图1 层叠式耦合机构结构示意图
Fig.1 Schematic diagram of the stacked coupling mechanism structure
摘要 为了提升磁耦合无线电能传输系统的信息传输能力和抗干扰能力，该文提出一种能量与信号并行传输系统的串扰抑制方法，并给出系统拓扑和串扰抑制方法。利用一对屏蔽铝板对能量线圈和大地之间的层间分布电场形成信号传输回路，有效地降低了能量通道对信号通道的影响，同时不影响能量的传输。为了获得20 Mbit/s的通信速率，建立信号传输的电路模型，分析系统的信号传输性能，给出层叠方式下能量与信号并行传输系统信号支路参数的设计方法。为了进一步提高数据传输的可靠性，解决变化磁场在屏蔽极板上感应的干扰电压问题，在数据通道中加入滤波网络来抑制线圈上变化磁场在屏蔽铝板上产生的干扰电压。通过对信号传输信道的信道容量分析，给出系统信号传输通道所能达到的最大信号传输速率。最后通过搭建的实验装置实现了在系统输出功率达到1 015 W时，信号正向传输速度为21.6 Mbit/s和信号反向传输速度为21.6 Mbit/s，验证了所提系统的可行性。
关键词：无线电能与信号并行传输 层间分布电场 干扰抑制 参数设计
无线电能传输（Wireless Power Transfer, WPT）技术无需可分离的电触点即可传输电力。相较于传统的电能传输方法，可有效避免电火花和零部件老化等问题[1-4]。目前，WPT技术可以在更为复杂的环境下进行电能传输，并且已广泛应用于医疗电子、装备制造、电动汽车和海洋勘探等领域[5-10]。在这些实际应用场景中，大量的系统发射端与接收端的传感器信息需要系统电能发射端和负载接收端的实时通信来提高系统的整体性能[11-13]，最终提高无线充电的效率和稳定性，同时确保系统其他配套功能的正常运行。
实现无线电能信号同时传输的方法主要包括两种技术：分离信道和共享信道传输技术[14]。分离通道式通过增加额外的物理通道来实现电力和信号的同时传输，主要采用近场通信、Wi-Fi和蓝牙等技术。然而，这些方法需要发送端和接收端之间的复杂配对，从而导致明显的通信延迟[15-16]，并且使得它们不适合某些复杂的应用场景。此外，分离通道式也可以通过额外的耦合线圈来实现，不可避免的是，这种方式会带来电能通道对信号通道的干扰，增加了系统的复杂性。共享通道式为能量与信号在同一传输耦合机构上进行传输，可通过调制能量波的幅值[17]、频率[18]等特征来实现信号传输，或通过将信号调制在独立载波上并注入在能量通道上实现信号传输[19-21]，能量传输的稳定性可能会受到影响。通常采用的共享式信道传输技术，其信号传输速率也受到电能传输通道的限制，信号传输速率往往在1 Mbit/s以下。
在无线电能和信号同时传输技术应用过程中，由于串扰问题难以有效抑制，信号传输能力受到一定限制，采用系统屏蔽极板进行信号传输越来越受到人们关注，确切地说，信号可以通过系统中的杂散电容来传输。文献[22]通过发射端能量线圈和接收端能量线圈之间的寄生电容形成用于传输信号的回路，由于电能通过磁场传输，信号通过电场传输，因此串扰明显降低，但是系统受能量传输通道强电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）和系统本身EMI严重，系统无法满足在较大功率下进行数据传输，同时功率提升会增大信号传输的误码率。文献[23]实现了单电容耦合信号传输系统，采用耦合板的自电容和杂散电容形成完整的回路，但未对系统干扰进行有效分析，同时信号传输误码率较高。文献[24]利用两个双D型信号耦合线圈之间和两个金属屏蔽板之间的杂散电容，实现了信号正向和反向传输，系统额外的信号传输线圈增加了系统的复杂性，同时信号传输速率较低，未对信号传输的干扰进行有效分析。文献[25]通过分离的金属屏蔽铝板建立了六极板信号传输电容耦合模型，实现了在水下环境的信号双向传输，但额外屏蔽极板的使用降低了系统的传输功率。文献[26]利用耦合线圈两侧金属屏蔽板间的电容给信号传输提供了独立的信号通道并进行数据传输，不仅增加了系统的复杂性，同时无法在较大功率下进行数据传输，而随着功率的提升，系统屏蔽极板的干扰电压随之增大，进而影响数据传输的品质，增大了系统数据传输的误码率。
本文针对目前无线电能传输应用中能量传输和双向信号传输的需求，提出了基于磁耦合无线电能传输系统的能量信号传输并行、传输系统串扰抑制方法，合理利用系统中的一对屏蔽铝板，基于一对屏蔽铝板对能量线圈和大地之间的层间分布电场形成信号传输回路，实现了较高速率的信号传输。本文主要工作如下：
（1）利用耦合线圈两侧金属屏蔽板对能量线圈和大地间的寄生电容给数据传输提供了独立的信号通道，在保证金属屏蔽极板磁屏蔽功能的前提下，不需要额外屏蔽极板，降低了系统的整体成本。
（2）建立了四极板电容耦合模型，分析了信号传输通道电压增益与载波频率、采样电阻、交叉耦合电容和滤波网络参数的关系，给出了层叠方式下无线电能与信号同时传输的信号支路参数设计方法，通过对信号传输通道的参数设计，增大了信号传输通道的信道容量，确保信号的高增益传输，以实现较高速率的信号正反向传输。
（3）分析了线圈上变化磁场在屏蔽极板上产生的干扰电压，建立了干扰电压数学模型。在数据传输通道中加入滤波器来抑制线圈上变化磁场在屏蔽极板上产生的干扰电压，同时有效地抑制了系统的EMI，提高了信号传输的速率。
（4）通过对信号传输通道的信道容量分析，给出了不同功率等级下系统信号传输通道所能达到的最大信号传输速率，为系统实际应用提供了参考。信号通道对电能传输基本没有影响，验证了在极板偏移情况下信号传输的准确性。
本文采用基于耦合机构层间分布电场的无线电能与信号并行传输系统的耦合机构如图1所示，系统耦合机构由两个能量耦合线圈、两块磁心和两块屏蔽极板组成。以一对屏蔽铝板对能量线圈和大地之间的层间分布电场形成信号传输回路，构成无线电能与信号同时传输（Simultaneous Wireless Power and Data Transfer, SWPDT）系统。图1中，d1为系统的能量传输距离，d2为发射端磁心与接收端磁心的距离，d3为发射端屏蔽铝板与接收端屏蔽铝板的距离，l1和l2分别为磁心的边长和屏蔽铝板的边长。发射端与接收端的屏蔽极板置于最外侧，隔绝线圈磁通量向外辐射，处于中间位置的磁心可以减少漏磁，磁心与线圈紧贴，以增加线圈自感和线圈之间互感，提高系统的能量传输能力。
图1 层叠式耦合机构结构示意图
Fig.1 Schematic diagram of the stacked coupling mechanism structure
基于耦合机构层间分布电场的SWPDT系统包括：一个磁耦合感应电能传输通道以及一个由一对屏蔽铝板对能量线圈和大地之间的层间分布电容构成可供信号传输的通道。
S1～S4构成的电压型全桥逆变器将直流电转变为交流电，发射端采用LCC补偿拓扑抑制高次谐波的影响，系统通过能量耦合线圈将交流电从发射端发射到接收端，系统接收端同样采用LCC补偿拓扑，与VD1～VD4构成的电压型全桥整流器和滤波电容Cd连接，将交流电变为直流电并提供给负载，RL为用电设备。系统发射端能量传输电路由LCC补偿网络Lfp、Cfp、Cp和发射线圈Lp构成，所提出的能量与信号并行传输系统如图2所示。接收端能量传输电路由LCC补偿网络Lfs、Cfs、Cs和接收线圈Ls构成，补偿电感Lfp通过逆变器与直流电源Edc连接，补偿电感Lfs通过整流器与负载RL连接，以上一起构成电能传输回路。能量传输信道工作在能量传输基波频率fp上，M为发射线圈和接收线圈之间的互感，负载RL在LCC补偿后与整流器连接。
图2 所提出的能量与信号并行传输系统
Fig.2 The proposed power and data parallel transmission system
在所提SWPDT系统中，发射端线圈与发射端补偿电路、逆变器以及直流电源相连，接收端线圈与接收端补偿电路、整流滤波电路以及用电设备相连。本文信息调制解调方式采用正交频分复用（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing, OFDM），发射端OFDM模块一端接在发射端屏蔽铝板上，另一端接入大地。接收端OFDM模块一端接在接收端屏蔽铝板上，另一端接入大地。利用一对屏蔽铝板对能量线圈和大地之间的杂散电容构成可供信号传输的通道。信号传输通道包括OFDM调制解调模块、屏蔽铝板和采样电阻。这些组件用于构建一个MHz级带宽通信频带，详见第3节。此外，基于OFDM的调制解调技术提高了频谱效率和通信速率，采用频分复用的方式，实现信号的双向传输。信号传输通道通过OFDM调制解调模块将信号注射到信号传输信道中，再利用OFDM调制解调模块提取信号，系统可以在上位机上选择信号传输方向，从而进行信号的正向和反向传输。
由于信号通道不与能量通道进行连接，信号传输通道和能量传输通道不形成回路，彼此信道相互独立，因此可以认为在该频率下没有电流从信号传输通道流入能量传输通道，信号传输通道对能量传输通道的影响可以忽略不计。通常认为铝板依靠感生出的涡流对源磁场进行屏蔽，可将其等效为一个电感和电阻的串联[27]。屏蔽铝板加入后，电能传输通道可以表示为如图3所示的等效电路。M1为发射端铝板和发射线圈之间的互感，M2为发射端铝板与接收线圈之间的互感，M3为接收端铝板和发射线圈之间的互感，M4为接收端铝板与接收线圈之间的互感。
图3 电能传输通道等效电路
Fig.3 Equivalent circuit of the power channel
逆变器采用50%占空比的脉宽调制波控制，以实现逆变器输出为矩形方波电压。根据叠加定理，在分析电能传输通道时，可将信号传输通道视为断路。由于双边LCC补偿结构良好的选频特性，电压型高频逆变器的输出电压为方波，忽略其高次谐波，可以将其等效为一个正弦电压源Uin，接收端整流电路与负载RL可用交流负载RE代替。Uin与RE表达式分别为
（1）
根据KCL和KVL，系统电流电压间的关系可表示为
（2）
为了实现系统恒流输出，提高能量的传输效率，需要通过参数配置实现LCC拓扑使其工作在谐振状态，参数需要满足
（3）
将式（3）代入式（2），可以得出逆变器输出电流Iin、流过发射端耦合能量线圈电流Ip、流过接收端耦合能量线圈Is、流过等效交流负载电阻RE的电流Irec近似为
（4）
由式（4）可以发现，双边LCC拓扑具有恒流特性，输出负载电流Irec与M、Uin成正比，与wp、Lfp、Lfs成反比，与负载电阻RE无关，因此系统具有与负载无关的恒流输出特性。
2.2.1 四板交叉耦合电路模型
系统的能量线圈由金属铜导体紧密绕制而成，针对高频信号传输，每一匝能量线圈会形成寄生电容，因此针对MHz信号载波，能量线圈可以等效为一块金属铜板，则两个能量线圈和两个屏蔽铝板两两之间会形成电容。在信号传输通道上，如果将线圈看作两块金属板，两个能量线圈和两个屏蔽铝板两两之间的电容都可以理解为平板式耦合电容，其电容的计算公式为
（5）
式中，d为极板间距；e为介电常数；S为一对极板正对有效面积。可知，极板之间电容大小与极板正对有效面积和介电常数成正比，与极板间距成反比。
信号通道上的层叠式四极板交叉耦合模型等效电路如图4a所示，Cab为发射端屏蔽铝板与发射端耦合线圈之间的寄生电容，Ccd为接收端屏蔽铝板与接收端耦合线圈之间的寄生电容，Cac为发射端屏蔽铝板与接收端耦合线圈之间的寄生电容，Cbd为发射端屏耦合线圈与接收端屏蔽铝板之间的寄生电容。为了实现均衡的双向信号传输，能量发射端和接收端的金属板截面与耦合线圈设置为相同的尺寸参数，因此Cab=Ccd，Cac=Cbd。为了方便后续的寄生电容等效，记同侧屏蔽铝板与耦合线圈之间的寄生电容为Cm，记不同侧屏蔽铝板与耦合线圈之间的寄生电容为Cn，则有
（6）
图4 四极板交叉耦合电路模型及p型等效电路
Fig.4 Four board cross circuit model and p-shape circuit
一对能量线圈和一对屏蔽铝板两两之间的交叉耦合电容形成的四极板六电容在实际分析时较为复杂，需要对其进行简化。四极板六电容模型可以简化为两端口p型模型，如图4b所示。
对于电路的p型等效变换，可根据电容的串并联关系来推导。Cp1为p型等效模型的中间电容，Cp2为p型等效模型的输入侧电容，Cp3为p型等效模型的输出侧电容。p型等效模型的等效电容Cp1、Cp2与Cp3分别表示为
（7）
2.2.2 信号传输电压分析
在MHz频段，高频位移电流可以通过一对屏蔽铝板对能量线圈和大地之间的层间分布电场形成一个可供信号传输的回路。因此，信号可以通过这个由寄生电容构成的回路实现信号的双向传输。由一对屏蔽铝板对能量线圈和大地之间的层间分布电容构成的信号传输通道电路如图5所示，Cpg和Csg为同侧信号传输网络对大地的寄生电容。
信号传输通道p型等效电路如图6a所示，电容Cp1、Cp2与Cp3可以等效为电容Cp；信号传输通道中所有寄生电容等效为C1，寄生电容等效后的系统信号传输通道如图6b所示。Cp、C1可分别表示为
（8）
图5 信号传输电路
Fig.5 Circuit of the communication channel
（9）
图6 信号传输通道
Fig.6 Data transmission channel
在设计系统参数时，为了方便系统分析，系统两侧参数相同，满足式（10），则有系统正反向信号传输电压增益相同，即Gd=Gdf=Gdb。在分析正向信号通道的传输特性时，将解调模块视为断路，然后根据信号传输等效电路可以获得正向信号传输通道的等效电路如图7所示。
（10）
图7 正向信号传输通道的等效电路
Fig.7 Equivalent circuit of forward signal transmission channel
正向调制信号由信号源Usig1发射，并在接收端提取R2两端电压UR2得到发射端发射的信息。UR2为信号采样电阻R2信号中电压信号的峰值。Zdf1、Zdf2、Zdf3、Zdf4和Zdf5分别为从左向右看时各端口的等效输入阻抗，表示为
（11）
正向信号传输电压增益Gdf(ws)可以表示为
（12）
（13）
频率为fs的子载波采样电阻R2上的电压UR2为
（14）
为了方便系统的参数设计，系统信号发射端和接收端信号检测电阻R1与R2相等，从而使系统的正向和反向信号传输特性相同，此时正向和反向信号采样电压UR1与UR2相等。
设计时两侧参数一致时，则有正反向信号传输电压增益相等，即Gd=Gdf=Gdb。信号传输通道载波由OFDM模块发射，信号载波带宽为BS，模块同时发射N个不同频率的子载波，相邻载波之间频率差相同，信号在发射过程中，模块按照功率平均分配到各个子载波上，记n个不同子载波角频率为wn（n=1, 2, 3,…, N），bitn为每个子载波所携带的信息，可以取0或1。传输数据时，每个子载波对应采样电阻上采样电压大小为
（15）
采样电阻上的总的采样电压大小可记为
（16）
2.2.3 电能串扰分析
在实际应用中，全桥逆变器的输出电压波形是一个包含大量高阶谐波的方波。但由于LCC补偿网络的滤波网络特性，流经发射端和接收端线圈的电流可以近似为逆变基波电压分量通过LCC补偿网络后的正弦波，电流幅值大小如式（4）所示，频率为fp。
由于磁耦合无线电能传输系统通过流过发射端线圈的交流电流，产生变化的感应磁场，将电能从发射端传输到接收端，实现电能的无线传输。发射端线圈产生的变化磁场，将在屏蔽铝板上产生感应电压。发射端屏蔽铝板与发射端能量线圈磁通量分布如图8所示，能量线圈绕制方式为平面螺旋密绕，能量线圈匝数为Np，发射端屏蔽铝板与发射端能量线圈之间距离为d1，耦合能量内外径为r1和r2，这里r1和r2远大于d1，l为屏蔽铝板的厚度。由于接收端能量线圈距离发射端屏蔽铝板较远，接收端线圈在发射端屏蔽铝板上产生的感应电压可以忽略不计，发射端屏蔽铝板的电压主要由发射端能量线圈感应产生。最后可以得到发射端和接收端平面螺旋密绕耦合能量线圈在轴线距离d1处的磁感应强度Bp和Bs可以近似为
图8 发射端能量线圈在发射端屏蔽铝板上的磁通量分布
Fig.8 Distribution of magnetic flux between shielding aluminum plate and power coil at the transmitting end
（17）
式中，
为屏蔽铝板的磁导率。
同侧的屏蔽铝板位于同侧能量线圈的正对位置，且二者之间的距离很小，这里能量线圈绕过磁心在屏蔽铝板上磁感应强度可以近似相等，得到发射端线圈在发射端屏蔽铝板上产生的均值感应电压Upb和接收端线圈在接收端屏蔽铝板上产生的均值感应电压Upf近似表示为
（18）
（19）
式中，
为屏蔽铝板的趋肤深度；
为屏蔽铝板的电导率。由式（18）可知，屏蔽铝板越厚，屏蔽铝板上的感应干扰电压越小，为降低干扰电压应加厚铝板厚度。正向信号传输干扰电压与反向信号传输干扰电压分析类似，这里将不再赘述。
图9为线圈上变化磁场在屏蔽极板上产生的干扰电压对信号正向传输干扰的等效电路。Zpf1、Zpf2和Zpf3分别为从左向右看时各端口的等效输入阻抗，表示为
（20）
图9 磁场干扰电压对正向信号传输干扰的等效电路
Fig.9 Equivalent circuit of magnetic field interference voltage on forward data transmission interference
线圈上变化磁场在屏蔽极板上产生的干扰电压对正向信号传输干扰电压增益Gpf可以表示为
（21）
（22）
由耦合能量线圈上通过的交流电流所产生的交变磁场在屏蔽极板上感应产生的干扰信号，最终会在采样电阻R2上形成干扰电压，其大小可表示为
（23）
但在实验过程中发现，系统还存在开关管开通和关断时产生的EMI。然而逆变器的复杂EMI模型无法准确建模。虽然系统逆变器产生的EMI得到了一定程度的抑制，但滤波网络无法完全表现出对逆变器产生的EMI的滤波特性，因此逆变器产生的EMI是加入滤波网络后干扰信号传输的主要来源。因此，本文对加入滤波网络后获得的实验结果分析逆变器输入交流电压对信号采样电阻上产生的干扰电压增益，则逆变器产生的正向干扰电压增益GEMI_f和反向干扰电压增益GEMI_b可以估计为
（24）
式中，UR2_EMI为系统信号正向传输的干扰电压峰值；UR1_EMI为系统信号反向传输的干扰电压峰值，表示逆变器开关时刻，在R2和R1信号上检测到的噪声峰值。
2.2.4 信号传输通道容量分析
系统干扰电压来源于两部分：一部分是系统线圈上变化磁场在屏蔽极板上产生的干扰电压；另一部分是系统开关管开通和关断时产生的EMI电压。因此系统的信号传输信噪比可以表示为
（25）
式中，SNRf为信号正向传输信噪比；SNRb为信号反向传输信噪比。
根据香农第二定理，信号传输的信道容量与信道带宽、信噪比成正比。根据OFDM模块调制解调的最小解调电压的需求，信号通道的带宽即为OFDM模块子载波的带宽，则信号通道容量的表达式为
（26）
式中，Sf为信号通道正向传输的信道容量；Sb为信号通道反向传输的信道容量；B为OFDM模块能发射的子载波所对应的通信带宽。
为了提升信号传输速率，需要合理设计信号回路参数。通过分析式（7）和式（13）可知，当一对屏蔽铝板之间和一对能量线圈之间的耦合电容值越大，同侧屏蔽铝板对同侧能量线圈和同侧屏蔽铝板对异侧能量线圈之间耦合电容值越大时，信号传输电压增益能在信号子载波所在的带宽保持较高的信号传输电压增益。同时合理的滤波网络参数设计，可以保证整个信号子载波带宽处于信号传输通道的较高的增益带宽内，同时具备良好的滤波能力，有效抑制耦合线圈在屏蔽极板上感应的干扰电压。在确定能量传输距离d1、屏蔽铝板之间的距离d2、屏蔽铝板与能量线圈之间的距离d3、磁心长度l1、屏蔽铝板长度l2后，利用COMSOL有限元仿真软件获取交叉耦合电容的大小。
为了使信号采样电阻上的数字信号能被正确解调且保持较高的传输速率，信号传输支路参数的设计原则为所有子载波在信号检测电阻上的电压必须大于解调电路所需的最低门限电压Vth，即
（27）
本文所提出的系统设计方法，根据耦合机构尺寸、系统的谐振频率fp、信息传输子载波频率fs、线圈自感Lp和Ls、发射端补偿电感Lfp、接收端补偿电感Lfs、线圈互感M的限制，给出发射端补偿电容Cfp和Cp、接收端补偿电容Cfs和Cs、信号采样电阻R1和R2。基于第2节的信号传输电压分析、电能串扰分析和信号传输通道容量分析，给出系统的参数设计流程如图10所示。
为了获得较高的信号传输速率，需要合理的信号通道参数，保证信号传输较高的电压增益和较高的信噪比。为了方便信号传输通道的滤波网络参数设计，在设计时，滤波电感Ld固定为20 mH，根据本文的信号支路参数设计方法，在满足传输功率要求达到1 000 W、信号传输速率要求达到20 Mbit/s，能量传输距离为40 mm的条件下，计算得到最优的信号采样电阻需大于500 W，滤波网络电容Cd应大于40 pF，能有效确保整个信号子载波带宽处于信号传输通道的高增益带宽内，信号以较高速率的传输。
图10 信号支路参数设计流程
Fig.10 Flow of data branch parameters design
结合图2给出的基于耦合机构层间分布电场的无线电能与信号并行传输系统，在Matlab上建立仿真模型，根据第3节所给出的系统参数设计方法，计算得出系统参数，能量通道参数见表1。根据实际搭建的层叠耦合结构测量出系统寄生电容Cm、Cn、Cad和Cbc的值，通过耦合结构测量的实际参数来配置信号通道滤波网络和采样电阻的参数，在Simulink中建立系统仿真模型，按照系统实际参数搭建电路，验证系统电能传输拓扑与信号传输拓扑与理论分析是否一致，最后搭建实际系统进行验证。
系统寄生电容Cpg和Csg采用自谐振频率测量法进行测量，一端接屏蔽铝板上，另一端连接在同侧信号传输网络共地处，使用ROHDZ&SCHWARZ型号为FPL1007网络分析仪扫描频率响应，在相位反转点确定谐振频率，最后根据谐振频率得到系统寄生电容Cpg和Csg大小。寄生电容Cm、Cn、Cad、Cbc直接采用网络分析仪进行测量，利用网络分析仪进行扫频，以获得寄生电容的数值大小，系统信号传输通道系统参数见表2。
表1 能量传输通道系统参数
Tab.1 Power transmission channel system parameters
参 数数 值 Edc/V130 fp/kHz85 Lp, Ls/μH58.5 Lfp, Lfs/μH20 Cfp, Cfs/nF175 Cp, Cs/nF91 RL/W10 M/μH21.1
表2 信号传输通道系统参数
Tab.2 Signal transmission channel system parameters
参 数数 值 Usig1, Usig2/V10 fs/MHz2～28 Cm/pF50 Cn/pF40 Cad/pF75 Cbc/pF110 Cpg, Csg/nF2 N1 500 B/MHz26 R1, R2/W2 000 Ldpp, Ldps, Ldss,Ldsp/μH20 Cdp1, Cds1/pF30
在本文中，采用COMSOL有限元仿真分析耦合机构寄生参数及加入磁屏蔽和屏蔽铝板工作时磁感应强度分布。耦合线圈由直径为3 mm的利兹线绕制而成，整个系统谐振频率为85 kHz，发射端电流为10 A，磁屏蔽层覆盖在耦合机构后部，屏蔽铝板贴在磁屏蔽层后部。线圈匝数为25，线圈最大外径为11 cm，屏蔽铝板尺寸为20 cm×20 cm×1 mm，磁心尺寸为12 cm×12 cm×1 cm，系统的能量与信号传输距离约为40 mm。如图11a所示，磁屏蔽将磁场束缚在耦合机构周围，增加了线圈的自感和互感。屏蔽铝板将磁场均匀地束缚在极板之间，由于铝板上涡流效应的去磁作用，降低了耦合线圈的自感和互感，从而使耦合系数降低，如图11b所示。表3为系统有无屏蔽铝板线圈自感和互感测量结果。
图11 耦合机构工作时磁感应强度分布
Fig.11 Magnetic field intensity distribution of coupling mechanism
表3 线圈的测量结果
Tab.3 Measurement results for the coil （单位: mH）
参数只加入磁屏蔽加入磁屏蔽和屏蔽铝板 自感61.658.8 互感23.622
同侧的屏蔽铝板与能量线圈和不同侧屏蔽铝板与能量线圈的耦合电容值Cm由0 pF变到60 pF和Cn由0 pF变到30 pF的变化情况下，当Cn固定时，系统中的同侧屏蔽铝板与耦合线圈之间的寄生电容为Cm与p型等效模型等效电容Cπ呈线性关系。Cm和Cn对Cp影响仿真如图12a所示，Cm越大，Cp越大，最后趋于73 pF附近。Cbc和Cad与Cp关系如图12b所示，两个屏蔽铝板之间的耦合电容值Cad由0 pF变到80 pF和两个能量线圈之间的耦合电容值Cbc由0 pF变到120 pF的变化情况下，Cbc和Cad越大，系统等效杂散电容Cp越大，越有利于信号的传输。在Cad和Cbc都取得最大值时，Cp取得最大值，这说明要确保信号的高增益传输，需要两个屏蔽铝板之间的耦合电容值Cad和两个能量线圈之间的耦合电容值Cbc取较大值。
图12 系统寄生电容对Cp的影响
Fig.12 The influence of system parasitic capacitance on Cp
由于系统采用OFDM调制解调的方式进行信号的传输，系统进行信号传输通道的参数设计时需要考虑整个带宽内的不同频率信号子载波信号传输电压增益处于较高的水平，系统参数与信号传输电压增益的关系如图13所示。图13a中，固定滤波网络滤波电感Ld=40 mH，滤波网络电容Cd取值若小于20 pF，系统信号传输电压增益会在0～5 MHz带宽内急剧降低后又在5～30 MHz带宽内缓慢上升0 dB，整体0～30 MHz带宽内信号传输电压增益小于0 dB，继而不利于信号的传输。选取滤波网络电容Cd时，其值应大于40 pF，可确保整体信号传输增益大于-10 dB，满足信号所需的最小解调电压。系统等效寄生电容C1取值越大，越能保证整个信号子载波带宽处于信号传输通道的高增益带宽内，C1较大时，系统信号传输通道电压传输增益对C1不敏感，如图13b所示。取滤波网络电容Cd和电感Ld分别为50 pF和40 mH，当采样电阻Ri＜200 W时，系统信号传输电压增益无法满足模块最小解调电压所需的电压，设计时电压值应该选取更大的电阻以获得更高的电压增益，如图13c所示。固定滤波网络滤波电容Cd=50 pF，滤波电感和载波频率对信号传输电压增益的影响如图13d所示，滤波电感的感值大小会影响带宽的选取，感值大于15 mH可以确保带宽处于解调的有效区域。滤波网络电感Ld、滤波网络电容Cd、系统等效寄生电容C1和采样电阻Ri对信号传输电压增益的影响趋势相同，4个参数取得较大值时，载波频率越大，信号传输电压增益对4个参数越不敏感，信号子载波所在的带宽处于较高的信号传输电压增益，保证了整个信号子载波在信号传输通道较高的信号传输速率。
图13 系统参数与信号传输电压增益的关系
Fig.13 Parameters on data transmission voltage gain
由图13可知，合理的滤波网络和采样电阻参数，可以有效地确保信号传输的子载波处于信号传输的有效带宽，达到解调模块的解调电压和需要的滤波效果要求。滤波电容与滤波电感的选取主要与子载波的下限频率的选取相关，子载波下限频率越低，对应滤波电容越小或者滤波电感越大。这里选取采样电阻Ri=2 000 W，滤波电容Cd=50 pF，滤波电感Ld=40 mH，确保OFDM模块所发射的每个子载波所对应的信号传输电压增益大于-10 dB，对应的信号解调电压大于解调门限电压Vth，同时由于硬件的限制，选取系统信号子载波下限频率fBL= 2 MHz，子载波上限频率fBH=28 MHz，最后系统有效带宽B=26 MHz。
Gpf与频率f关系如图14所示，滤波电路可以有效滤除能量线圈的磁场辐射干扰，使磁场辐射串扰增益接近于零。当输入直流电压在10～200 V变化时，信号传输信噪比（Signal Noise Ratio, SNR）的趋势比较如图15所示。随着输入直流电压增加，SNRf1、SNRb1、SNRf2和SNRb2均降低。未加滤波网络时，正向信号传输信噪比SNRf1低于反向信号传输信噪比SNRb1，SNRf1和SNRb1的变化趋势相同。加滤波网络后，SNRf2和SNRb2的变化趋势相同，正向信号传输信噪比SNRf2略低于反向信号传输信噪比SNRb2。加入滤波网络较于未加滤波网络，具有更好的信噪比，有利于更高速率的信号传输。值得注意的是，当图15中所示的SNRf2和SNRb2低于-10 dB，这时将不利于信号传输，不再满足信号的解调条件。将表1和表2的参数代入式（27），可得到系统输入直流电压对加入滤波网络前后的正向与反向信道容量的影响曲线，如图16所示。未加滤波网络前，当输入直流电压达到300 V后，信号传输信道容量趋于零，系统干扰电压远大于系统信号的采样电压，这时已经不再满足信号传输的条件。加入滤波网络后，系统信道容量提升，同等功率等级信道容量大于未加滤波网络时的信道容量。为了提高信号传输速率，需要增大信道容量的同时提升功率，信号传输通道的信号传输容量减小，直至无法满足信号传输的条件。
图14 Gpf与频率f关系
Fig.14 The relationship between Gpfand f
图15 加滤波网络前后的信号传输信噪比
Fig.15 SNR before and after adding filter
图16 加滤波网络前后的正向与反向信道容量
Fig.16 Channel capacity before and after adding filter
按照图1和图2所给出的层叠方式下的SWPDT系统结构和拓扑，再结合表1和表2的系统参数搭建了如图17所示的实验样机，以验证所提出方法的有效性。发射端与接收端调制和解调模块选择两块EC-60电力通信模块。系统信号传输通道采用的OFDM调制解调模块通过8芯网线与同侧的PC连接，模块上信号发射接收端口连接至信号采样电阻R1和R2两端，采样电阻两端与滤波网络相连，滤波网络一端与屏蔽铝板连接，调制解调模块与PC整体构成信号发送与接收部分。
系统发射端逆变器输出电压和电流波形及接收端整流器前输入电压和电流波形如图18所示，可知系统处于良好的谐振状态。图18a为系统无信号传输通道时的能量传输波形，Uin为逆变输出电压，Iin为逆变输出电流，Urec为整流前输入电压，Irec为整流前输入电流。在有信号传输时，能量传输波形如图18b所示，系统输入电压Edc=130 V，逆变输出电压Uin的有效值为130.494 V，逆变输出电流Iin的有效值为8.296 4 A，整流器前输入电压Urec的有效值为100.083 V，整流器前输入电流Irec的有效值为10.172 7 A。图18b为系统有信号传输通道时的能量传输波形，可以发现与图18a系统无信号传输通道时的能量传输波形一致，则信号传输和有无屏蔽铝板几乎不影响能量传输。图18c为系统无屏蔽铝板时的能量传输波形，由于没有屏蔽铝板吸收磁通产生涡流，线圈自感和互感增大，增大了系统的能量传输能力。系统的电压、电流、传输功率及效率由PW8001功率分析仪测量，功率分析仪在有信号传输和屏蔽铝板情况下的显示界面如图19a所示，系统输入功率为1.082 6 kW，系统输出功率为1.018 1 kW，电能传输效率为94.041%，无屏蔽铝板情况下的显示界面如图19b所示，系统输入功率为1.377 5 kW，系统输出功率1.304 4 kW，电能传输效率为94.692%。
图17 实验样机
① —直流电源 ②—功率分析仪 ③—示波器 ④—发射端供电电源 ⑤—发射端滤波网络 ⑥—发射端OFDM调制解调模块 ⑦—电压型全桥逆变器 ⑧—发射端控制板 ⑨—发射端PC ⑩—耦合机构 ⑪—接收端OFDM调制解调模块 ⑪—接收端滤波网络 ⑬—接收端供电电源 ⑭—全桥不控整流器 ⑮—接收端PC
Fig.17 Experimental prototype
图18 能量传输实验波形
Fig.18 Power transmission experimental waveforms
图19 功率分析仪显示界面
Fig.19 Power analyzer display interface
系统耦合能量线圈上的电流波形如图20所示，由于系统采用LCC型谐振补偿网络，高次谐波经过LC网络被有效抑制，能量线圈上的电流呈现良好的正弦特性。在系统输入直流电压为130 V条件下，发射端能量线圈上的电流Ip有效值为10.6 A，接收端耦合能量线圈上的电流Is有效值为42.5 A，发射端耦合线圈上电流超前逆变器输出电压90°，接收端耦合线圈上电流超前整流桥输入电压90°。系统屏蔽极板上的干扰电压主要来源于耦合线圈上变化电流产生的变化磁场感应出来的干扰电压。
实际系统中，电能在发射端与接收端进行传输依照的是能量传输线圈变化的电流所建立的磁场，同时变化的磁场会对屏蔽铝板进行辐射干扰，屏蔽铝板上会产生干扰电压。图21为无信号传输时采样电阻上的电能串扰实验波形，未加滤波网络的屏蔽基板上的干扰电压如图21a所示，在输入直流电压Edc=100 V时，逆变电压有效值为99.453 V，逆变输出电流有效值为6.461 8 A时。测量屏蔽极板上干扰电压，一段连接在屏蔽极板上，另一端接在同侧信号传输网络共地处，得到发射端屏蔽极板上的电压峰值和接收端屏蔽极板上的电压峰值分别为14.8 V和14.9 V，同时伴随着较小的EMI电压。加滤波网络的屏蔽基板上的干扰电压如图21b所示，变化磁场在屏蔽极板上的干扰电压被有效抑制，但还存在非常小的开关管在开通关断瞬间产生的EMI，此时R1和R2上的干扰电压峰值分别为3 V和3.5 V。系统加入滤波网络后，电能串扰得到了很好的抑制，信号能在较大功率的电能传输下稳定传输，能量通道对信号通道所产生的干扰被有效隔离，确保了信号能够保持较高传输速率的正常传输。
图20 耦合线圈上电流实验波形
Fig.20 Experimental waveforms of current on coupling coil
图21 电能串扰实验波形
Fig.21 Power crosstalk experimental waveforms
当数据传输时，测量了发射端和采样电阻上的快速傅里叶变换（Fast Fourier Transform, FFT）结果如图22所示。从图22可以看出，功率传输通道的谐波被显著抑制，同时在信号传输过程中，滤波网络对于OFDM载波有略微的衰减，保证了接收端的信号被正确解调。模块同时发射N个不同频率的子载波，模块按照功率平均分配分配到各个子载波上，每个子载波的电压幅值大约为8 mV，发射端输出电压在±5 V波动。
图22 信号传输FFT结果
Fig.22 Data transmission results of the FFT
信号传输过程中，通过2台PC构建局域网，设置发射端PC的IP地址为192.168.1.2，接收端PC的IP地址为192.168.1.4，通过在PC写入文件来完成数据的传输，同时通过查看在此文件夹中写入文件的速度，直观展示信号传输的速度。实际应用过程，根据发射端和接收端接收信息的需求，可以手动在上位机进行信号传输方向的选择。在信号传输结束后，通过与源文件进行比对来验证数据传输的误码率，结束后所接收的传输文件与发射文件一致。直流输入电压为130 V，加滤波网络前后的信号传输效果如图23所示。图23a为未加滤波网络的正反向信号传输速率，系统电能传输功率为1 018 W，信号正向传输速度可达到1.9 MByte/s，约为15.2 Mbit/s，信号反向传输速度可达到1.8 MByte/s，约为14.4 Mbit/s。图23b为加滤波网络的正反向信号传输速率，系统电能传输功率为488 W，信号正向传输速度约为30.4 Mbit/s，信号反向传输速度约为30.4 Mbit/s。图23c为加滤波网络的正反向信号传输速率，系统电能传输功率为1 018 W，信号正向传输速度约为21.6 Mbit/s，信号反向传输速度约为21.6 Mbit/s。可知加入滤波网络后可以有效提升信号传输的速率。同时正向信号传输和反向信号传输过程中，传输文件一致，误码率为零。可以发现系统正向和反向信号传输速率基本一致，说明系统信号传输通道的参数设计比较对称。
图23 信号传输效果
Fig.23 Data transmission effect
在电能信号传输过程中，极板与线圈的偏移会对能量效率和信号传输造成影响。为了验证线圈偏移对系统性能造成的影响，通过移动上层接收线圈与屏蔽极板，产生横向偏移。由于磁耦合结构关于X、Y轴对称，因此横向偏移沿X、Y轴等效。本文通过沿X轴观察系统的横向抗偏移特性，横向偏移比从0达到45%，观察DX=10 mm, 20 mm, 30 mm, 40 mm, 50 mm这五个位置的系统工作情况。同理通过改变能量线圈之间的距离，产生轴向偏移，观察DZ=10 mm, 20 mm, 30 mm, 40 mm这四个位置的系统工作情况，传输距离d=5～8 cm。
系统输入直流电压为130 V，测量横向漂移和轴向漂移上的变化和过程中，系统的输出功率P、电能传输效率h、信号传输速率的对比见表4和表5。
表4 系统参数随横向漂移的变化
Tab.4 System parameters vary with lateral drift
偏移量/mm输出功率/W传能效率(%)正向速率/ (Mbit/s)反向速率/ (Mbit/s) 1093893.91023.223.2 2071493.3012827.2 3043691.64030.429.6 4027489.23234.433.6 506582.5273635.2
表5 系统参数随轴向漂移的变化
Tab.5 System parameters vary with vertical drift
偏移量/mm输出功率/W传能效率(%)正向速率/ (Mbit/s)反向速率/ (Mbit/s) 1038891.3352828.8 2020487.58430.430.4 3011382.20634.433.6 407274.7143636.8
偏移条件下的能量传输波形如图24所示。偏移情况下的信号传输效果如图25所示。图24a和图25a中，在横向偏移比达到16.67%时，即横向偏移DX=50 mm，具有65 W的输出功率，此时的系统效率为82.527%，信号正向传输速度为36 Mbit/s，信号反向传输速度为35.2 Mbit/s。图24b和图25b中，在轴向偏移DZ=40 mm，能量传输距离为80 mm，系统具有72 W的输出功率，此时的系统效率为74.714%，信号正向传输速度可达到36 Mbit/s，信号反向传输速度可达到36.8 Mbit/s。系统横向或者轴向偏移时，系统传输功率下降，干扰降低，信号传输速率提升，系统信号传输速率保持在30 Mbit/s左右，因此系统可在耦合线发生偏移的条件下，有效实现无线电能传输系统稳定的信号传输。
图24 偏移条件下的能量传输波形
Fig.24 Power transfer waveforms during offset conditions
图25 偏移情况下的信号传输效果
Fig.25 Data transmission effect during offset conditions
当系统信号传输通道没有加入滤波网络时，变化磁场在屏蔽极板上感应的干扰电压将会很大程度地影响信号传输通道的信道容量。加入滤波网络后，在确保信号传输高电压增益的同时，信号传输的信噪比在很大程度上得到提升。加滤波电路前后信号传输效果对比见表6。随着功率的提升，线圈上变化磁场在屏蔽极板上感应的干扰电压被有效抑制。尽管系统EMI得到了抑制，但系统产生EMI电压随着功率的提升也会逐渐增大，继而信号传输的信噪比和信号传输通道容量会降低，最终系统信号传输速率降低。
表6 加滤波电路前后信号传输效果对比
Tab.6 Comparison of data transmission effect before and after adding filtering circuit
有无滤波网络直流输入电压/V输出功率/W正向速率/ (Mbit/s)反向速率/ (Mbit/s) 9048816.816 10060115.214.4 无11072814.414.4 12086612.812.8 1301 01811.210.4 9048830.430.4 1006012827.2 有11072824.824.8 12086623.223.2 1301 01821.621.6
针对本文所提出方法与传统利用系统屏蔽极板或者线圈寄生参数能量与信号并行传输系统做出对比，在表7中分别罗列了所提出的系统和目前利用屏蔽极板或者系统线圈的寄生参数传输信号的系统，从功率、效率、正反向信号传输速率、误码率、有无干扰电压分析、极板与线圈数量这些方面对所提出系统性能进行了综合比较，以展示本文所提出方法的优劣所在。
表7 多种利用屏蔽极板或者线圈寄生参数的无线电能与信号传输技术对比
Tab.7 Comparison of wireless power and data transfer technologies using various parasitic parameters of shielded plates or coils
文献正向信号传输速率/(Mbit/s)反向信号传输速率/(Mbit/s)误码率(%)有无干扰电压分析极板与线圈数量效率(%) 本文21.621.60有1对极板与1对线圈93.908 [22]112无1对线圈91 [23]18.8419.360无3对极板91.8 [24]0.1500.6000有1对极板与2对线圈91.4 [25]48480无2对极板与1对线圈82.98 [26]0.8000.2400.16无2对极板与1对线圈—
本文设计SWPDT系统相较于传统利用屏蔽极板或者线圈寄生参数的能量与信号并行传输系统来说，利用系统本身的屏蔽极板，无需额外增加屏蔽极板或者信号传输线圈，降低了多线圈或多极板通道的系统成本，进而降低了系统的复杂度。相较于载波调制系统，本文系统信号传输速率受能量载波的影响较小，不会带来信号传输通道对能量传输质量造成的损失，同时降低了信号的解调难度，提升了能量传输的稳定性。此外，本文分析了采用屏蔽极板进行信号传输的干扰电压分析，通过滤波网络的设计，有效地抑制了变化磁场在屏蔽极板上感应的干扰电压，提高了信号传输的信噪比，确保了信号较高速率的传输。本文研究内容为无线电能与信号同步传输系统的串扰分析和抑制提供了一种新思路。
针对磁场耦合无线电能与信号传输系统的信号高速传输的需求，本文提出一种基于磁耦合无线电能传输系统的能量信号并行传输系统串扰抑制方法。考虑到能量信道对信号信道的影响，基于一对屏蔽铝板对能量线圈和大地之间的层间分布电场形成信号传输回路传输信号，可以不影响功率的传输，同时可以实现较大功率传输下的较高速率的信号稳定传输。分析了能量线圈产生的变化磁场在屏蔽铝板上产生的干扰电压，并给出了降低干扰电压的方法，通过滤波网络的设计，有效地抑制了变化磁场在屏蔽极板上感应的干扰电压和系统逆变过程产生的EMI，提高了信号传输的信噪比，确保了信号的较高速率的传输。同时通过对信号传输通道的信道容量分析，给出了不同功率等级下系统信号传输通道所能达到的最大信号传输速率。仿真与实验验证了所提出的系统及给出的方法能在较大传输功率和偏移情况下实现系统的信号双向高速传输。所搭建的实验装置在达到系统输出功率1 015 W时，电能传输效率为93.908%，信号正向传输速度为21.6 Mbit/s和信号反向传输速度为21.6 Mbit/s。
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Abstract With the widespread application of wireless power transfer (WPT) systems, there is an increasing demand for flexible adaptation to varying operational environments, necessitating real-time high- speed information exchange between power transmitters and receivers. However, current systems still fall short of engineering requirements for power transfer capacity and data transmission speed. This paper proposes a crosstalk-suppression method for parallel power and data transmission in magnetic resonance-based WPT (MR-WPT) systems, with a primary focus on enabling high-speed bidirectional communication.
First, a stacked coupled structure that enables simultaneous power and data transmission is proposed. A pair of shielded aluminum plates forms a data transmission path between the power coil and ground by utilizing interlayer-distributed electric fields, reducing voltage stress on the data circuit caused by power transfer and mitigating crosstalk between the power and data channels. Based on parasitic capacitance distribution between the shielding plates and power coils, an equivalent parasitic capacitance model is established. Then, the equivalent circuit models for both power and data transmission channels are developed. Higher-order filtering networks in the data transmission path suppress strong magnetic interference and system EMI from power transfer, while ensuring high gain for data carrier transmission. The absence of dedicated data coils or shared channels with power transfer simplifies system design.
Subsequently, a parameter design method for the simultaneous wireless power and data transfer (SWPDT) system is proposed. This method effectively reduces strong magnetic interference and system EMI while minimizing the impact of power transfer on data transmission speed. As a result, communication rates are improved. Through channel capacity analysis of the data transmission path, the maximum achievable data rates under different power levels are determined.
Finally, the experimental setup achieved forward and backward data transmission speeds of 21.6 Mbit/s at a system output power of 1 018 W. Under the magnetic shielding provided by metallic plates, the system maintains excellent power transfer performance and high data transmission speed across varying operating conditions, including different power levels and lateral or longitudinal misalignments. The presence of shielding plates slightly reduces the self- and mutual inductances of the power-coupling coils. The power transfer capability is diminished, and a more pronounced shielding effect against electromagnetic leakage is provided. Compared with existing wireless power and data transmission technologies that use shielding plates or parasitic coil parameters, the feasibility of the proposed approach is verified.
keywords：Simultaneous wireless power and data transfer, interlayer distributed electric field, interference suppression, parameters design
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.251165
中图分类号：TM724
国家自然科学基金（52277003）和中央高校基本科研业务专项基金（2022CDJQY-006, 2024CDDJXY027）资助项目。
收稿日期 2025-11-15
改稿日期 2025-12-20
冯占昆 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为电力电子与无线电能传输技术。E-mail: 202313021039@stu.cqu.edu.cn
戴 欣 男，1978年生，工学博士，教授，博士生导师，研究方向为无线电能传输技术及相关支撑电力电子技术，具体包括无线电能传输系统的系统非线性建模及优化控制、动力学行为分析、双向电能传输及参数优化设计等。E-mail: toybear@vip.sina.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）