图1 本文采用的BVHM电路结构
Fig.1 The BVHM circuit structure adopted in this paper
摘要 电机轴承电腐蚀已成为亟需解决的行业共性问题，严重威胁电驱系统的可靠性。因此，该文提出一种基于共模变压器原理的非接触式主动抑制方法，创新之处在于将电机转轴作为单匝二次绕组，向电机内部轴承电压耦合路径中注入补偿电压对消掉轴承电压，从而消除轴承电腐蚀。首先，在轴承电压高频模型的基础上，提出了抑制方法的电路结构、工作原理、控制策略和参数设计方法。其次，针对死区效应和开关不同步导致的电压残留问题，提出了死区补偿策略和驱动电阻的设计方法，进一步提高抑制性能。然后，详细阐述共模变压器的设计过程，并与其他抑制方法进行对比。最后，以一台60 kW车用永磁同步电机为实验对象进行验证。实验结果表明，所提抑制方法能够完全消除稳态阶段的轴承电压，并使开关瞬态阶段的轴承电压尖峰降低85%。在实验过程中，轴承未出现击穿放电现象，验证了该方法在抑制轴承电腐蚀方面的有效性。
关键词：轴承电腐蚀 共模变压器 轴承电压 非接触式主动抑制方法
从20世纪90年代开始，一些研究人员已经开始关注脉宽调制（Pulse Width Modulation, PWM）技术导致的电机轴承电腐蚀问题[1-2]。然而，经过近30年的发展，轴承电腐蚀问题不但没有得到很好的解决，反而变得更加严重。据统计，电机故障中超过40%是由轴承失效引起的，其中由电腐蚀损伤引起的故障占很大比例[3-4]。尤其是近年来高母线电压和碳化硅（Silicon Carbide, SiC）器件在新能源汽车领域的大规模应用[5]，高压和高频的驱动特性加剧了轴承电腐蚀问题。
轴承电流ib是导致轴承电腐蚀损伤的直接原因，其幅值、频率和持续时间决定电腐蚀程度。而轴承电压Vb是产生ib的源头，目前电机轴承电腐蚀的缓解措施很多是通过抑制Vb，进而削弱ib。本文将这些抑制方法进行归类，总结如下：
（1）共模电压Vcm源头（电机控制器侧）。Vb的产生根源是电机控制器输出的Vcm，而Vcm也是电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）的产生根源之一，因此EMI领域的Vcm抑制方法可用于Vb抑制，这些方法可分为软件和硬件两类：软件方面，采用非零矢量调制技术，可将Vcm幅值降低2/3，进而削弱Vb[6-8]，但这类方法由于不采用零矢量，导致相电流谐波较大，对振动噪声和谐波损耗有较大负面影响；硬件方面，可采用多相、多电平和多逆变器的拓扑结构，由于更多的开关管提供了更大的自由度，配合特定的调制方法，甚至可以完全消除Vb[9-11]。但这类方法的电路结构复杂，其应用仅限于特定领域，如多相电机驱动或对容错性要求较高的场合，这类方法在体积和成本方面不具有优势，尤其是对于功率密度和成本要求苛刻的新能源汽车领域，目前应用最多的仍然是三相两电平电压源型拓扑结构。
（2）Vcm传输路径（三相电缆侧）。在电机控制器和电机之间添加滤波装置，在Vcm到达电机之前进行滤波，进而减小Vb。滤波装置可分为无源和有源滤波两类：无源滤波器主要由RLC无源器件构成，如三相共模滤波器、三相LC正弦滤波器等[12-13]；有源滤波方法一般是采用多绕组共模变压器（Common-Mode Transformer, CMT）方案，将二次绕组串入控制器和电机之间，利用运放或晶体管构成补偿电路，将与Vcm等大反相的电压注入到三相电缆的功率回路中对消Vcm，进而消除Vb[14-16]。然而，有源和无源滤波器最大的缺点是电感和CMT的绕组需要串联到电驱系统的功率回路中，受三相电流的影响，滤波器体积很大，损耗也很高，不适合高功率密度场合的应用。此外，Vcm有源对消方法中，兼顾高压和高带宽的晶体管并不容易获得，晶体管还存在交越失真问题，影响抑制效果。
目前，新能源汽车电驱产品的相电流幅值可达几百安培，甚至更高。在三相电缆中串入无源或有源滤波器，想要承受几百安培的电流，滤波器的体积仍然是不可接受的。因此，一些新能源汽车电驱产品采用在三相电缆套磁环的方法，让三相电缆穿过磁环内圈，构成单匝线圈的共模滤波器，可以减缓Vcm的电压变化时间，减小Vb开关瞬态的电压尖峰，但由于单匝滤波器的感值太小，该方法对Vb稳定阶段的幅值无明显抑制作用[17]。
（3）Vb传输路径（电机内部）。通过优化电机尺寸参数，削弱高频杂散参数的耦合作用，可减小Vb，比如，减小转子对定子的寄生电容，降低轴承分压比[18-20]。还可以采用接地屏蔽槽楔，或在绕组端部安装接地屏蔽层，通过切断耦合回路抑制Vb[21-23]。然而，尺寸参数的优化受电机电磁性能的制约，可优化空间不大，对于Vb的抑制效果有限。屏蔽层或屏蔽槽楔会增加制造难度和成本，降低电机可靠性。
（4）轴承位置。由于润滑脂中掺杂了导电微粒，导电润滑脂轴承的内外圈和滚珠直接连通，使得油膜难以稳定形成，可减小油膜放电现象的发生[24-25]。但兼顾润滑性和导电性的润滑剂开发存在困难，目前在新能源汽车行业，导电润滑脂轴承已经逐渐被陶瓷球轴承取代。由于陶瓷滚珠的绝缘特性，可彻底切断轴承内部的导电路径，不会有轴承电流通过轴承[26-27]。但轴承电压仍然存在，且会通过其他低阻抗路径泄放，例如，通过减速器内部非绝缘轴承形成回路，仍然会产生电腐蚀问题。实际应用中，常采用“疏堵结合”的方法，电机一端采用陶瓷球轴承，另一端安装导电环，导电环将Vb直接泄放到机壳，旁路掉轴承[28-29]。然而，在电机总成本中，陶瓷球轴承与导电环的成本占比较大，导电环在高温、高速、高流量（油冷电机）等恶劣环境下长时间工作，接触阻抗会变大，严重影响Vb的泄放效果。目前，车用电机正在突破20 000 r/min的高转速指标，对导电环的动态阻抗和耐久性提出了更严苛的要求，而且高压系统中持续通过导电环的电流也会加速碳纤维的老化，影响抑制效果。
当电机轴承完全绝缘后（如采用陶瓷球轴承），文献[30]将Vcm通过电机高频模型耦合到转轴与机壳之间的电压定义为开路轴承电压Vb_o，将电机正常的钢球轴承等效为变阻抗的电气负载Zb（Zb受转速、力、温度和润滑等工况影响很大），当Vb_o通过Zb形成闭合回路时，才会产生电流流过轴承，发生电腐蚀。基于以上理论，本文提出一种电机轴承电腐蚀非接触式主动抑制方法，思路是通过与转轴非接触的方式，向轴承电压耦合路径中注入与Vb_o等大反相的注入电压Vinj，根据戴维南等效电源定理和叠加定理，理论上可使轴承负载Zb中无电流流过，从而消除轴承电腐蚀。本文的主要贡献如下：
（1）本文所提抑制方法基于CMT原理，以电机转轴作为CMT的单匝二次绕组，通过补偿电路向Vb耦合路径中注入与Vb_o反相等大的电压Vinj，消除轴承电腐蚀。提出了抑制方法的电路结构、工作原理、控制策略和参数设计方法。所提抑制方法不受轴承阻抗和电机运行工况的影响，具有一定的工程适用性。此外，方法与电机转轴不接触，无机械磨损，长时间运行也可保持良好的抑制性能。
（2）针对死区效应导致的电压残留问题，通过改进控制策略对补偿电路进行死区补偿，使Vb与Vinj在死区时间保持同步对消；针对电压上升和下降时间不同步导致的尖峰电压残留问题，利用轴承电压高频模型获取Vb的上升和下降时间，进而计算补偿电路中开关管的驱动电阻，使Vb与Vinj在瞬态开关阶段尽量保持同步对消，这些改进措施有助于提升方法的抑制效果。
本文所提抑制方法需要基于电机轴承电压高频模型（Bearing Voltage High-frequency Model, BVHM）[30]，本文采用文献[31]中的建模方法建立BVHM，电路模型和参数计算过程如下所示。
本文采用的BVHM电路结构如图1所示。文献[31]中BVHM的电路结构如图1中虚框所示，Vcm经过图1的电路模型形成Vb。Cwg1、Cwg2和Cwg3为绕组对机壳的寄生电容，Cwr1、Cwr2和Cwr3为绕组对转子的寄生电容，Lcm1、Lcm2为绕组共模电感，Rwg1、Rwg2和Rwg3为定子铁心电阻，Re为涡流效应电阻，Crg为转轴对机壳的电容，Zb1和Zb2分别为电机驱动端和非驱动端的轴承阻抗，L0为测试导线的寄生电感，由于测试导线之间以及测试导线与参考地之间的寄生电容非常小，因此通常忽略测试导线的寄生电容。
图1 本文采用的BVHM电路结构
Fig.1 The BVHM circuit structure adopted in this paper
按照文献[31]的建模方法，图1中模型参数的提取需要基于实际电机的端口阻抗，实验采用三相内置式永磁同步电机，利用E4900A阻抗分析仪测量电机的共模、差模、绕组对机壳、绕组对转轴、转轴对机壳的端口阻抗，阻抗测试接线方法如图2a和图3所示，测量结果如图2b和图4所示。
图2 电机共模阻抗测试
Fig.2 The test of motor common-mode impedance
图3 电机端口阻抗测试方法
Fig.3 The test method of motor port impedance
本文完全采用文献[31]中的方法获取图1的模型参数。首先，利用电机端口阻抗曲线上关键点的阻抗和相位，通过解析计算方法得到模型参数的初值。之后，针对Rwg1、Rwg2、Rwg3和Re很难通过解析计算获得准确值的问题，在这些参数解析计算初值的基础上，采用优化算法进行微调，使图1模型的阻抗与实测结果更接近，提升仿真精度[31]。
图4 电机端口阻抗测试结果
Fig.4 The measured results of motor port impedance
本文所提抑制方法的电路配置如图5所示，其核心是有源轴承电压消除器（Active Bearing Voltage Canceller, ABVC）的设计。ABVC由补偿电路和两个环形共模变压器CMT1和CMT2构成，补偿电路由开关管Q7～Q10和4个等效电容Co1、Co2、Co3、Co4构成，4个电容构成两个电容中点O1和O2；CMT1和CMT2的结构和设计参数相同，每个变压器包括两个环形磁心，为使两个磁心的磁路互不影响，每个环形磁心都独立缠绕一次绕组。在电机内部靠近两个轴承的位置，将CMT1和CMT2固定于两侧端盖上，转轴同时穿过每个变压器的两个磁心，以转轴作为变压器的单匝二次绕组。CMT1的两个磁心为M1a和M1b，CMT2的两个磁心为M2a和M2b，M1a和M2a一次绕组的同名端连接Q7和Q8组成的桥臂中点，异名端连接O1；M1b和M2b一次绕组的同名端连接Q9和Q10组成的桥臂中点，异名端连接O2。
图5 抑制方法的电路配置
Fig.5 Circuit configuration of the suppression method
根据图1和图5，得到抑制方法的等效电路如图6所示，r为转子，g为电机机壳，Vb_c1和Vb_c2分别为采用抑制方法后，电机驱动端和非驱动端的轴承电压，Vin为ABVC的输入电压，Vin可采用电机控制器的Vdc，也可以采用独立电源供电。两种供电方式不同，ABVC电路器件的电压应力和CMT匝数略有不同，但对参数计算方法和实际抑制效果没有影响，可根据需要选用合适的供电方式。ABVC的补偿电路通过控制CMT1和CMT2的一次绕组，将补偿电压注入到电机内部的轴承电压耦合回路中。
图6 抑制方法的等效电路
Fig.6 Equivalent circuit of the suppression method
根据戴维南等效电源定理，对图6中红色虚线框内的BVHM电路进行等效，可得到图7中红色虚线框所示电路，图7中虚线框内电路可等效为一个电压源，电源电压为开路轴承电压Vb_o，Zin为电源内阻，将图6中红色虚框内的Vcm置0后，r和g端口的等效阻抗即为图7中的Zin。抑制方法向回路中注入的电压Vinj1和Vinj2可视为两个受控电压源。
由于抑制方法对于Vb1和Vb2的消除原理相同，因此仅对Vb1的消除过程进行分析。在图7中，存在3个电压源，根据叠加定理，每个电压源单独作用时，其他电压源被视为短路。在每个电压源单独激励下，轴承阻抗Zb1上的电压响应为
图7 采用抑制方法后的简化BVHM电路
Fig.7 Simplified BVHM circuit after applying the suppression method
（1）
式中，Vb1为不采取抑制措施时的轴承电压；Vb_inj1和Vb_inj2分别为当受控电压源Vinj1和Vinj2单独作用时，轴承阻抗上的电压响应。
根据叠加定理，得到3个电源同时作用下Zb1上的电压Vb_c1为
（2）
为了完全消除轴承电压，使式（2）=0，得到式（3）。由于Zb2为轴承电气阻抗，受转速、力、温度、润滑等工况影响很大，在电机实际运行过程中，很难获取Zb2的准确值。
（3）
为了使抑制方法不受轴承阻抗和电机运行工况的影响，需要式（3）等号左侧两项同时为0，可得到式（4），式（4）是使式（3）在任意Zb2和Zin下恒成立的充分条件。
（4）
注入电压Vinj1和Vinj2只要满足式（4），理论上可以完全消除Vb_c1，同时保证抑制方法不受轴承阻抗和电机运行工况的影响。
根据电机矢量控制原理，Vcm的幅值等于Vdc/2，当Vdc确定后，图6中Vcm和图7中Vb_o可以确定，又根据式（4），Vinj1和Vinj2也可确定。因此，当Vdc和电机参数确定后，抑制方法需要注入的电压Vinj1和Vinj2为定值，与轴承阻抗无关，不受轴承运行工况和润滑状态的影响，不需要对复杂的轴承阻抗进行建模，只要满足式（4），就可以消除轴承电压，进而消除轴承电流。而且，不受工况影响，就不需要利用反馈机制去动态调整注入电压，从而减轻了硬件负担。这些优势使得抑制方法在实际应用中具有较强的操作性。
图5中，电机控制器上桥臂开关管Q1、Q3、Q5的理想控制信号为g1、g3、g5，这些信号与下桥臂开关器件Q2、Q4、Q6的控制信号g2、g4、g6互补。电机控制器输出的三相电压为VU、VV、VW，ABVC中开关管Q7和Q9的理论控制信号为g7、g9，与Q8、Q10的控制信号g8、g10互补。以空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）策略第Ⅰ扇区为例进行说明，g1、g3、g5, VU、VV、VW，以及Vb_o的波形如图8a所示。Ts为开关周期，Vbm为Vb_o的幅值，将Vbm定义为Vb_o正向稳定电压与负向稳定电压之差。Vb_o的波形趋势与Vcm一致，也是四电平阶梯波形状，Vb_o的4个电平为：±Vbm/6和±Vbm/2。为了对消Vb_o，Vinj1必须同样具有四阶梯式的电压波形，且幅值和相位与Vb_o相同。
图8 控制信号和电压波形（Ⅰ扇区）
Fig.8 The control signals and voltage waveforms (sector Ⅰ)
定义CMT1的两套一次绕组耦合到二次侧（转轴）的电压分别为V1a_s和V1b_s，根据图5，由于转轴穿过CMT1的两个磁心M1a和M1b，且两个磁心的磁通方向相同，因此得到
（5）
设置CMT1两套一次绕组的匝数比为Na
Nb= 12，电机转轴相当于一个单匝的二次绕组，因此CMT1的匝数比为NaNb1。根据式（5），可得
（6）
式中，V1a_p和V1b_p为CMT1两套一次绕组的电压，V1a_p=V1b_p=Vin/2。
注入电压Vinj1的产生原理如图8b所示，通过设置CMT1两个磁环的一次绕组匝比为NaNb=12，使得耦合到二次侧（转轴）的V1a_s幅值为±Vbm/3，V1b_s幅值为±Vbm/6。之后，通过控制V1a_s和V1b_s的电压脉宽，可使得Vinj1的电压为±Vbm/6和±Vbm/2，与需要对消的电机开路轴承电压Vb_o幅值一致。此时，已知供电电压Vin，可根据式（4）和式（6），计算出CMT1两个一次绕组的匝数。当Vinj1和Vb_o的幅值满足式（4）后，通过调节控制信号g7和g9的相位，使得Vinj1与Vb_o同相，完全对消掉Vb_o。
PWM控制信号是通过主控器中载波与调制波比较生成的，g1、g3、g5、g7和g9的归一化调制信号定义为S1、S3、S5、S7和S9。在图8b中，ABVC可以与电机控制器共用调制信号，Q7只需要一个调制信号S7，而Q9则需要3个调制信号S9A、S9B和S9C，与载波的比较点CMPA、CMPB、CMPC如图8b所示。（S7、S9）与（S1、S3、S5）之间的关系见表1，涵盖了SVPWM策略的6个扇区，表1用于实现ABVC和电机控制器的同步控制，确保Vinj1和Vb_o之间的相位同步。
表1 调制信号（S7、S9）与（S1、S3、S5）的关系
Tab.1 The relationship between (S7、S9) and (S1、S3、S5)
调制波矢量控制扇区 ⅠⅡⅢⅣⅤⅥ S7S3S1S5S3S1S5 S9AS1S3S3S5S5S1 S9BS3S1S5S3S1S5 S9CS5S5S1S1S3S3
根据图1，Vb_o与Vcm之间的传递函数如式（7）所示，定义Koc为开路轴承电压分压比，由于Koc的符号表达式较为复杂，式（7）中的系数未直接给出。
（7）
式中，a0～a7和d0～d9分别为传递函数分子和分母的系数。
为了满足Vb_o=Vinj1，根据式（6）和式（7），得到CMT1一次绕组匝数为
（8）
根据图6，得到器件的电压和电流应力为
（9）
式中，w为角频率；C为ABVC电路中单个电容的容值，Co1=Co2=Co3=Co4=C；IM1,a和IM1,b为CMT1一次绕组的电流；IQ7～IQ10和VQ分别为ABVC电路中开关管的电流和电压应力；VC为电容电压；La和Lb为CMT1一次绕组的电感，有
（10）
式中，AL为磁心电感系数，该参数由磁心厂家给出。
功率开关管的开关动作不可能瞬间完成，因此Vcm的电压上升和下降存在时间，经过BVHM后形成的Vb_o电压上升和下降时间进一步减缓。当ABVC输出的Vinj1与Vb_o上升和下降时间不一致时，会导致对消后仍存在残余电压，从而降低抑制效果。
MOSFET的开通过程如图9a所示，Vo为MOSFET驱动器输出的驱动电压，Vgs为MOSFET的栅源极电压，Vds为漏源极电压。当Vo从低电平（本文采用-4 V）变化到高电平（本文采用15 V）时，Vo给MOSFET栅极电容Cgs充电，使得Vgs从负压逐渐升高，在tb时刻达到MOSFET开通阈值电压Vth，MOSFET逐渐开启；Vgs继续增加，在tc时刻到达米勒平台电压Vmiller，在tc～td之间，Vo给Cgd充电，此时Vgs保持不变。从tc时刻开始，Vds开始下降，在td时刻，Vds降为0 V，之后在td～te区间，Vgs继续上升至最高电压，开通过程结束。MOSFET的关断过程如图9b，与开通过程正好相反，在此不再赘述。
图9 MOSFET的开通和关断过程
Fig.9 The turn-on and turn-off processes of MOSFET
Vds的电压变化如图9中蓝色阴影部分所示，tr和tf分别为Vds的电压上升和下降时间，Vds的电压变化率可近似采用式（11）进行计算[32]。
（11）
式中，Rgon和Rgoff分别为驱动电路中开通和关断回路的驱动电阻；Vgs_p为MOSFET驱动信号的最高电压。米勒平台电压Vmiller为
（12）
式中，Io为MOSFET的负载电流；gm为跨导。这些参数可从数据手册中获得。
利用式（11）和式（12），可得到Vcm的tr和tf，进一步利用式（7）获得Vb_o的上升时间tr_b和下降时间tf_b。进一步地，将tr_b和tf_b代入式（11），得到ABVC电路中MOSFET的驱动电阻如式（13）所示，在ABVC电路中|dVds/dt|=Vin/2。利用式（13），设置合适的驱动电阻，尽量保证Vinj1的电压上升和下降时间与Vb_o一致，提升抑制效果。
（13）
本文功率开关管采用SiC MOSFET，驱动芯片型号为UCC21750，驱动电路结构如图10所示。
图10 SiC MOSFET的门极驱动电路
Fig.10 Gate driver circuit of the SiC MOSFET
为了避免桥臂直通，电压源型逆变器同一桥臂两个开关管的驱动信号之间需要加入死区时间Td，但这会造成输出Vcm畸变，进而影响Vb_o。ABVC电路同样需要插入死区时间，也会造成注入到电机轴承电压耦合路径中的Vinj1发生畸变，导致Vinj1与Vb_o对消后存在残余电压，影响抑制效果。
Td对电机控制器输出电压的影响取决于电流方向，定义相电流从控制器流向电机为正；反之，为负。如图11a所示，为了说明Td对Vb_o的影响，仍以SVPWM策略的Ⅰ扇区为例进行说明，假设此时三相电流方向为IU＞0, IV＜0, IW＜0，采用双边沿延时策略设置死区时间，得到实际控制信号为
、
、
、
、
，考虑死区效应后的三相电压、Vb_o、Vinj1以及对消后的轴承电压Vb_c1如图11a所示，Vb_c1波形中存在明显的残余电压，其峰值高于原始的Vb_o。在高压电驱系统中，这些残余电压仍可能导致轴承电腐蚀问题，威胁电驱系统的可靠性，因此需要补偿Td带来的负面效应。
图11 Vb_o和Vb_c1的电压波形（IU＞0, IV＜0, IW＜0
Fig.11 Waveforms of Vb_o and Vb_c1 (IU＞0, IV＜0, IW＜0)
由于电机控制器输出电压的死区补偿方法不是本文研究的重点，因此本文采用传统方法对电机控制器进行死区补偿，具体补偿策略如式（14）所示，根据相电流方向调整调制波大小，进而改变控制信号的脉冲宽度，实现死区补偿[33]。
（14）
式中，
, 
和
为死区补偿后的标幺化调制波；ddead为Td占整个开关周期的比例，ddead=Td/Ts。
主控器输出的PWM信号同时控制电机控制器和ABVC，PWM模块初始的载波相位相同，
、
和
为ABVC死区补偿后Q9的3个调制信号。此外，死区补偿策略还需要对的载波信号引入一个相位移动，以Ⅰ扇区为例，得到补偿后的电压波形如图11b所示，补偿后的Vb_c1=0 V，可消除死区效应的影响。具体的死区补偿策略见表2，涵盖SVPWM策略的6个扇区，表2用于实现ABVC的死区补偿控制。
表2 ABVC的死区时间补偿方法
Tab.2 The dead time compensation method of ABVC
调制波矢量控制扇区载波相位 ⅠⅡⅢⅣⅤⅥ — — 左移Td —
根据图2和图4的阻抗测量结果，采用文献[31]的建模方法获取BVHM的电路参数，计算结果见表3。将表3中参数代入式（7），即可得到实验电机的Koc值，如式（15）所示。根据式（8）～式（13），得到ABVC的电路参数见表4。
表3 BVHM电路参数计算结果
Tab.3 The parameter calculation results of BVHM circuit
参 数数 值 Cwg1/pF2 053 Cwg2/pF856 Cwg3/pF250 Cwr1/pF21 Cwr2/pF8.6 Cwr3/pF2.4 Crg/pF321 Lcm1/mH25 Lcm2/mH1.22 L0/mH0.73 Rwg1/W49 Rwg2/W2.2 Rwg3/W7 Re/W375
表4 ABVC电路参数
Tab.4 The circuit parameters of ABVC
参 数数 值 (型号) ABVCSiC MOSFETC3M0350120D CMT匝数比6121 C/mF40 Rgon/W12 Rgoff/W15
（15）
轴承电压是共模电压经过电机共模路径耦合产生的结果，与差模阻抗无关，而图4a的差模阻抗只用于提取图1模型中的Re参数，因此本节不对差模阻抗进行仿真验证。将表3中的参数代入图1的模型进行阻抗仿真，并将仿真结果与端口阻抗实测结果进行对比，得到共模、绕组对机壳、转子对机壳以及绕组对转子4个端口阻抗的仿真与实验对比结果，如图12所示。其中，绿色实线和黑色点画线分别为电机安装和未安装CMT条件下的电机端口阻抗实测值，红色虚线为仿真模型的结果。可以看出，仿真与实测结果整体吻合度较高，仅在图12d阻抗高频段（＞8 MHz）存在一定差异，但该高频段阻抗主要影响轴承电压的开关尖峰幅值，对稳定幅值影响较小。因此，图1的模型和表3的参数提取结果能够满足本文轴承电压抑制方法研究的需求。
图12 电机端口阻抗仿真和实验对比结果
Fig.12 Comparison of simulation and experimental results of motor terminal impedance
为了验证CMT对电机端口阻抗是否存在影响，在实验电机中加入CMT后，按照图2和图3的测试方法，对电机端口阻抗重新进行测试，测试平台如图13所示，测试结果如图12中绿色实线所示。根据图12，重新测试得到的端口阻抗与电机未加CMT时的结果基本一致。之后，利用文献[31]的模型参数计算方法获取绕组对机壳的总寄生电容Cwg_total、绕组对转子的总寄生电容Cwr_total、转子对机壳的寄生电容Crg，并与表3中电机未加CMT时的结果进行对比，对比结果见表5。结果显示，CMT的加入对电机高频电容影响很小，本文第1节的轴承电压高频模型适用于本文抑制方法的研究。
图13 电机端口阻抗测试（带有CMT1和CMT2）
Fig.13 Measurement of motor terminal impedance (with CMT1 and CMT2)
表5 电机高频寄生电容的对比
Tab.5 Comparison of motor high-frequency parasitic capacitances
参数电容/pF误差(%) 无变压器有变压器 Cwg_total3 1593 1500.3 Cwr_total3232.20.6 Crg3213200.3
CMT1和CMT2的电气和尺寸参数均相同，以CMT1为例，给出详细设计过程。磁心的有效面积最小值Ae_min为
（16）
式中，N为匝数；ke为磁心有效截面系数；fs为开关频率；D为占空比；Vp为一次绕组电压幅值；Ballow为磁心工作磁通密度。
根据表4，Ma和Mb的一次绕组匝数分别为Na=6和Nb=12。由于实验中Vin=140 V，且Vp的电压为双极性，因此Vp=70 V。本文采用一款纳米晶磁心，其饱和磁通密度Bs=1.23 T，留有一定余量后，取工作磁通密度Ballow=0.4 T。fs=20 kHz，取D=0.5，ke= 0.95。将以上参数代入式（16），得Ma和Mb的最小磁心截面积为
（17）
根据式（17），又考虑到安装的便捷性，Ma和Mb采用相同的磁环，因此将式（17）中Ma的磁心有效面积作为主约束，实际磁环的截面积Ae需要满足Ae＞Ae_min_a。由于电机转轴需要穿过磁环内圈，实际电机转轴直径为30 mm，还要考虑绕线尺寸，因此规定变压器内径不应小于36 mm。根据以上参数，在厂家产品手册中选择尺寸满足要求的磁环，最终选定的磁心参数见表6。表6中，do为外径，di为内径，h为高度。根据表6，得到磁心的有效截面积Ae=405 mm2＞Ae_min_a=384 mm2，满足选型条件。将Ae=405 mm2代入式（16），计算得到Ma的实际工作磁通密度Ballow=0.38 T＜0.4 T，磁通密度满足设计要求。
表6 变压器磁心参数
Tab.6 The magnetic core parameters of tansformer
参 数数 值 环形磁心尺寸do×di×h/(mm×mm×mm)85×40×18 饱和磁通密度Bs/T1.23 电感系数AL/mH27 等效磁路长度lm/mm196.4 有效磁心截面积Ae/mm2405
利用式（10），得到Ma和Mb一次绕组的电感分别为La=0.97 mH和Lb=3.89 mH。变压器一次绕组的电压和电流关系如式（18）所示，典型波形如图14所示，得到Ma和Mb一次绕组磁化电流的峰值分别为Ia_max=1.8 A和Ib_max=0.45 A，对应的有效值分别为Ia_rms=1.04 A和Ib_rms=0.26 A。
（18）
式中，Imax为一次电流峰值；
为一次绕组电感。
图14 一次绕组电压和电流示意图
Fig.14 Schematic diagram of the primary winding voltage and current
所有绕组均单层绕制，绕组的电流密度J不能超过材料允许值。绕组铜线截面积ACu需满足
（19）
式中，Irms为变压器一次电流的有效值；J为导线电流密度，取J=3 A/mm2。由式（19）计算得到，Ma和Mb一次绕组单根导线截面积分别为0.35 mm2和0.09 mm2。留一定的余量后，Ma和Mb的绕组线径均采用0.8 mm2。缠绕绕组后的磁心内环直径约为38 mm，而电机转轴直径为30 mm，磁环内圈与电机转轴不会发生刮蹭，满足实际需求。
缠绕绕组后，Ma和Mb的尺寸基本相同，外径×内径×高度约为87 mm×38 mm×20 mm。CMT包含1个Ma和1个Mb，因此CMT的外径×内径×高度约为87 mm×38 mm×40 mm，得到支撑架的外径×内径×高度约为99 mm×87 mm×42 mm。图15为CMT和支撑架的3D图和实物图，支撑架的材料为酚醛塑料，俗称电木。变压器安装于支撑架内，用盖板进行固定，整个装置的尺寸等于支撑架尺寸。
图15 CMT和支撑架
Fig.15 CMT and supporting frame
CMT在电机内部的装配如图16所示，CMT装置放置于转子与端盖之间的空隙内，通过支撑架四周的螺纹孔固定于电机端盖。经过测量，两个支撑架与转子磁极压板之间的轴向距离分别为19 mm和21 mm，支撑架表面与定子绕组端部的垂直距离约为45 mm。装置虽然占用一定的轴向空间，但装置安装于电机转子与端盖之间的空闲区域，充分利用了电机内部的空闲区域，未对电机轴向空间产生较大影响。本文后续研究的重点是共模变压器的优化和布局设计，将变压器与电机端盖进行高度集成，减小电机内部空间的占用。
图16 共模变压器在电机内部的空间布局示意图
Fig.16 Schematic diagram of the internal arrangement of the common-mode transformer in the motor
受实验条件限制，本研究无法按照文献的设计方法完成各类滤波器的硬件设计和性能对比实验。但为了突出本文抑制方法的优势，采用理论计算的方式与文献中的抑制方法进行量化对比。本文采用面积积（Area Product, AP）作为评价指标，如式（20）所示，AP值等于磁心有效截面积Ae和磁心窗口面积Aw的乘积[34]。AP值可同时考虑磁心饱和限制和绕组体积、温升限制，广泛用于磁性元件的设计和评估，AP越小，磁心越紧凑，体积也越小。
（20）
式中，L为滤波器电感；Ip为绕组磁化电流的峰值；Ku为窗口利用系数，其取值范围为0.2～0.5。
三相无源和有源共模滤波器的三相绕组均需串联接入电驱系统的功率回路，绕组需要承载较大的负载电流。由于电驱系统的三相电流为差模电流，相位互差120°，它们在共模滤波器中产生的磁场相互抵消，因此不会影响磁心饱和。此时，共模电流成为饱和磁通密度计算的决定性因素，进而影响磁心体积。然而，三相差模电流经过滤波器绕组会产生铜损并引起发热，较大负载电流需采用较粗的线径，从而增大滤波器体积。目前，新能源汽车电驱系统的相电流幅值可达数百安培甚至更高，在此大电流条件下，绕组线径对滤波器体积具有较大的影响。此外，导线发热严重会导致磁心饱和磁通密度下降，进一步增加滤波器饱和风险。
现有文献[12-15]在实验验证环节，都采用空载或者负载电流很小的工况进行实验，负载电流对滤波器体积的负面影响表现的不明显。但随着负载电流的增加，绕组线径对滤波器体积的影响逐渐显著，因此对式（20）进行改进，补充电机三相电流对窗口面积的影响，可得
（21）
式中，Idm,rms为电机单相电流的有效值。
为保证不同抑制方法之间对比的一致性，需要统一实验条件。采用表3的电机高频阻抗参数，其余工况与5.2节实验部分一致，开关频率为20 kHz，电机控制器的直流母线电压为400 V，采用相同的纳米晶磁环，参数见表6，Ku=0.4，电流密度J= 3 A/mm2，所有滤波器绕组均单层绕制。
根据式（21），得到文献[12]中无源滤波器的APP为
（22）
式中，Lchoke为无源共模滤波器的单相电感，按照文献[12]的方法计算得到Lchoke= 660 mH；Icm,peak和Icm,rms分别为电机共模电流峰值和有效值，利用表3的参数可计算得到Icm,peak=2.1 A，由于共模电流为尖峰脉冲形状，实测单个尖峰脉冲持续时间为tp= 40 ns，远小于开关周期Ts= 50 ms，一个开关周期按照6个尖峰脉冲计算，波形系数取0.5，得到有效值为Icm,rms≈Icm,peak
≈0.1 A。
得到文献[14]中有源共模滤波器的APA为
（23）
式中，Lm为变压器电感；n为变压器电压比；Ip,peak和Ip,rms分别为一次电流的峰值和有效值。按照文献[14]的方法，得到：Lm=432 mH，n=0.2，Ip,peak=0.8 A，Ip,rms=0.46 A。
本文共模变压器的AP值APABVC为
（24）
式中，Ia,peak, Ib,peak和Ia,rms, Ib,rms分别为一次电流的峰值和有效值。已知5.2节实验中采用Vin=140 V，利用图14中电感电压和电流的关系，得到Ia_peak= 1.8 A，Ib_peak=0.45 A，电流有效值Ia_rms=1.04 A，Ib_rms=0.26 A。单个CMT包含两个小共模变压器Ma和Mb，根据表6，并利用式（10）计算得到Ma和Mb的一次侧电感分别为La=0.97 mH，Lb=3.89 mH。
利用式（22）～式（24），得到不同抑制方法AP值的量化对比结果如图17所示，关键点的对比结果见表7。结果显示，无源和有源共模滤波器的AP值随电机相电流的增加，呈现明显增加趋势；尽管本文也采用共模变压器，但本文方案不在三相功率回路中串联绕组，变压器仅承受磁化电流，滤波器的AP值不受Idm,rms的影响。无源滤波器的AP值远大于有源滤波器和本文共模变压器的AP值，在负载电流为0 A时，有源滤波器的AP值小于本文所提共模滤波器；但当Idm,rms＞0.85 A时，有源滤波器的AP值已超过本文方案，并随电机相电流的增加而增加。当Idm,rms＞100 A时，无源滤波器的AP值大于本文方法4个数量级，有源滤波器的AP值大于本文方法2个数量级。对比结果验证了本文方案在高功率密度场景应用的体积优势，本文方法具有一定的工程应用价值。
图17 与其他抑制方法AP值的对比结果
Fig.17 Comparison results of AP values with other suppression methods
表7 AP值曲线的关键点对比
Tab.7 Key points comparison of AP value curves
Idm,rms/AAPP/mm4APA/mm4APABVC/mm4APP/APABVCAPA/APABVC 031.30×103107.643 07710.170.04 0.85829.47×1033.09×1033 077269.571.01 10093.93×106351.11×1033 07730 527.69114.11 200187.84×106702.11×1033 07761 045.21228.18 300281.74×1061.05×1063 07791 562.72342.25
本文方法与其他抑制方法的定性对比见表8。轴承电压通过导电环泄放，流经导电环的电流会导致碳纤维材料老化，高温和高速会加速这种老化现象，使得导电环与转轴之间的接触阻抗显著增大，降低轴承电压抑制效果。相比之下，本文所提方法不与电机转轴直接接触，无机械磨损，可在长期运行中保持稳定的抑制性能。此外，所提方法仅针对低幅值的Vb进行消除，而非高幅值的Vcm，从而有效降低了器件的电压和电流应力。最后，该方法不受运行工况影响，无需对复杂的轴承阻抗（受转速、力、温度和润滑等工况影响较大）进行建模计算，具有一定的工程适用性。
表8 与其他轴承电压抑制方法的比较
Tab.8 Comparison with other suppressing methods of bearing voltage
对比内容导电环[29]无源滤波[12]有源滤波[14]本文 完全消除Vb是否是是 机械磨损有无无无 采样反馈无无有无 器件应力低高高低 体积小大大小 受工况影响是否否否
为了验证抑制方法的可行性，本文搭建实验平台如图18所示。采用三相内置式永磁同步电机为实验对象，采用碳化硅电机控制器进行驱动。ABVC与电机控制器集成在一起，共用主控芯片TMS320F28377D，ABVC采用独立电源供电。采用专用的碳纤维导电刷测量轴承电压，采用侵入式测量方法测量轴承电流[35]，在轴承外圈与电机轴承室之间安装绝缘衬套，并在外部用一根短导线将轴承外圈与机壳相连，这根导线成为轴承电流的唯一流通路径，通过使用高精度电流探头测量这根导线电流，即可获得轴承电流。实验设备参数见表9，测量设备参数见表10。
图18 实验平台设置
Fig.18 Experimental platform setup
表9 实验设备参数
Tab.9 The parameters of the experimental equipment
参 数数值 (型号) 实验电机峰值功率/kW60 额定转速/(r/min)4 000 轴承型号6004-2Z 润滑脂类型锂基润滑脂LHT23 绝缘衬套材料玻璃纤维 电机控制器峰值功率/kW60 SiC MOSFETC3M0016120K 开关频率/kHz20
表10 测量设备参数
Tab.10 The parameters of measurement equipment
设备型号参数 示波器MSO56 5-BW-1000带宽1 GHz 差分电压探头THDP02001 500 V/200 MHz 电流探头TCP0030A30 A/120 MHz
本文同时测量轴承电压和轴承电流，旨在更全面地验证所提抑制方法的有效性，但轴承电流测量过程涉及电机轴承室改造，操作较为复杂。在工程实际中应用本文抑制方法，可采用以下简化方案：将电机原有钢球轴承替换为同规格的陶瓷球轴承，测量电机端口阻抗以构建高频等效电路模型，从而获取Vb_o，以确定抑制方法的注入电压。对于轴承电腐蚀抑制效果，可通过检测轴承电压幅值进行间接评估，该方法无需改造轴承室结构，降低了工程实施的复杂度，更有利于实际推广应用。
在电机转速为nr=2 000 r/min，Vdc=400 V的运行条件下，未采用任何抑制措施，得到Vcm、驱动端轴承电压Vb1以及轴承电流ib1的波形如图19所示。在图19a中，Vb1呈现出与Vcm同样形状的四电平阶梯形状的电压波形，稳定电压幅值达到24 V。当Vb1超过油膜的击穿电压时，发生放电现象，从而产生电火花加工（Electric Discharge Machining, EDM）轴承电流，如图19a中区域①～③所示，图19b是图19a中区域①的放大视图。在放电过程中，Vb1瞬时跌落，回路寄生电容经由击穿后形成的导电通道放电，EDM轴承电流峰值为320 mA；随后，回路寄生电感转而为寄生电容充电，电流方向与电容放电方向相反，为正向电流，峰值为140 mA。之后，能量在电感（磁场能）和电容（电场能）之间不断交换，电流在正负方向上振荡并在回路电阻的作用下逐步衰减，形成图19b所示的衰减振荡现象，频繁的放电活动会导致轴承出现严重的电腐蚀损伤。
图19 Vcm, Vb1和ib1波形（未采用抑制方法）
Fig.19 Waveforms of Vcm, Vb1 and ib1 (without the suppression method)
ABVC的供电电压Vin=140 V，对第3节中提出的非接触式主动抑制方法（未采用死区补偿）进行实验验证，Vcm、Vinj1、对消后的轴承电压Vb_c1和ib1如图20所示，Vinj1有效消除了Vb1的稳定阶段电压，验证了抑制方法的可行性。然而，死区效应导致Vinj1的波形失真，如图20a中的区域④和⑤所示。这使得在死区时间内出现电压不同步现象，从而使对消后的Vb_c1仍存在较高的残余电压，如图20a中区域⑥所示，实验结果与第3节中图11a的理论分析一致。受实验条件限制，直流母线电压未能进一步提高，因而图20a中残余电压未引起轴承油膜放电。然而，高幅值的轴承电压必然导致较大的轴承电流，增加电腐蚀风险。可以预期，抑制方法在高电压电驱系统中应用时，死区效应导致的残余电压仍会对轴承构成威胁并诱发电腐蚀。因此，有必要采取措施消除死区效应引起的残余电压。
图20 采用抑制方法时的Vcm, Vinj1, Vb_c1和ib1波形（未采用死区补偿）
Fig.20 Waveforms of Vcm, Vinj1, Vb_c1 and ib1 with the suppression method (without the dead-time compensation)
使用表2进行死区补偿，得到实验结果如图21所示。结果表明，所提死区补偿策略有效消除了由死区效应引起的残余电压，进一步提升了抑制效果。然而，在Vb_c1中仍会出现小幅度的尖峰电压，如图21a中区域⑧所示。电机控制器输出的Vcm本身就包含开关导致的尖峰过电压，经过电缆和电机绕组后，这些尖峰过电压传播到Vb_c1，导致对消后仍然存在残余的尖峰电压。在图21b中，残余的尖峰电压峰值为2.2 V，约为原始Vb1峰值电压15 V（图19a中30 V/2=15 V）的14.7%，对轴承没有明显威胁，在实验过程中轴承未出现放电现象，所提方法能够有效解决轴承电蚀问题。
图21 采用抑制方法时的Vcm, Vinj1, Vb_c1和ib1波形（采用死区补偿）
Fig.21 Waveforms of Vcm, Vinj1, Vb_c1 and ib1 with the suppression method (with the dead-time compensation)
根据式（2）～式（4），本文的抑制方法对轴承阻抗及运行工况不敏感，只要注入电压满足式（4），无论轴承型号和轴承运行工况如何，均可完全消除轴承电压的稳态幅值。本文分别在500、2 000、3 500和4 000 r/min转速下进行测试，实验结果表明，不同转速下Vb稳态时的阶梯波电压均被完全消除，但Vb开关尖峰电压存在残留，不同转速下的残余尖峰电压如图22所示。在2 000、3 500和4 000 r/min时残余电压大小接近，在500 r/min时残余电压略大。其原因在于低速下调制比偏低，轴承电压的阶梯波特征不明显，多次开关过程相互叠加，抬升了尖峰电压幅值[31]，因而抵消后的尖峰电压也略高。但其幅值仍低于润滑油膜的击穿阈值，处于安全范围。
图22 不同转速下残余的尖峰电压
Fig.22 Residual peak voltage at different speeds
受实验条件所限，本文不研究辐射干扰，只分析抑制方法对传导干扰的影响。本文所提抑制方法在轴承电压共模耦合回路中注入电压，因此重点讨论抑制方法对电驱系统原有共模干扰的影响。由于空载实验中差模干扰较小，而共模干扰受负载影响小，为尽量避免差模干扰的影响，共模干扰测试在电机空载条件下进行。尽管实验平台未配备频谱仪和人工电源网络等标准化设备，但本文并非量化评估电磁干扰水平，而是对比分析影响程度，只要保证在相同条件下进行测试，所得结果仍具有可比性和参考价值。
本文电磁干扰测试平台示意图如图23所示，由于电机控制器和ABVC共用散热片，本文将其整体放置于绝缘板上，将散热片通过专用的接地铜编织带E1单独接到参考地平面上的H点。将电机放置于绝缘板上，电机机壳通过接地铜编织带E2单独接到地平面上的H点。电机控制器直流母线电压Vdc1的正负极之间连接有安规电容Y1和Y2，Y1和Y2串联构成电容中点p；抑制方法的ABVC电路采用独立的直流电压Vdc2供电，Vdc2的正负极之间接有安规电容Y3和Y4，Y3和Y4串联构成电容中点q。所有安规电容的容值均为2.2 nF，耐压为500 V。p和q分别用铜编织带E3和E4连接到参考地平面上的H点。参考地平面作为一个等电位的大面积金属板，起到统一“回流基准”的作用。
图23 本文电磁干扰测试平台示意图
Fig.23 Schematic diagram of the conducted EMI test platform
图23中，利用高带宽电流探头测量接地线E1和E2的电流即可得到控制器的漏电流ic和电机的漏电流im，对比CMT加入前后im和ic的频谱变化，即可说明CMT对电驱系统原有共模传导干扰的影响程度。采用电机额定转速4 000 r/min进行实验，其余电气条件与5.2节一致，CISPR 25标准中传导干扰的测试频段为150 kHz～30 MHz[36]，本文也采用此频段进行分析，测量得到的频谱对比如图24所示。
对于图24a，由于控制器散热片上额外增加了ABVC电路的4个开关管，导致开关管与散热片之间的总寄生电容增加，因此采用抑制方法后，ic频谱的整体幅值（红色曲线）高于未采用抑制方法时的幅值（蓝色曲线），说明ABVC电路引入的寄生电容增大了控制器的漏电流，对电磁兼容性能存在一定的负面影响。对于图24b，采用抑制方法后的im频谱幅值（红色曲线）比未采用抑制方法时（蓝色曲线）略小，说明CMT在电机内部虽然消除了轴承电压，但轴承电压与共模电压相比幅值较小，采用抑制方法后的频谱幅值降低幅度很小。而且根据4.1节，电机内部的总寄生电容基本不受CMT的影响，im主要由共模电压和电机总寄生电容决定，因此抑制方法采用前后的im频谱相差不大。
图24 漏电流频谱对比
Fig.24 Comparison of leakage current spectra
本文所提抑制方法由于引入了额外的开关器件，导致控制器侧的共模干扰有所增加，但对电机漏电流产生的共模干扰影响较小。需要指出的是，该方法引入的额外共模干扰，可通过在电机控制器直流母线侧优化滤波磁环与滤波电容等手段加以抑制。这些措施已在现有工业产品中得到广泛应用并验证有效，相关内容将在后续研究中进一步验证。
本文提出一种非接触式主动抑制方法来抑制轴承电压Vb，可有效消除轴承电腐蚀。通过理论分析和实验验证，得出以下结论：
抑制方法可完全消除Vb稳定阶段的电压，与未采用抑制措施相比，Vb的瞬态尖峰电压降低了85%。在实验过程中，轴承没有出现击穿放电现象，验证了所提方法的有效性。所提死区时间补偿策略有效解决了死区效应引起的残余电压问题，进一步增强了方法的抑制性能。与其他抑制方法相比，本文方法在抑制效果和体积等方面具有优势。所提方法不仅适用于电机，还可以推广到机械负载（例如，减速器轴承和齿轮）的电腐蚀防护领域。未来的工作将侧重于优化CMT的尺寸和空间布局，将其与电机端盖进行高度集成以节省电机内部空间，增强方法的工程应用价值。
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Abstract Electrical corrosion of Motor bearings has become a serious, industry-wide issue that significantly threatens the reliability and lifetime of inverter-fed electric drive systems. The high-frequency pulse-width-modulated voltages generated by SiC-based inverters induce a common-mode voltage that causes the bearing voltage to exceed the breakdown threshold of the lubricating oil film, resulting in repetitive electric discharge machining (EDM) currents and progressive pitting on the bearing raceways. This paper proposes a novel non-contact active suppression method based on the common-mode transformer (CMT) principle. The motor shaft is treated as a single-turn secondary winding of the CMT, so that a compensating voltage can be injected into the bearing-voltage coupling path via a non-contact magnetic link. As a result, it cancels the bearing voltage and prevents electrical corrosion without the need for physical grounding brushes or conductive grease.
First, a high-frequency bearing-voltage model (BVHM) is established to clarify the coupling relationship among the parasitic capacitances of the stator windings, rotor, and frame. The model parameters are extracted from experimental impedance curves measured by a Keysight E4990A impedance analyzer, including the common-mode, differential-mode, winding-to-rotor, and rotor-to-frame impedances. Then, the equivalent circuit, operating principle, and parameter calculation procedure of the proposed active bearing voltage canceller (ABVC) are analyzed. The ABVC consists of a compensation H-bridge circuit and two identical CMTs mounted on both sides of the motor shaft. By synchronizing the ABVC modulation strategy with the inverter's modulation, the injected compensation voltage maintains amplitude and phase alignment with the open-circuit bearing voltage.
Second, to further improve the suppression performance, the effects of dead-time distortion and rise–fall time mismatch are investigated. A dead-time compensation strategy and an optimized driving resistor design are proposed to ensure dynamic phase synchronization between the injected voltage and the original bearing voltage during transient switching intervals. The theoretical expressions for the MOSFET gate-driving resistance are derived based on the turn-on and turn-off characteristics, enabling accurate control of the voltage rise and fall slopes. The compensation control scheme ensures that the proposed suppression method remains independent of bearing impedance and is robust to variations in speed, load, temperature, and lubrication state.
Third, the CMT design procedure is described, including magnetic-core selection, determination of the turns ratio, and area-product (AP)– based size optimization. The CMTs are designed with nanocrystalline toroidal cores, achieving a working magnetic flux density of 0.38 T and a magnetizing current of 1.04 A under rated conditions. It ensures high magnetic coupling capability while maintaining a compact volume. The proposed design achieves a significantly smaller volume and lower copper loss than conventional passive and active common-mode filters, since the CMT does not carry large phase currents and operates only along the magnetic coupling path.
Finally, the proposed suppression method is validated on a 60 kW automotive permanent-magnet synchronous motor (PMSM) test platform. The results show that the proposed method can eliminate the steady- state bearing voltage and reduce transient voltage spikes by approximately 85%. No bearing breakdown or discharge phenomena are observed during long-term operation, verifying the effectiveness and engineering feasibility of the proposed non-contact active suppression approach in preventing bearing electrical erosion.
keywords：Bearing electrical erosion, common-mode transformer, bearing voltage, non-contact active suppression method
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.251062
中图分类号：TM341
黑龙江省教育厅双一流建设资助项目（LJGXCG2022-065）。
收稿日期 2025-06-18
改稿日期 2025-07-17
杨明亮 男，1993年生，博士研究生，研究方向为新能源汽车高压碳化硅电驱系统轴承电腐蚀。E-mail: 1192961493@qq.com
程 远 男，1979年生，教授，博士生导师，研究方向为电机设计与优化、新能源汽车电驱动系统、整车能量管理、电机及驱动系统数字孪生等。E-mail: chengyuan@hit.edu.cn（通信作者）
（编辑 崔文静）