图1 Buck变换器上桥臂开关过程电路及关键波形
Fig.1 Circuit and key waveforms of the switching process in the upper bridge arm in Buck converter
摘要 SiC MOSFET因具有开关速度快、耐压高、热导率高等优点而得到广泛应用。然而，其高速切换特性也给驱动带来了串扰问题，严重影响了系统的可靠性。因此，该文提出一种基于米勒钳位的SiC MOSFET驱动电路，可有效抑制桥臂串扰电压。首先，分析桥臂串扰的形成原因，从寄生参数和工作模式两个方面，揭示了桥臂串扰的影响因素；其次，提出一种基于米勒钳位的新型桥臂串扰抑制驱动电路，并分析其工作原理；在此基础上，提出驱动电路的参数设计准则；最后，对所提驱动电路进行实验验证，实验结果证明了所提驱动电路对串扰抑制的有效性。
关键词：SiC MOSFET 米勒钳位 驱动电路 桥臂串扰
SiC MOSFET具有的导通电阻小、热导率高、开关速度快、耐压高等优点，为进一步提高电力电子变换器的开关频率、变换效率和功率密度创造了条件[1-2]，从而被广泛应用于可再生能源发电系统、电动汽车、轨道交通等高压中大功率领域[3-5]。桥式变换器为电力电子变换器的主要形式，当SiC MOSFET应用于桥式变换器时，在上桥臂开通瞬态过程中，下桥臂的米勒电容会产生一个米勒电流，并在下桥臂栅源级之间产生串扰电压。如果该电压的峰值超过了下管的开通阈值电压，那么上、下桥臂就会同时导通，造成功率回路短路，由此损坏开关管，降低了电力电子变换器的可靠性[6-7]。随着开关速度的提高，开关管的电流变化率di/dt和电压变化率dv/dt逐渐增大，桥臂串扰问题愈发突出，严重阻碍了电力电子变换器的高频化发展趋势。
为了抑制桥臂串扰，国内外学者针对SiC MOSFET的驱动电路进行了大量研究，且主要分为以下三类。
第一类：通过增大驱动电阻或并联栅源极电容，以增大栅源极阻抗。这种无源方式实现简单，但会增加开关损耗或降低开关速度。为此，有学者提出采用有源的方式调节栅源极阻抗。文献[8]提出一种基于可变栅极电阻的驱动电路，该电路可兼顾串扰抑制和开关损耗，但需要额外的控制信号。文献[9-10]提出利用辅助开关来调节栅源极间的等效电容值，从而有效抑制串扰。然而，辅助开关及控制器的引入增加了电路的复杂性，并且串扰抑制的效果依赖控制器的精度，如果辅助开关存在较大延迟（尤其是在高频工作场合），将会影响串扰的抑制 效果。
第二类：采用负压关断方式来抑制串扰[11-13]。文献[11]提出了一种RCD（Resistor-Capacitor-Diode, RCD）电平移位器，可以自主产生SiC MOSFET关断所需的负电压。文献[12]在RCD电平移位器的基础上，加入了串扰吸收电路，在不同母线电压和电流工况时，都能够在保证开关速度的前提下有效抑制串扰电压。这种负压关断的方式可以有效抑制正向串扰，但在负向串扰来临时，该负压会使负向串扰变大，导致开关管损坏。文献[13]提出了一种可变门级电压的方法，在负向串扰到来前，将负压提高至0 V，从而抵消负压尖峰带来的影响，由此改善了负向串扰。然而，在负压变化的过程中，栅源极电压会产生振荡，増大了电路的关断损耗。
第三类：利用米勒钳位原理来抑制串扰[14-16]。该方法的本质是在开关管开通和关断瞬间，额外地为米勒电流提供一个低阻抗路径，从而实现米勒电流的分流，减小串扰电压。文献[14]提出一种被动米勒钳位方法，利用驱动电阻两端的电压来被动控制辅助三极管导通，为米勒电流提供低阻抗释放路径，从而抑制桥臂串扰。该电路无需额外的控制信号，但辅助电阻与栅极驱动回路的稳定性密切相关，其选取较为敏感。为了获得更好的串扰抑制效果，有文献提出将米勒钳位与负压驱动相结合的方法[15-16]。文献[15]采用三极管分别构造出两条低阻抗回路，并通过负压关断实现了对正向和负向串扰的分别抑制。文献[16]同样采用两条低阻抗回路实现米勒钳位，并通过有源方式实现负压关断。但是，该方法采用了较多的有源器件，增加了电路的复杂度和成本。
综上所述，通过增大驱动电阻和并联栅源极电容值可有效抑制串扰，但会增大驱动损耗或降低开关速度，采用有源的方式可以等效调节栅极阻抗，但其串扰抑制效果很大程度上依赖控制器的精度。负压关断方法可以有效抑制正向串扰，但要求精准控制负压的提供时间，否则将会增大负向串扰。基于米勒钳位原理，利用有源器件构造出串扰电流释放的低阻抗路径，这种方法虽然增加了器件数量，但可以达到较好的串扰抑制效果。
本文基于米勒钳位原理，并结合负压关断方法，提出了一种新型SiC MOSFET桥臂串扰抑制驱动电路。该电路通过在MOSFET的栅源极并联一条低阻抗支路来分担串扰电流，同时利用栅极电容的充放电提供负压驱动，有效地抑制了SiC MOSFET的桥臂串扰。在此基础上，给出了所提驱动电路的参数设计准则。最后，对所提驱动电路进行仿真和实验，验证了其对桥臂串扰抑制的有效性。
电力电子变换器以桥式电路最为典型，本文以基本的同步整流Buck变换器为例来分析桥臂串扰的形成原因。图1给出了上桥臂开关过程电路及关键波形，图1中，Rg（Rg-H和Rg-L）为栅极驱动电阻，Cgs（Cgs-H和Cgs-L）、Cgd（Cgd-H和Cgd-L）、Cds（Cds-H和Cds-L）分别为栅源极电容、栅漏极电容和漏源极电容，Cgd也称为米勒电容，Lg（Lg-H和Lg-L）、Ld（Ld-H和Ld-L）、Ls（Ls-H和Ls-L）分别为栅极电感、漏极电感和源极电感，下标“H”表示上桥臂，下标“L”表示下桥臂，RLd为负载电阻。
图1 Buck变换器上桥臂开关过程电路及关键波形
Fig.1 Circuit and key waveforms of the switching process in the upper bridge arm in Buck converter
上桥臂开通过程可以分为四段[17]，分别为t0～t1、t1～t2、t2～t3和t3～t4，其关键波形如图1b所示。在t0～t1期间，上管Q1门极电压上升至阈值电压Vth，到t1时刻，上管开始导通。t2～t3期间，上管驱动进入米勒平台，上管漏源级电压Vds-H从Vin下降为零，下管漏源级电压Vds-L从零上升至Vin，该时段内，米勒电容Cgd-L进行充电，在图1a驱动回路产生虚线箭头所示的位移电流Igd。该电流流经下桥臂栅极驱动电阻Rg-L使其产生栅源级电压，如果此电压峰值超过下管的开通阈值电压，上下桥臂就会同时导通，造成功率回路短路。t3时刻米勒平台结束，随后Vgs-H上升至VgH_max，上管Q1进入稳定导通阶段。
上桥臂关断过程与开通过程类似。在t6～t7期间，上管驱动进入米勒平台，下管漏源级电压下降至零，随后米勒电容Cgd-L开始放电，在图1a产生实线箭头所示的位移电流，在下桥臂的栅源级两侧产生一个负向的尖峰电压。该串扰电压虽然不会使下桥臂器件误导通，但是由于器件本身有最大栅极负偏压的限制，当该负向串扰电压过大时，就会使开关管反向击穿，降低其可靠性。
以上为上桥臂开关过程，同样地，下桥臂开关过程也存在串扰问题，由于原理类似，此处不再赘述。
影响桥臂串扰的因素主要包括封装形式、技术指标、寄生参数以及工作模式等[18]。其中，封装形式一般由厂家确定，当器件型号确定时，封装形式对串扰的影响也基本确定。技术指标和实际工作条件（如功率、电压、电流、频率等）根据运行需求给定，一般不可改变。而寄生参数和工作模式则可在设计时进行优化，因此，本节从寄生参数和工作模式两个方面研究串扰的影响因素。
1.2.1 寄生参数对桥臂串扰的影响
当SiC MOSFET应用于高频场合时，寄生参数的影响不可忽略[19-20]。对于寄生电容Cgs、Cgd和Cds来说，它们属于SiC MOSFET中固有的寄生参数，通常不会因布局而改变。因此，本文主要分析寄生电感Lg、Ld和Ls和栅极驱动电阻Rg的影响。
对于栅极电感Lg来说，其感抗一般远小于栅极驱动电阻，且栅极回路中的电流幅值较小，因此其对串扰的影响可以忽略。对于漏极电感Ld来说，其感值和Lg接近，且不在驱动回路中，因此其对串扰的影响也可以忽略。而对于源极电感Ls来说，其属于栅极和功率环路交叉的共源寄生电感[21]，对SiC器件高频特性影响最大，需着重考虑。具体来讲，当上桥臂开通时，下桥臂的正向串扰电压主要由其体二极管续流电流在Ls上产生的感应电压引起，在该段时间内，下桥臂开关管的漏源极电压快速上升，会在其Cgs上形成较大的正向串扰电压，且串扰电压随着Ls的增大而增大。当上桥臂关断时，下桥臂开关管的漏源极电压快速下降，同样也会在其Cgs上形成负向串扰电压，但是，由于漏级电流与负向串扰电流方向相反，会抵消负向串扰电压，因此负向串扰随着Ls的增大而减小。图2给出了寄生电感对串扰电压影响的仿真结果，可以看出，Lg和Ld几乎不影响串扰电压，而Ls对正向串扰和负向串扰的影响作用相反。需要说明的是，随着Ls的增加，其与米勒电容的谐振周期增加，因此串扰电压产生的时间略微增加。
对于栅极驱动电阻Rg来说，其包括内部电阻Rg(in)和外加驱动电阻Rg(ex)两部分，Rg(in)由SiC MOSFET内部结构决定，一般远小于Rg(ex)，因此有Rg≈Rg(ex)。Rg越大，对驱动回路振荡的阻尼效果越好，但会增大串扰电压；反之，减小Rg可以减小串扰电压，却削弱了对驱动回路振荡的阻尼效果。因此，在选择驱动电阻时，需要折中考虑对串扰的影响和驱动回路的阻尼效果。由图2可知，随着Rg的增大，驱动电流减小，进而使开关速度降低，因此串扰电压产生的时间也略微增加。
图2 寄生参数对桥臂串扰的影响
Fig.2 The effect of parasitic parameters on the bridge-arm crosstalk
1.2.2 工作模式对桥臂串扰的影响
不同工作模式下，桥臂串扰也不相同，本节分析其影响，进而为工作模式的优化选择提供依据。图3给出了同步整流Buck变换器的关键波形[22]。在t1～t2时段，上桥臂开关管Q1导通，电感两端电压为Vin-Vo，电感电流线性上升。t2时刻，Q1关断，随后电感电流给Q1的结电容充电，同时给下桥臂开关管Q2的结电容放电，到t3时刻，Q2的结电容完成放电，Q2可以实现零电压开通。在t3～t4时段，Q2导通，电感两端电压为-Vo，电感电流线性下降。在t4时刻，当电感较小时，电感电流脉动较大，该时刻电感电流为负，可以完全实现Q1结电容的放电，从而实现Q1的零电压开通，即Q1工作在软开关模式，如图3a所示；而当电感较大时，电感电流脉动较小，该时刻电感电流为正，Q1工作在硬开关模式，如图3b所示。
图3 Buck变换器的关键波形
Fig.3 Key waveforms of the Buck converter
图4给出了软开关和硬开关模式下串扰电压的仿真对比。可以看出，当Q1工作在软开关模式时，下桥臂的正向串扰明显降低，这是因为软开关模式降低了开关时刻漏源极电压变化率，由此减少了串扰电压。需要说明的是，软开关模式时下桥臂的负向串扰略微增加，这是因为在同样的负载情况下，软开关模式下的电感电流脉动较大，导致同一时刻的电感电流大于硬开关模式下的电感电流。
图4 软开关和硬开关模式的对比
Fig.4 Comparison between soft-switching and hard-switching modes
本文基于米勒钳位原理，结合负压关断方法，提出了一种SiC MOSFET桥臂串扰抑制驱动电路如图5所示，包括开通电阻R1（R1H和R1L）、关断电阻R2（R2H和R2L）、n型辅助开关管S（SH和SL）、稳压二极管VZ（VZH和VZL）、栅极电容CN（CNH和CNL）以及防静电电阻R3（R3H和R3L）。其中，辅助开关管S所在支路为构造的低阻抗回路，栅极电容CN并联稳压二极管VZ产生负压。图6给出了所提驱动电路的关键波形。由于上、下桥臂类似，这里以上桥臂开关瞬态为例，阐述所提驱动电路的工作原理。所提串扰抑制驱动电路的工作模态如图7所示。
图5 所提串扰抑制驱动电路
Fig.5 Proposed crosstalk suppression driver circuit
图6 所提串扰抑制驱动电路的关键波形
Fig.6 Key waveforms of the proposed crosstalk suppression driver circuit
上桥臂Q1开通瞬态，即t1～
时段，对应图7a：当VgH达到Q1的阈值电压时，Q1导通，驱动电流igH流过R1H、R2H，上桥臂驱动回路中的稳压管VZH击穿导通，二极管VDH正向导通。Vds-H快速减小引发的dv/dt作用于下桥臂Q2的寄生电容Cgd-L，并产生位移电流igL，此时VgL为负电压，使得开关管SL导通，串扰位移电流igL经SL构成的低阻抗回路释放。同时，CNL左侧电压高于右侧电压，为下桥臂Q2驱动电路提供关断负电压，从而减小正向串扰。因此，通过结合有源米勒钳位和负压关断，可以有效抑制正向串扰电压尖峰。
图7 所提串扰抑制驱动电路的工作模态
Fig.7 Operating state of the proposed crosstalk suppression driver circuit
上桥臂Q1关断瞬态，即t2～
时段，对应图7b：在时刻，Q1关断，CNH的左侧电压高于右侧电压，为Q1的驱动提供关断负压，从而加速Q1的关断过程。与此同时，在下桥臂的驱动电路中，由于SL的反并联二极管支路阻抗较小，串扰位移电流igL经SL的反并联二极管构成的低阻抗回路释放，使得Q2栅源极间的负向电流大大减小，从而有效地抑制了负向串扰。
以上为上桥臂Q1的开关过程，同样地，下桥臂Q2开关过程也存在串扰问题，图7c、图7d给出了Q2开通和关断瞬间驱动电路的工作模态（这里以软开关模式为例），由于工作原理类似，此处不再赘述。
2.2.1 参数设计方法
根据所提串扰驱动电路的工作模态，图8给出了所提桥臂串扰抑制驱动的等效模型（以上桥臂为例）。在t1～t2时段内，Q1导通，ig流过R1和R2，Cgs被充电后其电压保持不变，此时驱动电路的等效模型如图8a所示。在t2～t3时段内，Q1的触发脉冲消失，电容CN和栅源极电容Cgs开始放电，此时驱动电路的等效模型如图8b所示。t3～t5时段内，栅源极电容Cgs放电完成，Q1完全关断，只有CN放电，此时驱动电路的等效模型如图8c所示。根据该模型，本节对驱动电路的参数进行设计。
图8 所提串扰抑制驱动电路的等效模型
Fig.8 Equivalent model of the proposed crosstalk suppression driver circuit
首先，设计防静电电阻R3H。由于静电电荷需要在短时间内泄放（通常在1 ms之内），因此其最大值R3(max)表示为
（1）
式中，tdischar为静电电荷泄放时间；Ciss为开关管的输入电容。
同时，为了避免防静电电阻过大导致栅极电压下降过慢，R3(max)也应满足
（2）
式中，toff为开关管的关断时间。综合式（1）和式（2），可以得到R3的选取依据。
其次，设计栅极电容CN。在t2～t3时段内，如图8b所示，电容CN和Cgs上的电压经电阻R2和R3释放。由于R3的阻值较大，而R2为关断电阻，其阻抗一般较小，因此CN和Cgs上的电压主要通过R2释放，那么有
（3）
（4）
由于R3所在支路电流近似为零，根据基尔霍夫电流定律可得
（5）
根据式（5）解得
（6）
最后，设计驱动电阻R1和R2。根据第1节的分析，驱动电阻越大，对驱动回路振荡的阻尼效果越好，但会增大串扰电压；反之，虽然可以减小串扰电压，却削弱了对驱动回路振荡的阻尼效果。因此，在折中选取驱动电阻时，需要在抑制串扰的同时限制驱动电阻的下限值，即满足
（7）
式中，Lg为驱动回路的栅极电感，数量级一般在几十nH。
当Q1开通瞬间，产生的串扰位移电流会流经Q2驱动电路的驱动电阻R2上，为了使Q2不发生误导通，R2应满足
（8）
式中，dvds/dt为Q1开通时，Q2两端漏源极间电压的变化率。
根据式（7）和式（8），可以得到R1和R2的选取依据。
2.2.2 设计实例
1）防静电电阻R3
根据数据手册查得开关管的Ciss=1.9 nF，关断时间toff=100 ns。为避免电荷积累，一般取静电泄放时间tdischar=1 ms，联立式（1）和式（2）解得 R3(max)≤24 kW，这里，取防静电电阻R3=10 kW。
2）栅极电容CN
为了提供-5 V的负压，设置Vset=5 V，即在t2～t5时段内，CN两端电压从稳压二极管电压（5.1 V）降低为Vset；另一方面，Cgs两端电压从驱动电压高电平（一般为15～20 V）降低为低电平（-5 V）。根据数据手册可知，开关管的Cgs=1.9 nF，代入式（6）解得CN=0.48 mF，为了确保C1能够提供稳定负压且方便取值，这里取1 mF。
3）开通电阻R1和关断电阻R2
根据数据手册查得，Vth=4.5 V，Lg=40 nH，代入式（6）和式（7）得
（9）
（10）
由第1节的分析可知，为了提高开关速度，减小驱动损耗，R1+R2的值应越小越好，这里取R1= 1 W，R2=1 W。
4）有源器件选型
为提供-5 V的驱动负压，本文选择型号为BZT52B5V1S的5.1 V稳压二极管。为保证二极管能承受负驱动电平，选择直流反向耐压为40 V，型号为SD0805S040S0R5的肖特基二极管。为保证辅助开关管能承受栅源极电压，选择Infineon公司型号为IRFL4315TRPBF的Si MOSFET，其漏源极电压阈值为150 V。
根据以上参数设计和元器件选型，表1给出所提串扰抑制驱动电路实例中无源元件参数以及有源元器件型号汇总，供读者参考。
表1 所提驱动电路实例参数汇总
Tab.1 Parameters for the proposed drive circuit example
参 数数值 (型号) 无源元件R1H/R1L10 W R2H/R2L1 W R3H/R3L10 kW CNH/CNL1/mF 有源器件ZH/ZLBZT52B5V1S SH/SLIRFL4315TRPBF VZH/VZLSD0805S040S0R5
为了验证所提出驱动电路的串扰抑制效果，在LTspice软件中搭建了一台2 kW的同步整流Buck变换器仿真模型，其技术指标和电路参数见表2。
表2 Buck变换器的技术指标与参数
Tab.2 Specifications and parameters of Buck converter
参 数数 值 输入电压Vin/V800 输出电压Vo/V400 输出功率Po/kW2 开关频率fs/kHz200 滤波电感Lf/mH1 000 (硬开关)/47.62 (软开关) 滤波电容Cf/nF313 (硬开关)/6 600 (软开关)
图9给出了加入所提串扰抑制驱动电路前后的仿真结果对比。图9a为工作在硬开关模式时的仿真波形，可以看出：在同样的驱动负压（-5 V）下，未加入串扰抑制电路时，下桥臂正向串扰电压的尖峰值为-1.47 V，负向串扰电压的尖峰值为-8.85 V；加入所提串扰抑制驱动电路后，正向串扰电压的尖峰值为-4.43 V，负向串扰峰值为-5.41 V。因此，所提串扰抑制驱动电路可以有效降低正向串扰电压和负向串扰电压。图9b为工作在软开关模式时的仿真波形，可以看出：当Q1实现ZVS时，几乎消除了下桥臂的正向串扰电压；此外，加入所提串扰抑制驱动电路后，负向串扰电压的尖峰值从-11.06 V变为-6.37 V，有效地抑制了负向串扰，验证了第1节理论分析的正确性。
图9 加入所提串扰抑制电路前后的仿真对比
Fig.9 Simulation comparison before and after adding the proposed crosstalk suppression circuit
为进一步验证所提串扰抑制驱动电路的有效性，根据表1中的参数搭建了原理样机进行实验验证，如图10所示。其中，开关管选用Infineon公司型号为IMZ120R045M1的SiC MOSFET，其开通阈值电压Vth=4.5 V，输入电容Ciss=1 900 pF，输出电容Coss=115 pF，米勒电容Crss=13 pF。驱动芯片选择TI公司的UCC20520，PWM芯片采用TI公司的UCC35702。
图10 原理样机
Fig.10 Principle prototype
图11给出了硬开关模式下，加入所提串扰抑制电路前的实验波形。可以看出：未加入桥臂串扰抑制电路时，上桥臂开通时在下桥臂产生的正向串扰电压尖峰值为-1.24 V，负向串扰电压为-5.39 V。需要说明的是，随着输出功率的增大，电感电流的平均值会变大，使得负向串扰进一步增加，为了防止开关管损坏，图11中的实验仅在10%负载下进行。为了进一步说明该模式下桥臂串扰的恶劣性，图12给出了满载时的仿真波形，可以看出，满载时负向串扰电压已达到SiC MOSFET反向击穿电压。
图13给出了硬开关模式下，加入所提串扰抑制驱动电路后的实验波形。由于串扰电压得到了有效抑制，该实验在满载情况下进行。可以看出，加入所提串扰抑制驱动电路后，正向串扰峰值为-3.43 V，负向串扰峰值为-6.01 V。因此，加入所提串扰抑制驱动电路可以显著降低串扰电压，这与理论分析和仿真结果是一致的。
图11 硬开关模式下传统驱动电路实验波形（10%负载）
Fig.11 Experimental waveforms of the conventional drive circuit under hard-switching condition (10% load)
图12 硬开关模式下传统驱动电路仿真波形
Fig.12 Simulation waveforms of the conventional drive circuit under hard-switching condition
图13 硬开关模式下加入所提驱动电路后的实验波形
Fig.13 Experimental waveforms with the proposed drive circuit under hard-switching condition
图14、图15分别给出了SiC MOSFET工作在软开关模式下，加入所提串扰抑制电路前后的实验波形。由于软开关模式可以降低正向串扰，因此该实验在满载情况下进行。可以看出：未加入桥臂串扰抑制电路时，正向和负向串扰电压尖峰值分别为-3.61 V和-8.79 V；加入桥臂串扰抑制电路后，正向和负向串扰电压尖峰值分别为-4.18 V和-8.16 V。因此，加入所提串扰抑制驱动电路可以显著降低串扰电压；另一方面，相较于硬开关模式（见图11、图13），工作在软开关模式可以降低正向串扰电压，虽然负向串扰略微增大，但仍低于安全阈值，是可以接受的。
图14 软开关模式下传统驱动电路的实验波形
Fig.14 Experimental waveforms of the conventional drive circuit under soft-switching condition
图15 软开关模式下加入驱动电路后的实验波形
Fig.15 Experimental waveforms with the proposed drive circuit under soft-switching condition
表3列出了所提驱动电路与其他串扰抑制驱动电路的串扰抑制效果对比。相较于改变栅极阻抗和负压关断，米勒钳位可以实现较好的串扰抑制效果，是目前常见的串扰抑制驱动方法。在基于米勒钳位的串扰抑制方法中，文献[14]具有较好的串扰抑制效果，但其所用驱动低电平为0 V，正向串扰电压峰值较高，有桥臂直通的风险。文献[15-16]将米勒钳位电路与负压驱动方法相结合，改善了正向串扰抑制效果。然而，其分别构造了两条低阻抗回路，电路较为复杂。本文所提驱动电路在保证串扰抑制效果的前提下，仅采用一条低阻抗回路同时实现了对正向和负向串扰的抑制，减少了有源器件数量和驱动电路的复杂度。
表3 不同驱动电路串扰抑制效果对比
Tab.3 Comparison of crosstalk suppression performance of different driver circuits （单位: V）
类型文献驱动低电平正向串扰负向串扰DVposDVneg 改变栅极阻抗[9]-40.4—4.4— 负压关断[12]-5-2.4-82.63.0 [13]*-5/01.6-1.86.61.8 米勒钳位[14]01.0-0.61.00.6 [15]-5-1.6-6.63.41.6 [16]-5-0.8-7.64.22.6 本文-5-3.4-6.01.61.0
注：*表示该文献为可变负压驱动，上桥臂开通瞬态时，驱动低电平为-5 V，上桥臂关断瞬态时，驱动低电平为0 V。
本文基于米勒钳位原理，并结合负压关断方法，提出了一种新型SiC MOSFET桥臂串扰抑制驱动电路，仅采用一条低阻抗回路同时实现了对正向和负向串扰的同时抑制。本文分析了SiC MOSFET高频工作时串扰形成原因，从寄生参数和器件工作模式两个方面，揭示了串扰的影响因素。为了抑制高频工作时的桥臂串扰，提出一种基于米勒钳位的新型串扰抑制驱动电路及其参数设计方法。该电路在抑制正向串扰时，一方面在开关管的栅源极并联一条低阻抗回路为串扰电流提供释放回路；另一方面通过并联在稳压二极管上的电容对开关管栅极提供负压，在抑制负向串扰时，通过辅助开关管的体二极管分流串扰电流，实现了对正向和负向串扰的有效抑制。通过仿真与实验，验证了所提驱动电路的串扰抑制效果。本串扰抑制驱动电路为高频工作的SiC MOSFET提供了新的设计思路，可以有效提高宽禁带半导体器件的可靠性。
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Abstract SiC MOSFETs are widely used due to their advantages of fast switching speed, high voltage tolerance, and high thermal conductivity. However, the high-speed switching characteristics also introduce crosstalk into the drive circuit, seriously affecting the system's reliability. To mitigate the bridge-arm crosstalk, the existing methods can be categorized into three types. The first increases the gate-source impedance, which is simple but increases the power losses or slows the switching speed. The second employs a negative turn-off voltage to mitigate forward crosstalk, but, in turn, aggravates reverse crosstalk and may damage the power switch. The third applies Miller clamping, which provides a low-impedance path for Miller current during switching transients. Excellent crosstalk suppression can be achieved, yet most implementations remain complex. This paper proposes a novel SiC MOSFET bridge-arm crosstalk suppression drive circuit that combines Miller clamping with negative turn-off voltage.
Firstly, the causes of the bridge-arm crosstalk are analyzed. During the switching transients of the power switch, a displacement current is generated in the drive circuit of the complementary power switch in the same bridge arm, thus inducing the gate-source crosstalk voltage. This voltage may trigger false turn-on or reverse breakdown of the power switch. The influencing factors of crosstalk are then analyzed from the aspects of parasitic parameters and operating modes. Regarding parasitic parameters, the gate and drain inductances impact crosstalk voltage, whereas the source inductance has opposing effects on forward and reverse crosstalk. The gate resistor demands a compromise between the drive oscillations and crosstalk voltage. In terms of operating modes, crosstalk between soft-switching and hard-switching modes is compared. When the power switch operates in soft-switching mode, the forward crosstalk of the complementary power switch is significantly reduced. In contrast, the reverse crosstalk slightly increases and remains safely bounded.
Secondly, a novel bridge-arm crosstalk suppression drive circuit is proposed. The topology and operating principles of the proposed drive circuit are provided. To suppress forward crosstalk, a low-impedance path with an auxiliary switch connected across the gate-to-source of the power switch is introduced to shunt the crosstalk current and bias the gate to a negative voltage via a capacitor in parallel with a Zener diode. To suppress reverse crosstalk, the auxiliary switch's body diode diverts the crosstalk current. As a result, both forward and reverse crosstalk are mitigated effectively. Then, a step-by-step parameter design guideline for the proposed drive circuit is provided, along with an example covering passive-component sizing and active-device selection.
Finally, the proposed drive circuit is validated through simulations and experiments. Gate-voltage waveforms with and without the suppression circuit are analyzed under both soft-switching and hard-switching modes. Soft-switching reduces forward crosstalk, and the proposed drive circuit further lowers the crosstalk voltage in both modes. Experimental results verify the effectiveness of the proposed drive circuit. A comparison with other drive circuits shows that the proposed driver circuit employs only one low-impedance path to suppress both forward and reverse crosstalk, reducing the number of active devices and the drive circuit's complexity.
keywords：SiC MOSFET, Miller clamping, drive circuit, bridge-arm crosstalk
中图分类号：TM461
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.250889
国家自然科学基金（52407209）和江苏省科技计划专项资金（BE2022048-4）资助项目。
收稿日期 2025-05-26
改稿日期 2025-06-21
刘 飞 女，1992年生，讲师，硕士生导师，研究方向为宽禁带半导体器件的应用、软开关电力电子变换技术与电力电子系统集成。
E-mail: fayliu@nuaa.edu.cn（通信作者）
杨 旭 男，2001年生，硕士研究生，研究方向为宽禁带半导体器件的应用。
E-mail: yx-8468@nuaa.edu.cn
（编辑 陈 诚）