V直流母线，并由母线向各类机载负载供电。图1中，vo、io为脉冲负载供电电源输出端的输出电压和输出电流。相比传统飞机采用液压、气动等形式，MEA提高了电能在机载系统中的占比，实现了能源供应与负载驱动的高度电力电子化，电力电子装置为能量转换与分配的核心环节。
图1 MEA典型供电架构（以270 V直流母线为例）
Fig.1 Typical MEA power supply architecture (taking a 270 V DC bus as an example)
在MEA典型供电架构中，供电系统供电电压通常为270 V，脉冲负载通过独立功率变换单元接入270 V直流母线。为满足电压范围与电气隔离要求，前级变换器常采用隔离型变换器，如移相全桥（Phase-Shifted Full Bridge, PSFB）变换器、双管正激变换器等。本文选取移相全桥变换器作为脉冲负载供电电源的典型研究对象[21]。
以波形为理想矩形波的航空航天领域脉冲负载电流为例，脉冲负载的工作波形主要由脉冲负载功率Po、脉冲负载电流ip以及脉冲负载端口电压vo组成，如图2所示。图中，Dp为脉冲负载电流占空比，Tp为一个脉冲周期。为保证供电系统直流母线稳定运行，脉冲负载通常工作于恒压供电模式，但脉冲负载电流在峰值电流ip_max与常值电流ip_min中随机变化，因此脉冲负载功率也呈现脉冲特性，通过功率变换器及供电线路向系统内部传递扰动，对供电系统稳定运行及传导电磁干扰特性产生影响。
图2 脉冲负载的工作波形
Fig.2 Pulse load operating waveforms
脉冲负载电流ip可进一步分解为交流分量ip_a与直流分量Ip_d，脉冲负载电流分解示意图如图3所示。其直流分量Ip_d等价于脉冲负载电流在一个脉冲周期Tp内的积分，即
（1）
式中，Ip为脉冲负载电流幅值。
图3 脉冲负载电流分解示意图
Fig.3 Pulse load current decomposition diagram
交流分量ip_a(t)的表达式为
（2）
式中，fp为脉冲负载频率，fp=1/Tp；n为脉冲负载频率谐波次数。
由式（2）可知，脉冲负载电流可看作由脉冲频率fp及其整数倍频谐波叠加构成，其谐波幅值与脉冲峰值电流ip_max、占空比Dp以及谐波阶数n密切相关。不同脉冲参数对频谱分布特性的影响如图4所示。
图4 脉冲负载参数对谐波频谱分布的影响
Fig.4 Influence of PPL parameters on harmonic spectrum distribution
由图4a可知，随着占空比变化，谐波频谱包络发生明显改变。当占空比较小时，脉冲电流边沿更加陡峭，高频谐波含量相对增加；随着占空比增大，部分频点谐波幅值逐渐减小，并在特定谐波次数处出现明显谱线衰减，即占空比不仅影响脉冲负载时域波形特征，同时会改变系统传导干扰能量在频域中的分布规律。由图4b可知，随着峰值电流增加，各频点谐波幅值整体增大，但频谱分布形态基本保持不变，即峰值电流主要影响谐波能量大小，而不会改变谐波频率分布位置。因此，在高功率脉冲工况下，供电系统将承受更强的高频扰动，更易导致传导电磁干扰超标。由图4c可知，随着脉冲频率提高，谱线间隔逐渐增大，即由于高频区域内寄生参数耦合作用更加明显，脉冲频率升高将进一步增强高频传导干扰传播能力，并提高系统电磁兼容设计难度。
综上可知，脉冲负载电流中包含宽频带谐波分量，不同脉冲参数会显著影响频谱分布特性。其中，占空比主要决定谐波包络特征，峰值电流决定谐波幅值大小，而脉冲频率则决定频谱分布位置。这些高频谐波经功率变换器及供电线路传播后，将进一步形成复杂传导电磁干扰，为后续传导电磁干扰机理分析提供了理论基础。
PSFB变换器拓扑及传导EMI路径如图5所示，PSFB由原边全桥逆变电路（功率开关Q1～Q4）、谐振电感Lr、变压器Tr、二次侧桥式整流电路（二极管VD1～VD4）、滤波电感Lf、滤波电容Cf和负载电阻RL组成。线路阻抗稳定网络（LISN）位于Vin和变换器之间，L1、C1、C2为LISN的等效元件参数，LISN的结构和参数在标准CISPR 16中有明确规定[25]。Vin为变换器输入电压，Cp1～Cp4为变换器功率器件及导体对地的寄生耦合电容，Cin为变换器的输入直流母线电容，icm和idm分别为PSFB变换器的共模噪声电流和差模噪声电流。本文主要关注变换器自身产生的传导噪声及其传播机理，而非电网侧阻抗变化对测试结果的影响，因此忽略与电网直接连接部分的等效阻抗，仅保留LISN的主要隔离与测量网络进行分析[33]。
图5 移相全桥变换器拓扑及传导EMI路径
Fig.5 PSFB converter topology and conducted EMI path
本文研究的脉冲负载系统工作于恒压控制模式，即输出端电压保持相对稳定，负载功率变化主要表现为脉冲电流的周期性波动，从而导致变换器输入侧电流脉动，并通过输入电源线向直流母线传播。对于移相全桥变换器而言，其功率传输过程由桥臂开关状态控制，通过输入电流或等效功率信号实现动态调节。而差模（Differential Mode, DM）干扰主要沿输入正负电源线传播，因此，可将变换器输入电流等效为差模噪声源，并利用叠加定理与戴维南等效定理，构建差模等效简化模型如图6所示。
图6 移相全桥变换器差模干扰简化模型
Fig.6 Simplified model of DM interference of PSFB
2.1.1 噪声源模型
移相全桥变换器的关键波形如图7所示。为便于建立输入电流谐波解析模型，假设变换器效率为100%，并将图7中的输入电流Iin在一个开关周期内等效为一个占空比为Dy、幅值为Imax的矩形波电流
，其展开为傅里叶级数，k次谐波幅值Iin,k [4]为
式中，Ts为开关周期；fs为开关频率，fs=1/Ts；ws为开关角频率，ws=2pfs；nt为变压器匝比；Vin和Vo分别为输入电压和输出电压；
为输出电流；
和
分别为移相角和占空比损失角。
图7 移相全桥变换器的关键波形
Fig.7 Key waveforms of PSFB
图7中，vA为桥臂A中点电压；vB为桥臂B中点电压；vAB为桥臂A与桥臂B之间的桥臂电压，即变压器一次电压；iLr为谐振电感电流，由于谐振电感与变压器一次侧串联，因此也为变压器一次电流；vLr为谐振电感电压。
由式（3）可知，输入电流谐波不仅与开关频率、谐波次数k以及移相角有关，同时还受到漏感、输出滤波参数以及占空比损失角y等因素的影响。因此，移相全桥变换器输入电流中包含丰富的高频开关谐波分量。
式（3）基于稳态输出电流Io分析，脉冲负载电流ip随脉冲周期动态变化，通常脉冲周期fp远远小于开关频率fs，两者之间存在不同的时间尺度，因此引入快时间尺度变量t和慢时间尺度变量T。
（4）
其中
（5）
t用于描述移相全桥变换器在开关周期内的高频变化，T用于描述脉冲负载电流在脉冲周期内的低频变化。输入电流可表示为同时依赖快、慢两个时间尺度的函数，即
（6）
在单个开关周期内，由于脉冲负载电流变化缓慢，可将其视为准稳态量。因此，可在快时间尺度变量t上对输入电流进行傅里叶展开，即
（7）
式中，k为开关频率谐波次数；Iin,k(T)为第k次开关谐波的复数形式的谐波幅值。与稳态负载不同，Iin,k(T)随时间T变化，即高频开关谐波受脉冲负载电流的低频调制。
由式（3）可知，第k次开关谐波幅值可表示为输出电流的函数，即
（8）
式中，Fk(×)为输出电流到输入电流第k次开关谐波幅值的非线性映射函数；Io(T)为慢时间尺度T下的输出电流。
对于脉冲负载供电系统，输出电流即为脉冲负载电流，因此有
（9）
又因矩形脉冲负载电流可分解为直流分量和交流分量，故
（10）
在平均工作点Ip,d附近对式（8）进行一阶线性化可得
（11）
令
（12）
则有
（13）
将式（2）和式（13）代入式（10）可得
（14）
根据欧拉公式，可进一步得
由上述推导可知，在快时间尺度内，输入电流主要表现为开关频率fs及其倍频处的高频谐波；在慢时间尺度内，脉冲负载交流分量则对这些高频开关谐波产生动态调制作用，使输入电流频谱中进一步出现kfs±nfp形式的边带分量。其中，脉冲峰值电流ip_max决定边带幅值大小，脉冲占空比Dp影响频谱包络特性，而脉冲频率fp决定边带间隔与频谱扩展范围。脉冲负载参数与变换器开关参数共同决定了输入侧差模传导干扰的频谱分布特性，导致脉冲负载供电系统传导电磁干扰复杂化。
2.1.2 LISN模型
LISN的模型如图6中LISN简化模型所示，其增益与阻抗分别为
（16）
（17）
其中
（18）
（19）
式中，s=2pf。
因此差模干扰噪声电压
为
（20）
式中，uLISN为LISN测量端口的差模噪声电压；ZLISN和ZCin分别为LISN和输入电容的等效阻抗。
由于脉冲负载频率与变换器开关频率存在时间尺度差异，因此基于稳态等效输出电流对输入侧差模干扰特性进行分析，差模干扰噪声频谱如图8所示。由图8可知，随着输出电流Io增大，输入侧差模干扰噪声整体呈现增大趋势，即脉冲峰值电流决定边带幅值大小。
图8 差模干扰噪声频谱
Fig.8 DM interference noise spectrum
上述理论分析基于稳态负载工况建立，揭示了不同负载功率条件下输入侧差模传导EMI频谱的变化规律。对于脉冲负载工况，在慢时间尺度下可近似视为不同瞬时、稳态功率之间的周期性切换，因此，不同稳态负载功率下得到的理论分析结果可用于表征脉冲峰值功率变化对输入侧差模传导EMI频谱的影响趋势，为后续脉冲工况EMI分析提供了理论基础。
搭建移相全桥实验平台进行验证，如图9所示。相关EMI测试在电磁兼容实验室完成，本文未对LISN、噪声接收机及屏蔽测试环境等具体设备布局进行详细展示，但测试过程与测试条件均满足相关传导EMI测试规范要求。表1为所采用移相全桥变换器的规格参数。本文测试的传导EMI频谱并非针对单次功率跃变瞬间获取的暂态频谱，而是在脉冲负载持续周期性运行并进入稳定工作状态后，采用EMI接收机对输入端传导噪声进行频谱扫描获得。由于脉冲负载按照设定频率重复进行功率跃变，因此测试得到的频谱反映的是周期稳态运行条件下的传导EMI频谱，其本质对应于输入电流时域信号在多个脉冲周期上的频谱特性。
图9 移相全桥实验平台
Fig.9 Phase-shifting full-bridge experimental platform
表1 移相全桥变换器参数规格
Tab.1 PSFB converter parameters and specifications
参 数数值参 数数 值 输入电压Vin/ V270～450输出电压Vo/ V28 峰值功率Pmax/ kW1开关频率fs/ kHz100 变压器匝比nt1/8谐振电感Lr/mH4.7 输出电容Cf/ mF2输出电感Lf/mH30
脉冲负载工况下，输入侧传导EMI不仅表现为高频噪声问题，同时还会进一步影响供电系统输入电流稳定性。由于脉冲负载具有周期性功率冲击特性，其输入电流中同时包含低频脉冲谐波与高频开关谐波成分。当脉冲负载功率快速变化时，输入侧电流会产生明显波动，并通过输入滤波器、母线寄生参数以及线路阻抗耦合至供电系统，从而导致输入电流振荡现象进一步增强。
脉冲负载参数对供电系统稳定性的影响如图10所示。当脉冲频率提高或脉冲占空比增大时，输入侧电流动态变化更加剧烈，导致输入电流频谱中低频调制分量进一步增强，使输入电流更容易出现低频振荡与高频波动叠加。此外，在脉冲功率快速跃变过程中，由于输入电流瞬态变化率较高，输入滤波器与母线寄生参数之间容易形成局部谐振，从而进一步放大输入电流振荡。特别是在高频段，当输入电流高频谐波与输入滤波器谐振频率接近时，输入侧电流纹波会进一步增加，严重情况下甚至可能导致系统出现输入电流失稳、滤波器过电流以及控制环路动态性能下降等问题。
图10 脉冲负载参数对供电系统稳定性的影响
Fig.10 The impact of PPL parameters on the stability of the power supply system
因此，在脉冲负载供电系统设计过程中，需要综合考虑输入滤波器参数、系统阻抗匹配以及输入电流动态特性之间的耦合作用，以降低脉冲负载对供电系统稳定性的影响。
结合3.2节输入电流时域分析可知，脉冲负载动态过程将导致输入电流峰值及高频纹波发生周期性变化。由于输入电流是输入侧差模传导EMI的主要噪声源，其时域动态变化将通过傅里叶变换映射至频域，从而影响输入侧EMI频谱分布。因此，为进一步分析脉冲负载功率变化对输入侧传导电磁干扰的影响，本文分别对300 W、400 W、550 W及800 W恒定功率负载工况与300 W跃变至500 W以及300 W跃变至800 W两种动态脉冲工况下的EMI频谱进行了测试，如图11所示。
图11 不同脉冲负载功率工况下传导EMI频谱（fp=100 Hz, Dp=0.1）
Fig.11 Conducted EMI spectra under different pulsed load power conditions ( fp=100 Hz, Dp=0.1)
由图11可知，由于脉冲负载功率增加后，输出侧负载电流增大，进而导致移相全桥输入电流谐波幅值增加，输入侧传导噪声整体呈现上升趋势，在开关频率及其倍频附近EMI幅值变化更加明显。与稳态工况相比，脉冲负载工况下EMI频谱波动更加明显，低频段出现额外频谱扩展现象，即脉冲功率快速跃变过程中，输入电流不仅包含稳态开关谐波，同时还叠加了由脉冲动态变化引入的低频调制分量，从而导致输入侧差模干扰进一步增强。尤其在大功率跃变条件下，由于输入电流瞬态变化更加剧烈，导致高频谐波与低频脉冲频率之间的耦合作用更加明显。结合图8理论分析结果可知，随着输出功率增大，输入侧差模传导EMI整体呈现增强趋势，实验结果与理论分析规律一致，说明所建差模传导干扰模型能够较好地反映负载功率变化对输入侧EMI的影响。
在上述稳态模型分析基础上，进一步考虑脉冲负载低频动态对高频开关谐波的调制作用。从时域角度看，输入电流在每个脉冲周期内经历300 W与500 W（或800 W）之间的周期性切换，其高频开关谐波幅值随负载电流同步变化；经过频域变换后，高频开关谐波受到脉冲周期调制，在频域中表现为开关频率及其倍频附近的调制边带，与式（15）推导得到的kfs±nfp边带分布规律一致。
分别对不同脉冲频率与不同脉冲占空比条件下的EMI频谱进行了测试与分析。测试工况主要包括100 Hz、250 Hz、500 Hz以及1 000 Hz四种脉冲频率，同时结合Dp=0.1、0.3与0.5三种脉冲占空比条件，对300 W跃变至500 W以及300 W跃变至800 W两种动态脉冲工况进行了对比测试。其中，不同占空比对应不同脉冲持续时间与间隔时间。
不同脉冲频率下的传导EMI频谱如图12所示。由图12a与图12b可知，在脉冲占空比均为Dp=0.1的条件下，不同脉冲频率对输入侧传导EMI频谱的影响主要集中在低频段。随着频率的增加，离散的频谱波动变为连续的频谱包络，同时随着脉冲功率的增大，EMI噪声幅值进一步被放大，即随着脉冲频率提高，输入侧低频调制作用进一步增强，致使高频开关谐波附近产生更加密集的调制边带。
图12 脉冲负载频率对谐波频谱分布的影响
Fig.12 The influence of PPL frequency on harmonic spectrum distribution
不同脉冲占空比下的传导EMI频谱如图13所示。
图13 脉冲负载占空比对谐波频谱分布的影响
Fig.13 The effect of PPL duty cycle on harmonic spectrum distribution
由图13a、图13b与图13c可知，随着占空比变化，脉冲电流频谱包络随之改变，不同频率处的谐波能量重新分布。因此，输入侧传导干扰不仅表现为开关频率及其倍频附近的固定谐波，而且会受到脉冲负载频谱包络的调制作用，导致低频段EMI波动更加显著。
综上所述，脉冲负载峰值功率、脉冲频率以及脉冲占空比均会对供电系统传导EMI特性产生影响。其中，脉冲峰值功率主要影响输入电流谐波幅值，随着脉冲功率增大，输入侧输入电流及其高频开关谐波幅值随之增加，差模传导干扰整体增强；脉冲频率则主要影响EMI频谱边带间隔及频谱扩展范围，随着脉冲频率提高，输入电流高频开关谐波附近会产生更加密集的调制边带，使低频段EMI频谱逐渐由离散波动演变为连续包络特性；而脉冲占空比则会改变脉冲负载电流时域波形导通时间与关断时间比例，从而影响脉冲电流频谱包络分布，使输入侧EMI频谱波动更加明显，并改变不同频率处干扰能量分布规律。
在航空航天、电磁发射以及高功率脉冲装备等应用场景中，系统内部通常集成大量高密度电力电子设备与敏感控制单元，脉冲负载供电系统在运行过程中会产生大量宽频带传导电磁干扰，输入侧高频EMI易通过传导耦合、寄生参数耦合以及线缆传播等方式形成复杂高频电磁环境，影响系统整体电磁兼容性能。同时，由于脉冲负载工况下输入侧EMI频谱会随脉冲参数变化发生频谱迁移，这种高频动态电磁环境会增加EMI滤波器设计与阻抗匹配分析难度，使系统更容易在特定工况下出现局部EMI超限问题。
脉冲负载工况下的传导EMI特性如图14所示，脉冲负载动态变化会增强低频段传导干扰水平。在10 kHz附近，fp=500 Hz的脉冲负载工况相较于恒功率工况的噪声幅值提高约25.82 dBmV，而在 50 kHz附近二者差值达到23.23 dBmV。在100 kHz以上频段，虽然不同工况下EMI频谱整体变化幅度相对较小，但局部频段频谱包络同样发生迁移，即脉冲负载不仅会改变低频调制分量，同时还会通过调制作用影响输入电流高频开关谐波的频谱分布，使原有频谱在不同频率范围内重新分配。
图14 脉冲负载工况下的传导EMI特性
Fig.14 Conducted EMI characteristics under PPL conditions
因此，对于脉冲负载供电系统而言，仅依靠传统稳态EMI分析方法难以全面评估其高频电磁安全风险。在系统设计过程中，需要综合考虑脉冲动态特性、高频谐波传播路径、滤波器频率响应以及系统阻抗匹配等因素，通过合理优化滤波网络、减小寄生参数耦合并提高系统抗扰能力，从而降低复杂高频电磁环境对系统安全运行的影响。
在极端脉冲工况下，脉冲负载具有更大的功率跃变幅度、更高的脉冲频率以及更大的电流变化率，其输入侧传导电磁干扰水平将进一步提高，给供电系统安全运行带来更严峻挑战。从输入电流动态特性角度分析，极端脉冲工况下输入电流不仅具有更大的高频谐波幅值，同时还会产生更加明显的低频振荡与瞬态波动。当输入滤波器参数设计不合理或系统阻抗匹配不足时，局部频段可能出现谐振放大，从而导致输入电流纹波显著增加。尤其在高频段，当高频谐波与滤波器谐振频率接近时，系统局部EMI峰值可能进一步接近甚至超过标准限值，从而降低系统电磁安全裕度。
脉冲负载对传导EMI的影响主要集中在低频段，因此选取60 kHz以下频段作为电磁安全裕度评估对象。依据MIL-STD-461G标准中CE102项目对270 V直流供电设备的传导发射限值要求，将测试频谱与对应频率处限值之间的最小差值定义为系统EMI安全裕度。同时，统计不同工况下输入电流脉冲幅值变化情况，如图15所示，左侧为系统EMI安全裕度，右侧为输入电流脉冲幅值。由图15可知，随着脉冲工况逐渐恶化，输入电流脉冲幅值由2.08 A增加至11.27 A，而系统EMI安全裕度则由36.54 dBmV下降至15.7 dBmV，降幅超过50%，即随着脉冲负载工况趋于极端工况，低频段EMI包络持续抬升，从而降低系统电磁安全裕度。
图15 不同脉冲工况下EMI安全裕度与输入电流脉冲幅值对比
Fig.15 Comparison of EMI safety margin and input current pulse amplitude under different PPL conditions
因此，在脉冲负载供电系统设计过程中，需要重点关注极端工况下的EMI安全裕度问题。一方面，应合理优化输入滤波器参数与系统阻抗的匹配关系，减小局部谐振风险；另一方面，还需要综合考虑脉冲频率、占空比及功率跃变幅度对输入电流动态特性的影响，通过提高系统抗扰能力与动态稳定性，保证系统在复杂脉冲工况下仍能满足电磁兼容与安全运行要求。
由第2节传导EMI形成机理分析可知，脉冲负载动态特性主要通过调制前级输入电流影响输入侧差模传导干扰。第3节实验结果进一步表明，随着脉冲功率、脉冲频率及占空比的变化，输入侧传导EMI频谱呈现明显的幅值增大及频谱扩展现象。因此，可针对干扰源及传播路径两个方面开展脉冲负载供电系统传导EMI抑制。
从干扰源角度来看，可通过优化供电系统动态供能方式，降低脉冲负载电流对前级输入电流的扰动。例如，可在供电系统中引入脉冲负载补偿回路或功率解耦单元，利用储能电容在脉冲瞬间提供或吸收能量，减弱脉冲负载电流向前级输入侧传递，使输入电流变化更加平缓。功率解耦抑制脉冲负载输入电流波动原理如图16所示[23]，从而削弱脉冲负载低频动态对高频开关谐波的调制作用，降低输入侧差模传导干扰水平。然而，受补偿回路带宽、储能器件容量及控制动态特性的限制，脉冲负载瞬态过程中仍会产生一定的剩余电流波动及电流尖峰，并进一步耦合至输入侧形成传导电磁干扰。因此，仅依靠动态补偿难以完全消除EMI，还需结合输入侧EMI滤波器进行协同优化设计。图16中，io为变换器输出电流，ib为功率解耦变换器输出电流，ip为脉冲负载电流，三者满足io+ib=ip；Cb为储能电容。
图16 功率解耦抑制脉冲负载输入电流波动原理
Fig.16 Schematic diagram of power decoupling to suppress pulse load input current fluctuations
从传播路径角度来看，脉冲负载动态工况下输入侧传导EMI频谱相较于稳态工况呈现更加明显的频谱展宽及调制边带特性。因此，在EMI滤波器设计过程中，应充分考虑脉冲负载动态特性对输入侧EMI频谱分布的影响，避免仅依据稳态工况进行滤波器参数设计。对于大功率跃变、高脉冲频率等典型工况，应适当提高滤波器关键频段的插入损耗设计裕度，使滤波器在复杂动态工况下仍具有良好的传导EMI抑制能力，设计要求如图17所示，Ma为未考虑脉冲负载动态影响时所需的EMI抑制幅值，
表示考虑脉冲负载动态影响后所需的EMI抑制幅值，两者之差为动态工况设计裕度，用于指导输入侧EMI滤波器的设计；fc为滤波器截止频率，fa为主要EMI谐波频率。
图17 脉冲负载动态工况下EMI滤波器设计要求
Fig.17 EMI filter design requirements under pulsed load dynamic conditions
针对脉冲负载供电系统传导电磁干扰问题，围绕脉冲负载动态特性、输入侧传导EMI形成机理以及电磁安全风险开展了研究，并结合理论分析与实验测试，对不同脉冲工况下供电系统EMI频谱变化规律进行了分析与验证，主要结论如下：
1）建立了脉冲负载供电系统传导EMI分析模型。以移相全桥变换器为研究对象，分析了脉冲负载工况下输入侧差模传导干扰形成机理，并基于多时间尺度方法建立了输入电流频谱模型。研究结果表明，脉冲负载电流会对输入电流高频开关谐波产生调制作用，在输入电流频谱中形成调制边带。其中，脉冲峰值电流决定边带幅值大小，脉冲频率决定边带间隔，而脉冲占空比则影响频谱包络分布。
2）分析了不同脉冲工况下输入侧传导EMI频谱变化规律。实验结果表明，随着脉冲功率增大，输入侧差模干扰噪声整体呈现上升趋势；随着脉冲频率提高，低频段EMI频谱逐渐呈现包络特性；随着脉冲占空比变化，输入侧EMI频谱波动更加明显，频域能量分布发生变化。实验结果与前文脉冲负载傅里叶展开及多时间尺度理论分析结果基本一致。
3）评估了脉冲负载供电系统的电磁安全风险。研究结果表明，脉冲负载动态变化会导致输入电流振荡增强，并进一步增加输入侧局部频段谐振风险。在高频段，高频开关谐波与脉冲调制边带共同作用，使系统高频电磁环境复杂程度明显提高；在极端脉冲工况下，输入侧EMI频谱包络进一步抬升，系统电磁安全裕度下降，增加了供电系统动态失稳及局部EMI超限风险。
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Abstract Pulsed power load supply systems operating under dynamic conditions generate more complicated conducted electromagnetic interference (EMI) than conventional steady-state converters because of the interaction between low-frequency pulse dynamics and high-frequency switching harmonics. Existing conducted EMI studies mainly focus on steady-state operating conditions, whereas the EMI formation mechanism and electromagnetic safety characteristics under pulse operating conditions remain insufficiently understood. This paper investigates the conducted EMI mechanism and electromagnetic safety assessment of pulse load power supply systems.
A phase-shifted full-bridge converter was selected as the research object. First, a differential-mode conducted EMI analytical model was established by regarding the converter input current as the differential-mode noise source and incorporating the line impedance stabilization network (LISN) into the equivalent circuit. Subsequently, a multi-time-scale analytical framework was developed to describe the interaction between low-frequency pulse dynamics and high-frequency switching harmonics. The pulse load current was decomposed into DC and AC components, and an input current spectrum model was derived by linearizing the harmonic components around the operating point. The analytical results revealed that the low-frequency pulse current dynamically modulates the converter switching harmonics, producing modulation sidebands distributed at kfs±nfp, where fs and fp denote the switching frequency and pulse frequency, respectively. Based on the proposed model, the influences of pulse peak power, pulse frequency, and pulse duty cycle on the conducted EMI spectrum were analyzed. Finally, an experimental platform was established to validate the theoretical model under different pulse operating conditions.
Experimental results showed that the proposed model accurately explained the evolution of the conducted EMI spectrum under pulse operating conditions. As the pulse peak power increased, the harmonic amplitude of the converter input current increased correspondingly, resulting in a higher differential-mode conducted EMI level. Compared with steady-state operation, pulse operating conditions introduced additional low-frequency modulation components, leading to a more complicated conducted EMI spectrum. Increasing the pulse frequency generated denser modulation sidebands and caused the low-frequency EMI spectrum to evolve from discrete spectral components to a continuous spectral envelope. Variations in pulse duty cycle mainly redistributed the spectral envelope by changing the harmonic energy distribution of the pulse current. The predicted modulation sidebands agreed well with the experimental results. Moreover, the coupling among the input filter, parasitic parameters, and pulse current harmonics enhanced the input current oscillation under high-frequency pulse operating conditions. Compared with steady-state operation, the conducted EMI amplitude around 10 kHz and 50 kHz increased by approximately 25.82 dBmV and 23.23 dBmV, respectively.
The results indicate that pulse load dynamics increase not only the complexity of the conducted EMI spectrum but also the electromagnetic safety risks of the power supply system. The coupling between low-frequency pulse harmonics and high-frequency switching harmonics aggravates local resonance, impedance mismatch, and dynamic instability, particularly under high-power and high-frequency pulse operating conditions. Therefore, pulse dynamic characteristics, converter switching harmonics, system impedance matching, and filter design should be jointly considered in conducted EMI analysis and electromagnetic safety assessment.
The following conclusions can be drawn from the simulation analysis: (1) A multi-time-scale analytical model is established to describe the coupling mechanism between pulse load dynamics and converter switching harmonics. The analytical model reveals that the pulse current dynamically modulates the high-frequency switching harmonics, producing modulation sidebands distributed around the switching frequency and its multiples according to kfs±nfp. (2) Pulse peak power, pulse frequency, and pulse duty cycle affect different characteristics of the conducted EMI spectrum. Pulse peak power mainly determines the amplitude of differential-mode conducted interference, pulse frequency governs the sideband spacing and spectral spreading, whereas pulse duty cycle controls the spectral envelope and harmonic energy distribution. (3) Pulse load dynamics increase the input current oscillation and further aggravate the conducted electromagnetic environment by enhancing the risks of local resonance and dynamic instability. Consequently, electromagnetic safety assessment and EMI suppression for pulse load power supply systems should simultaneously consider pulse dynamic characteristics, converter switching behavior, and system impedance matching.
keywords：Pulsed power load, conducted electromagnetic interference, differential-mode interference, phase-shifted full-bridge converter, electromagnetic safety
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.260854
中图分类号：TM46
国家自然科学基金资助项目（52277201, U25B20206）。
收稿日期 2026-05-30
改稿日期 2026-06-25
杨 平 女，1983年生，教授，博士生导师，研究方向为脉冲负载功率变换及电磁兼容技术。E-mail：pyang@swjtu.edu.cn（通信作者）
王 彪 男，2000年生，博士研究生，研究方向为脉冲负载供电电源传导EMI建模。E-mail：2023200421@my.swjtu.edu.cn
（编辑 郭丽军）