图1 基于LCL型耦合的“光-储-荷”三端口DC-DC功率变换系统框架
Fig.1 The framework of the three-port DC-DC power conversion system based on LCL coupling of “light-storage-load”
摘要 针对“碳达峰、碳中和”及新型能源系统转型战略背景下的光伏-储能-负荷之间的隔离/非隔离直流功率转换与传输关键技术，该文研究与设计了一款基于LCL型谐振耦合的“光-储-荷”一体化接口功能的三端口DC-DC功率变换系统。该系统集成了“光-储-荷”一体化接口功能，采用LCL型耦合网络融合了非隔离直流功率传输及隔离无线电能传输通道，非隔离直流功率传输为光伏与储能之间的能量传输，隔离无线电能传输为光伏-储能系统对负荷的能量传输。该系统采用LCL-LCL型谐振耦合拓扑结构，一次侧以双半桥的拓扑实现对谐振网络的双端激励，且双半桥端口可实现光伏、储能的自由接入，二次侧采用全桥不控整流的方式将LCL型耦合的交流无线能量转换为直流功率，实现对负载的隔离功率传输。详细分析了系统在光伏、储能和负载三个端口功率需求与供给不同时的系统工作模态，以及拓扑关键参数在一个开关周期内的变换规律，建立直流功率传输特征变量及无线功率传输核心变量的动态特性方程。在此基础上设计了融合光伏最大功率点跟踪（MPPT）算法的动态功率潮流调制策略，实现了对光伏端口MPPT的同时对光伏-储能间的直流功率及负载的无线功率进行控制。在PSIM中建立了系统的开闭环仿真模型，进行了开环扫描与闭环控制仿真以验证拓扑结构的正确性与控制方法的有效性。以dsPIC33FJ64GS606数字控制器为核心搭建了硬件实验平台，并进行开环扫描与闭环实验，实验结果表明，所设计系统拓扑及控制策略不仅实现了精准的控制，同时系统对负载突变、光伏突变等情况具备良好的动态响应性能。
关键词：光-储-荷 三端口DC-DC LCL型谐振耦合 无线电能传输 最大功率点跟踪（MPPT）
随着全球能源结构转型加速推进，大力发展新能源取代传统化石能源的步伐刻不容缓。在中国“2030碳达峰、2060碳中和”双碳目标的政策驱动下，以光伏为代表的可再生能源技术及其配套储能系统成为近年来的研究热点[1-2]。然而，在光伏发电系统中，光伏发电功率容易受到外界环境的影响，呈现出波动特性和间歇特性[3]。为平衡光伏发电功率，常在光伏系统中配有储能装置以维持负载侧功率稳定。DC变换器作为连接光伏组件和储能装置之间的重要功率匹配单元，被广泛应用在分布式发电系统中[4-5]。然而，单一DC变换器在实际应用中存在一定的局限性。为了实现各端口之间的功率传输与电压等级的匹配，传统方法通常是为每个端口配置一个独立的DC-DC变换器，并将其连接至直流母线。但这种方式增加了系统的结构复杂性，还增大了整体成本[6]。
多端口变换器（Multi-Port Converter, MPC）凭借其高集成度、拓扑灵活性和高效能特性，在混合能源系统与直流微电网领域展现出显著优势[7]。在结构创新方面，文献[8]提出一种集成了光伏、储能电池与负载的新型非隔离式MPC，该设计通过光伏-电池串联模块与耦合电感器的协同作用，有效提升了系统电压增益。文献[9]则开发了基于开关电容技术的非隔离式MPC，创新性地将双向脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation, PWM）变换器、串联谐振变换器（Series Resonant Converter, SRC）和共享开关的开关电容变换器（Switched Capacitor Converter, SCC）进行整合，采用脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation, PFM）与PWM的复合控制策略，在简化光伏系统结构的同时实现了高效能量管理。在性能优化方面，文献[10]提出的双输入端口MPC方案具有显著技术特点：通过引入开关电感结构实现高电压增益，采用电池独立供电模式提升系统可靠性。该设计不仅有效地抑制了输入电流纹波，还通过共地连接设计增强了系统在可再生能源应用中的适应性。上述非隔离式MPC技术通过电感、开关等元器件的端口复用机制，在系统集成度、体积控制与能效提升方面展现出显著优势。然而需指出，此类拓扑因缺乏电气隔离装置，导致端口间电位耦合问题突出，存在电气安全性能不足的固有缺陷[11-13]。
在隔离式多端口变换器研究领域，近年来涌现出若干创新性设计方案。文献[14]提出一种具备单向/双向混合工作模式的MPC架构，通过开关器件的跨端口复用机制，在提升功率密度的同时增强了系统可靠性，其创新控制策略实现了不同工况下的模式平滑切换。文献[15]针对电动汽车充电场景开发了集成串联谐振变换器与双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）的三端口隔离式DC-DC变换器，该设计通过高频变压器实现各端口间的电气隔离，支持快充/慢充协同运行，但多级隔离变压器的引入导致系统体积和成本显著增加。为进一步优化性能，文献[16]创新性地将双向开关单元嵌入DAB拓扑，构建出新型三端口变换器，利用谐振腔参数优化实现全负载范围内的软开关特性，有效地降低了开关损耗。上述隔离转换器利用变压器进行端口隔离，与非隔离转换器相比提供了更好的电气安全性能，但容易出现磁饱和和固定安装位置限制等问题，阻碍设计和应用的灵活性。
磁耦合无线电能传输（Magnetically Coupled Wireless Power Transfer, MCWPT）技术凭借其非接触式能量传输特性，在电气隔离与空间自由度方面展现出独特技术优势[17-19]。相较于传统导线传导方式，MCWPT通过高频交变磁场实现空气间隙下的能量穿透传输，这种耦合特性不仅为光伏-储能系统中能量端口与负载端口间的电气隔离开辟了新的实现路径，更显著地提升了系统在恶劣环境下的运行安全性[20-23]。在系统能效优化方面，谐振网络的拓扑设计尤为关键[24]，其中LCC、LCL、LLC等高阶谐振网络因具备较强的抗偏移能力与参数配置灵活性，可通过谐振特性优化有效提升能量传输效率并降低功率器件电压应力。LCL-LCL型复合网络通过构建双谐振回路在抑制无功功率循环方面展现显著优势[25-26]，为MCWPT系统与多端口变换器的集成应用提供了新的技术突破口。
本文针对光伏发电与储能之间的功率变换，为实现“光-储-荷”一体化接口功能，隔离与非隔离能量传输通道的高度融合，提出了一种基于LCL型谐振耦合的“光-储-荷”三端口DC-DC功率变换系统。该系统以LCL型谐振耦合网络为功率融合通道，以双半桥拓扑对LCL型耦合网络进行双端激励，实现了“光伏-储能”之间的直流功率通道以及负载端的无线功率通道在LCL型耦合网络上的深度融合。双半桥拓扑可自由接入光伏与储能，且接口融合了光伏最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking, MPPT）功能。深入分析了系统在不同端口状态下的功率传输方式及其在开关周期下的不同工作模态，建立了不同模式下系统关键参数的动态变化规律特征模型，设计了融合MPPT功能的动态功率调制策略，实现了对融合功率通道中的直流功率与无线功率的解耦与同步控制。最后通过仿真与实验同步验证了本文所提出的拓扑结构的优越性以及控制策略的有效性。本文所提出的系统主要创新点可以归结如下：
（1）采用双半桥拓扑结构对LCL型耦合网络进行双端激励，不仅实现了不同电压等级、不同功率等级以及不同形式的直流激励源的同步接入，同时对比全桥接入的接口形式所需要的开关管数量更少，有效地降低了电路接口的成本。
（2）本文提出采用LCL型谐振耦合的形式，实现了光伏-储能之间的直流功率传输通道与负载端口的无线功率通道在LCL型耦合网络上的深度融合，突破了无线耦合网络单一能量传输形式的限制，实现了无线网络的多模态能量传输。
（3）提出了融合MPPT功能的动态功率潮流调制策略，在保持光伏接入端口MPPT功能的同时实现了直流传输功率与无线功率的同步调制，且控制系统在参数突变的情况下具备较好的鲁棒性（包括光伏无接入这类极端情况）。
本文所提出的基于LCL型耦合的“光-储-荷”三端口DC-DC功率变换系统框架如图1所示，该系统可以无线耦合线圈为界分为一次侧与二次侧两个部分，一次侧由两个“光-储-荷”一体化端口P1与P2实现能量源的接入，通过两个DC-AC功率变换单元实现对无线耦合网络的双端激励，两边之间的无线能量传输通过LCL-LCL补偿形式的耦合网络实现，负载端口由AC-DC全桥整流将无线传输的交流电转换为直流电对负载进行供电。所提出的系统将一次侧两个端口之间的直流能量交互通道与无线能量传输通道于LCL型耦合网络中实现了功率通道的深度融合，在光伏与储能之间进行直流功率交互的同时实现对负载的无线电能传输。此外，以数字控制器为核心，结合信号采集电路实现对双激励端口以及负载端口的MPPT、直流功率调制以及无线传输功率控制。
图1 基于LCL型耦合的“光-储-荷”三端口DC-DC功率变换系统框架
Fig.1 The framework of the three-port DC-DC power conversion system based on LCL coupling of “light-storage-load”
所提系统的电路拓扑结构如图2所示，“光-储-荷”一体化端口采用半桥逆变器的形式进行连接（本文以一体化端口分别接入光伏和储能为例，即P1端口接光伏太阳板、P2端口接储能电池、P3端口接直流负载），每个半桥逆变器由两个MOSFET组成，即光伏侧Q1、Q4和储能接口侧Q2、Q3。此外，由4个二极管构成的全桥整流器用于将LCL型谐振网络接收到的交流功率转换为直流功率对负载进行供电。U1和U2分别为光伏电压和电池电压。逆变器输出电压uAB是指两个半桥中点A和B之间的电压，也作为LCL型谐振耦合网络的激励源。L1、CP、L2、CS分别为LCL型耦合网络耦合线圈自感与谐振电容。M为LP和LS之间的互感。I1和I2分别为一次电流和二次电流，IP和IS分别为一次线圈和二次线圈电流。IPV、Ibat和IR分别为光伏电流、电池电流和负载电流。为简化谐振网络的参数设计，采用传统的LCL-LCL对称的耦合网络形式进行谐振无线能量耦合，且设定耦合网络参数对等，即L1=LP，L2=LS。
图2 系统拓扑结构
Fig.2 Topology of the proposed system
本文所设计的基于LCL型耦合的“光-储-荷”三端口DC-DC功率变换系统拓扑结构，不仅实现了无线耦合网络多端激励，同时将光伏-储能端口之间的直流功率通道与负载的无线功率通道在LCL型耦合网络实现了深度融合。此外，半桥形式的端口接入结构满足了轻量化、低成本等实际应用需求。与其他三端口WPT系统相比[14-16]，本文所设计的系统拓扑结构只有4个开关，控制系统更简单。与基于多绕组变压器的隔离型MPC相比，本文所设计的系统拓扑同样具有高安全性能，更加灵活的端口功率调控优势，同时降低了系统成本。
本文所提出的“光-储-荷”三端口DC-DC功率变换器具备两个输入端口，以半桥的形式分别接入光伏与储能蓄电池，其中光伏接入端口定义为单向端口，储能蓄电池接口为双向功率端口，同时以LCL型耦合提供一个单向的直流功率输出端口。假设不存在开关损耗，线圈耦合系数为1，在传输效率为100%的情况下进行系统工作模态分析。所提出的系统根据光伏端口输出功率以及负载功率需求之间的关系可以实现三种模式的运行方式：单输入双输出（Single Input Double Output, SIDO）模式（光伏端口同时对蓄电池充电以及负载供电）、双输入单输出（Double Input Single Output, DISO）模式（光伏与蓄电池同时对负载供电）、单输入单输出（Single Input Single Output, SISO）模式（光伏端口无输出，蓄电池单独对负载供电），三种模式的功率潮流示意图如图3所示。根据功率守恒定律，在忽略直流功率通道传输效率以及无线功率传输效率的影响下，系统的三个端口功率满足
（1）
式中，PPV、Pbat和Po分别为光伏、电池和负载端口的传输功率。电池作为双向能量端口，其充放电状态由Pbat的正负值表示。Pbat＞0时，电池放电；Pbat＜0时，电池充电。
图3 不同工作模式下的功率潮流
Fig.3 Power flow in different working modes
SIDO模式：PPV＞Po且Pbat＜0，此模式下，光伏发电功率大于负载需求功率，此时负载的功率由光伏单独提供，同时光伏发电多余的功率对储能电池进行充电，即光伏通过无线功率通道对负载供能的同时借助直流功率通道将多余能量存储在蓄电池。
DISO模式：PPV＜Po且Pbat＞0，此模式下光伏发电功率小于负载需求功率，储能电池端口由输入转为输出以补充负载的功率。此模式与的SIDO模式皆采用MPPT算法以实现光伏发电的最大功率与最佳效率输出。
SISO模式：PPV=0且Pbat＞0，此模式可模拟光伏发电的夜晚模式，光伏发电功率为零，无线功率通道进入非对称激励模式，由储能蓄电池单独提供负载功率，可通过PWM策略对无线功率通道中传输的功率进行调节。
本系统实现了直流功率通道与无线功率通道于LCL型耦合网络上的深度融合，采用双半桥输入接口形式对LCL型网络进行双端激励，为了使LCL型网络工作在最大功率以及最佳效率状态，开关频率f设置为LCL型耦合网络的谐振频率，且一次侧与二次侧的LCL型耦合网络设置为同一谐振频率，开关频率及谐振频率为
（2）
系统在三种工作模式下的开关状态即关键变量的时序如图4所示，其中，T为开关周期，uAB为耦合网络两端的驱动电压，vC1为电容电压。本文对系统工作模式的理论分析中假设元件为理想元件，且忽略了开关状态的死区时间。
在SIDO和DISO模式中，电池充放电状态由光伏功率PPV与负载功率Po的相对关系决定。当PPV＞Po时，电池处于充电状态；当PPV＜Po时，电池处于放电状态。系统采用PWM来维持光伏和电池功率平衡，并采用基于扰动观测法的MPPT算法以保证光伏发电的最优利用，两种工作模式的运行状态下的驱动、电流波形如图4a、图4b所示。
图4 不同模式下开关时序
Fig.4 Switch timing in different modes
模态1[t0, t1
：Q1、Q4导通，Q2、Q3关断，此时LCL型网络由光伏源进行激励，其电路模态如图4a所示。LCL型耦合回路的电压为U1，一次线圈电流i1呈现先增大后减小的趋势。一次线圈电流i1和一次侧谐振电容电压vCp可分别表示为
（3）
（4）
式中，w为谐振回路的角频率，w=2pf。
模态2[t1, t2：Q2、Q3导通，Q1、Q4关断。此模态下LCL型网络由储能电池单源进行激励，电路状态如图4b所示。LCL型耦合网络的电压为-U2。此时，一次线圈电流i1和谐振电容电压vCp可分别表示为
（5）
（6）
假设系统处于稳态，i1(t)与vCp(t)具有连续性与周期性特征，则其初始值需满足
（7）
（8）
依据式（5）～式（8）可计算出一次侧电感LP中电流的平均值I1为
（9）
SISO模式如图4c所示，此模态模拟光伏夜间模式，此时光伏无功功率输出，系统由储能蓄电池单独进行激励与供电，可通过PWM控制来调节无线能量传输的功率（负载功率），工作状态与SIDO和DISO模式类似如图5所示。SISO模式下的稳态工作状态如下：
模态1[t0, t1：Q1和Q4导通，稳压电容C1接入LCL型谐振网络，使得谐振网络端口电压等于电容电压vC1。
图5 系统在SIDO和DISO模式下的工作状态
Fig.5 System operation in SIDO and DISO modes
模态2[t1, t2]：Q2和Q3导通，仅电池接入LCL型耦合网络，其工作特性与SIDO及DISO模式下的模态2类似，如图5b所示。
在SISO模式的工作模态1中，电容C1电压vC1与占空比d相关。例如，较小的占空比使开关Q2和Q3导通的时间更长，从而导致电容C1中存储的能量更高，vC1升高。此外，在单输入单输出模式下，I1、IPV和Ibat之间的关系也满足式（9）。如图4c所示，在SISO模式下，一个完整周期T内，IPV=0。
本文采用LCL-LCL型谐振耦合网络作为系统能量传输的桥梁，并同时作为一次侧能量端口与负载端口间的电气隔离装置，谐振补偿网络拓扑如 图6所示。
图6 谐振补偿网络拓扑
Fig.6 Resonance compensation network topology
如图6所示，L1、L2分别为一次侧与二次侧的谐振补偿电感，CP、CS分别为一次侧与二次侧的谐振补偿电容，LP、LS为耦合线圈。本文采用传统的LCL型耦合网络配置方法，即L1=LP，L2=LS。LCL型耦合网络部分谐振频率表示为
（10）
实验中所用线圈采用手工绕制，经测试，所绕制的线圈自感为L1=17.8 mH，L2=35.4 mH。为使得谐振频率与工作频率匹配，保证最大功率传输，由谐振频率与电感、电容之间的关系，确定LP=L1= 17.5 mH、LS=L2=35 mH、CP=0.2 mF、CS=0.1 mF。
本系统通过LCL型耦合网络“光-储”双端接口之间直流功率传输的同时对负载进行无线电能传输。为简化分析，设光伏和电池处于相同的电压等级，且线圈中的内阻可忽略不计，此时系统的等效互感耦合模型如图7所示。
图7 双边LCL型谐振网络互感模型
Fig.7 Mutual inductance model of bilateral LCL type resonant network
图7中，Re为整流器及其后续电阻R的等效电阻，可表示为
（11）
Z1为系统阻抗于耦合网络一次侧的等效；Z2为二次侧等效阻抗。由于系统工作在谐振频率，Z1和Z2可分别表示为
（12）
（13）
Zr为二次侧网络和负载到一次侧网络的等效反射阻抗，表达式为
（14）
式中，k为一次线圈和二次线圈间的耦合系数。
类似地，根据耦合理论，一次线圈、二次线圈和负载中的电流可分别表示为
（15）
（16）
（17）
式中，UAB为uAB在谐振频率处的基波分量的有效值。
根据上述理论分析与计算，一次线圈电流和负载电流大小与负载阻抗无关，因此，负载侧具有与负载无关的恒流输出特性。
本系统采用基于单自由度PWM的协调控制策略实现多端口功率潮流管理，具体涵盖两种典型运行模式：①在光伏供电模式下，通过自适应PWM占空比调节实现光伏MPPT；②当光伏单元处于无能量输出状态时，系统切换至负载调节模式，通过动态PWM精确调节负载功率以维持系统功率平衡。针对所提出的基于LCL型耦合的“光-储-荷”三端口DC-DC变换器拓扑，本文创新性地设计了基于改进型扰动观测法的MPPT控制算法，其完整的控制逻辑如图8所示。
图8 最大功率点跟踪算法框图
Fig.8 MPPT method diagram
控制器实时采集光伏端口电压VPV、光伏电流iPV，计算出当前时刻系统的功率PPV并与上一时刻的光伏输出功率作差，得到光伏功率变化量DPPV，并根据DPPV的正负决定扰动方向。经过不断的扰动，功率PPV逼近最大功率点，最终在最大功率点附近进行小范围扰动，实现对光伏最大功率点跟踪。
为防止电池过充，需要加入电池充电过电流、过电压保护控制，系统模式控制框图如图9所示。
图9 系统模式控制框图
Fig.9 System mode control block diagram
本系统根据光伏发电功率与负载功率需求之间的大小关系实现了SIDO、DISO与SISO三种工作模式间的无缝切换。例如，在SIDO和DISO模式下，通过控制占空比d1实现MPPT控制，确保光伏的最大功率输出。电池需要防止过电流和过电压，因此，输出占空比dc需受到限制，并且必须小于对应于电池保护电压Vobat的占空比d2，以及对应于最大充电电流Iobat的占空比d3。因此，在这些模式下，输出占空比dc是d1、d2、d3中的最小值。在SISO模式下，只有电池为负载供电，负载电流由占空比dd调节。
为验证所设计系统拓扑的正确性与控制策略的有效性，在PSIM中搭建了系统的开闭环仿真模型，对系统开环动态特性、闭环控制响应以及光伏最大功率点跟踪等功能进行了仿真验证，仿真模型拓扑如图10所示，主要仿真参数见表1。仿真主要分为两个部分：①开环特性扫描仿真，通过对系统参数的开环扫描以获得系统传输功率、效率以及端口电压在不同占空比、不同负载下的特性曲线；②闭环控制系统验证仿真，验证本文所设计的MPPT算法以及功率控制策略的正确性。
图10 系统仿真模型拓扑
Fig.10 System simulation model topology
表1 系统仿真参数
Tab.1 Simulation parameters
参 数数 值 一次侧谐振补偿电容CP/mF0.2 二次侧谐振补偿电容CS/mF0.1 一次侧电感L1, 一次侧发射线圈电感LP/mH17.5 二次侧电感L2, 二次侧发射线圈电感LS/mH35 系统工作频率f/kHz85 输入电压范围/V12～48
为了探究占空比d与光伏功率PPV、电池功率Pbat以及负载电流IR之间的关系，进行系统特性扫描。
设系统光伏的最大功率点对应的电压为VPV= 30 V，占空比从0.46变化到0.66，步长为0.02，以及在不同负载（R=20, 50, 80 W）下，探究系统的光伏输出功率、电池功率以及负载电流随着占空比的变化特性，其中DISO和SIDO模式下的扫描结果如图11所示。
图11 DISO和SIDO模式下的扫描结果
Fig.11 Scanning results in DISO and SIDO mode
通过扫描结果可以看出，随着占空比从0.46增加到0.54且在不同负载的条件下，负载电流保持恒定，而光伏功率和电池功率均呈现出一致的上升趋势，当占空比从0.56增加到0.66时，光伏功率快速上升，而电池充电功率上升缓慢，但负载电流依旧保持恒定。占空比对负载电流的影响较小，但对光伏功率和电池功率影响显著，呈现出线性关系。因此，在DISO和SIDO模式下，可以通过调节驱动占空比dd实现对光伏发电的最大功率点跟踪。
图12为模拟夜晚工作模式即光伏输出为0，系统处于SISO模式下的开环扫描结果，由于直流通道功率为零，因此系统的占空比调制区间比前两个模式要宽，在不同负载（R=20, 50, 80 W）下，占空比在0.3～0.8范围内变化时，随着占空比的增加，电池功率和负载功率均呈现下降的趋势，具有正相关的线性关系，但系统功率传输效率几乎维持恒定，因此在此模式下可以通过调节驱动信号占空比来调节无线功率通道的输出功率。
综上所述，通过对不同工作模式下的系统开环动态特性扫描结果可知，PWM策略不仅可以实现对光伏最大输出功率点的追踪控制，也可以对无线功率通道的输出功率进行调节。
图12 SISO模式下的扫描结果
Fig.12 Scanning results in SISO mode
为了验证所提出的MPPT控制策略的有效性，在不同光照和温度条件下进行MPPT仿真验证，系统随着光照强度变化的动态响应结果如图13、图14所示。
图13 光照突变时MPPT控制器动态响应结果
Fig.13 MPPT controller dynamic response process when light changes suddenly
图14 温度突变时MPPT控制器的动态响应结果
Fig.14 MPPT controller dynamic response process when temperature changes suddenly
图13a所示为光照变化过程中的MPPT动态追踪结果，其中光照强度初始值为400 W/m2，然后增加到800 W/m2，最后再降低到600 W/m2。由响应结果可看出，随着光照增加，光伏的最大输出功率也增加，同时所提出的MPPT追踪响应依据光照变化成功地追踪了在光照强度变化下的光伏最大功率，有效地实现了最大功率点跟踪。
此外，光伏发电的功率也受温度的影响，如图14所示，光伏温度的初始值为25℃，在0.06 s和0.13 s时分别切换到45℃和65℃，从图14b的输出响应结果可以看出，所设计的MPPT策略针对不同温度下的光伏MPPT依旧有效。
由以上结果可以得出，本文所提出的MPPT策略不仅可以实现对不同光照下的光伏MPPT，也可以实现在不同温度条件下的光伏MPPT。
为验证所设计拓扑结构的正确性以及所提出的控制策略的有效性，以dsPIC3FJ64GS606数字控制器为核心，搭建了硬件实验平台，如图15所示，采用光伏模拟电源来模拟光伏阵列输出，24 V电池组作为储能装置用于平衡系统功率，硬件实验平台的相关参数见表2。
图15 实验验证平台
Fig.15 Experimental verification platform
表2 实验平台参数
Tab.2 Parameters of the experimental platform
参 数数值 (型号) 系统工作频率f/kHz85 一次侧谐振补偿电容CP/mF0.2 二次侧谐振补偿电容CS/mF0.1 一次侧电感L1, 一次侧发射线圈电感LP/mH17.5 二次侧电感L2, 二次侧发射线圈电感LS/mH35 DSP控制器dsPIC3FJ64GS606 MOSFETIRFP250MPBF(30 A 200 V) 光伏模拟电源ITECH IT-N2131(80 V/25 A/1 500 W) 电压传感器HVS-AS3.3 电流传感器CHCS-PS3.3-15A 电子负载ITECH-IT8512A+(150 V 30 A 300 W)
系统工作在SIDO和DISO模式下的实验波形如图16a和图16b所示。图16a中系统工作于SIDO模式，光伏输出为30 V，设定的输出功率为150 W，此时光伏输出功率大于负载功率，电池以2.56 A的电流进行充电。图16b所示为系统工作在DISO模式下的实验波形，此时光伏输出为18 V，输出功率为30 W，光伏功率满足负载功率需求，此时电池不输出也不输入，电池电流为0。从图中可以看出，光伏在SIDO和DISO模式下均运行于最大功率点，所提出的MPPT算法的有效性得到了验证。图16c所示为系统在SISO模式下的实验结果，此时模拟黑夜情况，光伏输出为0，在驱动占空比为0.4时，相关电流I1、IPV和Ibat符合式（9），而在DISO和SIDO模式下，也同样满足式（19）。
图16 不同模式下的关键波形
Fig.16 Key waveforms in different modes
以10 W为步长将负载电阻从20 W逐步增加到80 W，研究负载变化对不同模式下系统效率的影响，其扫描结果如图17所示。从图17中可以得出，随着负载的增加，系统效率先增大后保持恒定且系统效率维持在80%以上。此外，当负载30 W时，系统在DISO模式下的效率最高。
图17 负载与系统效率在不同模式下的扫描结果
Fig.17 Scanning results of load and system efficiency in different modes
对MPPT算法有效性验证实验可分为两个阶段进行：①运行过程中光伏最大功率点动态变化下的系统响应效果；②负载动态变化下MPPT追踪响应验证。
光伏最大功率点动态变化响应实验结果如图18所示，实验中光伏功率从30 V/150 W转变为25 V/100 W，其两种功率下的I-V曲线如图18a、图18b所示，系统的负载为50 W。在最大功率点发生变化之前，系统处于稳定状态且光伏输出电压为30 V，输出功率为150 W，实现了对图18a曲线下的光伏MPPT，在光伏最大功率点突变后，系统在0.4 s的时间内重新实现了对图18b曲线下的光伏MPPT，并且在整个追踪过程中，负载中的电流始终保持恒定，维持了负载的恒功率输出。
进行负载动态变化下的光伏MPPT算法验证实验，实验中的负载由电子负载自动切换，内置阶跃变化模式，型号见表2。实验结果如图19所示，光伏输出电压设定为30 V，功率为150 W，负载由30 W变为50 W的过程中，光伏的输出电压与功率保持恒定。负载功率由30 W提升到50 W过程中，负载电流保持恒定，且在光伏MPPT实现的情况下电池的充电电流由2.5 A迅速下降到2 A，以维持功率平衡，整个响应过程仅需80 ms。
图18 MPPT控制器在最大功率点突变时的动态响应过程
Fig.18 The dynamic response process of the MPPT controller during sudden change of maximum power point
图19 负载突变时MPPT控制器响应过程
Fig.19 The maximum power point tracking controller response process when the load changes suddenly
综上所述，所提出的MPPT控制器无论在最大功率点发生变化时还是在负载发生变化时都能追踪到最大功率点，且负载电流保持恒定，系统通过调整电池的充电功率来平衡光伏输出功率与负载功率需求。
由于SISO模式下光伏输出为0，因此在此模式下仅需要获取传输功率、负载以及占空比之间的响应特性，图20所示为负载从20 W增加到80 W时在不同占空比下的开环扫描结果。由扫描曲线可以得出，在恒定负载的情况下，随着占空比的增大，系统的传输功率随之下降，同时在恒定占空比的情况下系统的传输功率随着负载的增大而增大，系统的效率在多种情况下均维持恒定，验证了本文提出的在SISO模式下的占空比-负载调功策略。
图20 单输入单输出模式下开环扫描结果
Fig.20 Open-loop scanning results in SISO mode
为探究负载功率调节策略的有效性及其动态鲁棒性，进行了动态闭环实验，实验初始为光伏接入18 V电压，30 W功率，负载阻抗为50 W，在系统模式突然切换为SISO模式下，系统的动态响应波形如图21所示。
图21 光伏切出时的负载功率实验波形
Fig.21 Load power stability verification experimental waveforms during PV cut-out
根据动态实验响应波形可知，当接入光伏时，输出18 V电压且实现了MPPT，同时电池输出电流为0.21 A，负载功率为30 W，系统效率达到了85.7%，当光伏切换为0输出时，光伏端口电流迅速降为0，不再提供输出功率，同时电池的输出电流迅速上升达到1.4 A，动态响应的过程中负载电流始终稳定在0.78 A，负载功率30 W恒定不变，成功地验证了所设计的占空比调制控制策略的有效性以及模式切换的鲁棒性能。
为进一步验证控制策略在负载切换过程中的鲁棒性和适应能力，在SISO模式下进行负载切出、负载接入以及负载切出与接入动态响应的实验，负载为10 W，输入为24 V电池，极端工况下动态响应如图22所示。
图22 极端工况下动态响应实验
Fig.22 Dynamic response of load removal and connection experiment
如图22a所示，系统在负载切出后能够维持稳定运行，并迅速恢复至稳态，在负载接入时，系统能够迅速适应新的负载条件，表现出较好的动态响应性能。由图22b负载切出实验的动态响应过程可知，响应时间为45 ms，由图22c负载接入实验的动态响应过程可知，响应时间为26 ms。系统响应时间较快，系统能够较好地应对负载的突变。图23所示为负载切出前后系统稳态波形。由图23可知，负载切出后，系统频率由85 kHz上升到120 kHz，系统模式由恒流输出变为恒压输出。负载电压由8.41 V上升为36.0 V，同时一次电流I1下降、负载电流降为零。结果表明，面对负载切出与接入的极端工况，系统表现出良好的动态响应能力和稳态稳定性。
图23 负载切出前后系统稳态波形
Fig.23 Steady-state waveforms before and after load shedding
在系统负载为10 W和90 W的情况下，进行损耗分析实验，分别测量系统输入及输出功率、LCL型网络输入及输出功率，实验结果见表3。
由表3可知，负载为10 W时，输入功率为18.02 W，LCL型网络输入功率为17.30 W，LCL型网络输出功率为14.70 W，最终系统输出功率为13.41 W，此时系统效率为74%。负载为90 W时，输入功率为94.65 W，LCL型网络输入功率为90.06 W，LCL型网络输出功率为83.67 W，最终系统输出功率为81.34 W，此时系统效率为86%。实验结果表明，输入功率增长5倍，系统各部分损耗增长幅度较小。依据负载为90 W时的实验数据，进一步分析各部分的损耗情况。
表3 系统功率传输
Tab.3 System power transmission （单位: W）
功率R=10 WR=90 W 系统输入18.0294.65 LCL型网络输入17.3090.06 LCL型网络输出14.7083.67 系统输出13.4181.34
（1）逆变桥开关损耗：由实验数据得出，逆变桥的开关损耗为4.59 W。这一损耗主要来源于开关器件的导通与关断过程中的能量损失。
（2）LCL型网络损耗：LCL型网络的损耗为6.39 W。这一部分的损耗主要由电感和电容元件的内阻以及无线电能传输过程中能量的转化所引起。实验中所用线圈采用手工绕制，因此硬件参数存在一定偏差，这在一定程度上影响了系统的整体效率。后续可通过采用高精度加工与绕制工艺所制备的线圈，提高功率传输效率。由于谐振式无线电能传输对负载匹配高度敏感，不同负载条件和工作模式下系统效率存在差异。
（3）整流桥损耗：整流桥的损耗为2.33 W。整流桥在将交流电转换为直流电的过程中会产生一定的功率损耗，主要由二极管的正向压降以及开关过程中的电流波动引起。
综合以上各部分损耗，输入功率为94.65 W时，系统的总体损耗为13.31 W，占比14%。在实际应用中，可以通过改进开关器件、优化LCL型网络设计以及提升整流桥的效率，来进一步降低系统的总损耗。实验中使用的设备和测量工具存在一定局限性，可能对结果的准确性产生影响。
与其他变换器相比，本文提出的变换器优势显著，与其他变换器的比较见表4。本文在实现部分隔离多端口功能下，开关、关键电感、二极管数量相对更少，可降低驱动电路复杂度与成本。本文采用“PWM+PSM”混合调制，文献[8]为PSM，文献[9]为PWM+PFM，文献[10, 14-15]为单一或简单组合控制，本系统的混合控制可灵活适配多种模式（SIDO、DISO、SISO），精准调控功率分配，更高效地应对光伏功率波动与负载变化。本系统采用“耦合线圈”进行无线连接，其余文献均为“负载点有线连接”，若本系统负载发生故障，无需关闭电源即可移除无线模块。
表4 与其他变换器的比较
Tab.4 Comparison with other converters
文献核心结构开关数量关键电感数量二极管数量是否隔离开关频率/kHz控制策略插拔方式 [8]单向DC-DC Boost变换器、双向DC-DC变换器、三相DC-AC变换器1030部分隔离40PSM负载点有线连接 [9]非隔离型开关电容变换器(SCC)及多端口变换器(SC-MPC)634否100PWM+PFM负载点有线连接 [10]非隔离型高增益共地三端口DC-DC变换器(TPC)334否50PWM负载点有线连接 [14]全桥移相DC-DC变换器与集成双向Buck- Boost转换器434部分隔离20PWM负载点有线连接 [15]串联谐振变换器(SRC)和双有源桥(DAB)变换器组合824部分隔离100～220PWM+FM负载点有线连接 [16]T型双有源桥(DAB)隔离型DC-DC-AC三端口变换器1020是45.45PWM+TPS负载点有线连接 本文基于LCL型谐振的部分隔离型多端口DC-DC变换器424部分隔离85PWM+PSM耦合线圈
本文提出了一种基于LCL型耦合的“光-储-荷”三端口DC-DC变换器及其动态功率调制策略。该系统通过LCL型耦合网络实现了直流功率通道与交流功率通道的深度融合，在实现光伏-储能之间直流功率交互的同时以无线功率传输的形式对负载进行隔离功率传输。依据光伏输出功率与负载端口功率需求之间的关系，系统的工作模式可以分为三种，即：有光伏输出状态下的DISO和SIDO模式，以及无光伏输出下的SISO模式，详细地分析了系统在不同工作模式下的运行原理，设计了光伏功率的MPPT以及负载功率控制策略。在PSIM中搭建了系统的开闭环仿真模型，通过开环扫描以及闭环控制实验验证了系统的特性以及控制策略的有效性。以dsPIC33FJGS606数字控制器为核心搭建了150 W功率的实验平台，进行了不同工作模式下的开环扫描以及闭环控制实验，系统特性与理论一致，且通过闭环的动态响应及参数突变响应实验验证了所设计的MPPT算法以及功率调制算法的有效性与鲁棒性，仿真与实验结果成功验证了所设计拓扑的正确性及控制策略的有效性。
本文对系统进行了不同功率等级下的损耗分析，成功地验证了系统在功率大幅度提升的情况下，系统损耗的稳定，系统效率随着功率的提升小幅度提升。百W级功率的系统作为大功率能源转换技术的“最小可行验证单元”，可为本研究中宽电压适配、低损耗拓扑及智能功率分配等核心技术的原理可行性提供小功率场景验证支撑，同时也是“双碳”目标下能源转型的关键技术节点与连接小功率便携设备和大功率储能系统的核心纽带，在分布式能源规模化、工业辅助减碳及新能源配套供电领域具有重要意义。
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Design of an LCL-Coupled Three-Port DC-DC Converter for PV-Storage-Load Systems and Its Dynamic Energy Modulation Strategy
Abstract With carbon peaking, carbon neutrality goals, and the new energy system transformation, this paper focuses on the key technologies of isolated/non-isolated DC power conversion and transmission among photovoltaic (PV), energy storage, and loads. This paper proposed an LCL-coupled three-port DC-DC converter for PV-storage-load systems and its dynamic modulation strategy. The proposed topology integrates a unified interface for “PV-storage-load” functionality. It employs an LCL coupling network to combine non-isolated DC power transmission with isolated wireless power transfer (WPT). The energy transfer between the PV system and the energy storage system relies on non-isolated DC power transmission, and the energy transfer from the PV-storage to the load is realized through isolated wireless power transmission. This system employs an LCL-LCL resonant coupling topology. On the primary side, a dual-half-bridge topology is employed to achieve dual-port excitation of the resonant network, enabling flexible access to PV and storage via the dual-half-bridge ports. The secondary side employs a full-bridge uncontrolled rectifier to convert the LCL-coupled AC wireless energy into DC, enabling isolated power delivery to the load.
The system's working state is defined by the power relations among PV, storage, and load. (1) SIDO Mode: The output power of the PV system is greater than the load power consumption. In this case, the battery operates as an energy storage unit to store the excess electricity generated by the PV system. At this point, the current at the battery port is negative. (2) DISO Mode: The output power of the PV system is insufficient to meet the load power consumption. In this scenario, the battery serves as an energy supplement to supply the required electricity. At this point, the current at the battery port is positive. (3) SISO Mode: This operating mode simulates the nighttime condition where the PV system is unable to generate electricity. Under this condition, the load power consumption is borne by the battery. These working states have been analyzed in detail based on the dynamic state waves of the switching cycle.
The system's operating modes under varying power demands and supplies across its PV, storage, and load ports were analyzed. Based on the variation patterns of key topological parameters within a switching cycle, dynamic characteristic equations were established for the DC power transmission feature variables and the wireless power transmission core variables. A dynamic power-flow modulation strategy integrated with a PV maximum power point tracking (MPPT) algorithm was designed. This control strategy achieved MPPT on the PV port, controlled the DC power between the PV and energy storage ports, and regulated the wireless power supplied to the load.
A simulation model in the PSIM environment and an experimental platform using the dsPIC33FJ64GS606 digital controller were built. Open-loop and closed-loop simulations and experiments were conducted. The experimental results show that the proposed topology can achieve non-isolated DC power transfer between PV and storage, along with isolated WPT power transfer to the DC load. It exhibits excellent robustness under parameter fluctuations such as load variations and PV switching. The system achieves an efficiency exceeding 80%. The proposed topology and the control strategy are verified.
keywords：PV-storage-load, three-port DC-DC, LCL type resonant coupling, wireless power transfer, maximum power point tracking (MPPT)
中图分类号：TM614
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.250977
江苏省高等学校基础科学（自然科学）研究面上资助项目（24KJB470010）。
收稿日期 2025-06-06
改稿日期 2025-09-29
杨宇晴 女，2001年生，硕士研究生，研究方向为无线电能传输技术。
E-mail: 241110301104@stu.just.edu.cn
徐 松 男，1991年生，副教授，硕士生导师，研究方向为直流微网底层功率变换技术、现代电力电子技术、无线电能传输技术、智能控制于工业及电力电子中的应用技术等。
E-mail: songxu@just.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）