图1 k=4不同Q值下的LLC通道增益曲线
Fig.1 LLC gain curves under different Q with k=4
摘要 为解决传统LLC型谐振变换器在新能源储能应用中电压范围较窄、工作频率范围过宽等问题，该文提出一种两开关双通道容性区谐振变换器。该拓扑引入LLCL型谐振腔作为辅助通道，与传统LLC型谐振单元构成复合谐振网络，解决了传统LLC在容性区无法实现零电压开通（ZVS）的问题，显著拓宽了电压增益范围。通过建立基波等效模型和时域模型详细推导高阶谐振腔LLCL和传统LLC在容性区的软开关电流表达式和增益特性，明确增益范围与ZVS边界条件，完成谐振腔参数及高频变压器等关键器件的优化设计。最后，通过搭建一台额定功率1 700 W、峰值效率96.3%的实验样机，验证了所提拓扑仅用两个开关管即可实现输出电压20～120 V全范围ZVS。
关键词：LLC型谐振变换器 宽电压范围 容性区工作 软开关 高阶谐振腔
随着清洁能源技术的快速发展，电动汽车和超级电容储能的产业规模不断扩大[1-3]。然而车载电池和超级电容器的工作电压范围较宽。因此，急需一种能够提供宽增益调节能力的DC-DC变换器。作为一种隔离型DC-DC变换器，LLC型谐振变换器因其结构简单、易实现软开关、功率密度高等优势，已在宽电压范围DC-DC变换器中得到广泛应用[4-6]。然而，传统的LLC型变换器采用脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation, PFM）方式，开关频率变化范围较宽，且增益范围有限，环流损耗较大，同时带来无功功率，整体效率降低，限制了其应用范围[7-9]。
为了在保持LLC型变换器高效性能的同时，能够适应更宽的电压范围，国内外专家学者提出了多种改进方案。其中通过构造多变压器、多阶谐振腔通道改变拓扑结构或利用多通道的配合，经过合理的参数设计可以使得变换器满足不同工况的应用需求。文献[10]采用PFM和定频移相调制混合调制策略实现2.5倍宽输出电压增益调节，但混合调制增加控制复杂度。文献[11]通过构造多阶谐振腔L3C变换器，实现3.6倍的电压增益，可以有效提高软开关能力及变换器效率，但其建模控制较为复杂。对于多电平LLC，往往通过改变谐振腔输入电平来拓宽增益，文献[12]基于双变压器将全桥和半桥LLC组合实现一次侧谐振腔端口的多电平输入电压。文献[13]利用辅助变压器实现一次侧谐振腔端口的多电平输入电压，其均通过移相脉宽调制在宽输入电压和全负载范围内实现软开关。但文献[13]中的辅助变压器不参与电能传输，限制了变换器功率密度，且其开关管数量仍存在优化空间。文献[14]通过两个变压器串联提出一种4倍电压增益的LLC型变换器，增加额外的开关管切换模式改变输出增益，减小谐振电流。文献[15]提出了一种全桥和半桥的可变结构直流变换器，改善了传统全桥LLC型谐振变换器零电压软开关（Zero Voltage Switching, ZVS）范围窄的缺点。文献[16]提出一种可变结构的多谐振软开关直流变换器，通过辅助开关实现三种工作模态的切换，能够实现超过5倍的电压增益变化范围。文献[17]通过控制LLC逆变环节在全桥和半桥之间切换，二次侧整流环节增加开关管、配置为桥式整流、倍压整流切换，通过平滑模式切换实现了较窄频率范围内的超宽电压增益，但其控制策略较为复杂。文献[18]提出一种多模态超宽输出双LLC型谐振变换器，通过控制开关管的工作状态，将四种具有不同增益的模式组合，实现宽输出电压范围。但模式切换使控制复杂，且带来的器件增加，增大了变换器成本，降低了变换器的功率密度。
传统LLC拓扑的增益曲线如图1所示，图中，k为传统LLC通道的电感比，Q为品质因数，fr为谐振频率，fn为归一化开关频率。工作在感性区时，输出增益在开关频率0.5fr～1.6fr变化范围内仅能实现2.2倍电压增益，当LLC通道工作在容性区Q=4时，其输出增益仅在开关频率0.4fr～fr变化范围内即可实现9倍电压增益。但传统LLC在容性区无法实现软开关。本文提出一种两开关双通道容性区谐振变换器，该变换器通过引入LLCL型谐振腔作为辅助通道，与传统LLC型谐振单元构成复合谐振网络，解决了传统LLC在容性区无法实现ZVS的难题。结合基波等效分析和时域分析两种建模方法推导LLC通道工作在容性区时的软开关电流表达式，优化设计参数，最终搭建一台20～120 V输出电压、最大功率为1 700 W的实验样机，实验结果表明，在全电压范围内，所提变换器LLC通道工作在容性区时均能实现软开关。
图1 k=4不同Q值下的LLC通道增益曲线
Fig.1 LLC gain curves under different Q with k=4
两开关双通道容性区谐振变换器拓扑如图2所示。变换器的一次侧为半桥逆变结构，由输入直流电源Vin，支撑电容Ci1、Ci2，开关管S1、S2以及传统LLC型谐振腔和新型谐振腔LLCL组成。传统的LLC型谐振腔通道由谐振电感Lr3、谐振电容Cr2以及变压器T2的励磁电感Lm2组成。新型谐振腔LLCL通道由两个谐振电感Lr1、Lr2，谐振电容Cr1以及变压器T1的励磁电感Lm1组成。谐振变换器的一次侧和二次侧依靠电压比为n1
1和n21的变压器T1和T2进行连接。二次侧由二极管VD1、VD2、VD3和VD4组成的两路全波整流串联输出，Co1、Co2分别为两通道的输出滤波电容，Ro为输出负载电阻，Vo为输出直流电压。LLC通道谐振电感电流iLr3，LLCL通道谐振电感电流iLr1、iLr2，总谐振电流iT以及变压器T2一次电压VT2正方向如图2所示。
图2 两开关双通道容性区谐振变换器拓扑
Fig.2 Two-switch dual-channel capacitive resonant converter topology
所提变换器通过谐振腔LLCL提供感性电流辅助传统LLC型谐振变换器在容性区工作时仍能实现开关管ZVS。开关管S1和S2的软开关电流是新型谐振腔LLCL的谐振电流和传统LLC的谐振电流之和iT。开关管实现软开关的条件为总电流iT滞后于端口电压Vab，且呈感性，并为其开关动作期间开关管寄生电容充放电提供足够的能量。由于LLCL谐振型变换器一直处于感性区，所以该拓扑结构的工作模式主要由传统LLC型谐振腔阻抗特性划分为感性区和容性区工作模式。
传统方案需在感性区实现ZVS的同时兼顾增益范围，往往需要设计较小的励磁电感，这将导致谐振腔电流较大，效率较低[19-21]。本文提出的变换器通过引入LLCL高阶谐振腔为开关管的软开关提供感性电流，突破传统LLC型谐振变换器的设计限制，使LLC型谐振腔工作在容性区时仍维持一次侧开关管的ZVS条件，实现更宽的电压增益范围和更高的系统效率，故本文只分析变换器工作在容性区的工作原理。LLC通道工作在容性区时，变换器主要工作波形如图3所示，其中irec3、irec4分别为流过二极管VD3和VD4的电流。所提双通道变换器各阶段的工作电路如图4所示。
图3 所提变换器的容性区工作波形
Fig.3 Working waveforms in the capacitive region of the proposed converter
图4 所提变换器容性区各阶段的工作电路
Fig.4 Circuits of each stage in the capacitive region of the proposed converter
工作阶段1 [t0, t1
：在t0时刻之前的死区时间内，由于LLC通道处于容性区谐振频率，此时谐振电流iLr3超前端口电压，需要依靠LLCL通道谐振电流iLr1来补足软开关能力，使得总谐振电流iT＜0，完成对S1、S2的寄生电容充放电。在t0时刻，S1实现ZVS导通，此时变压器T2一次电压VT2被输出电压钳位，流经Lm2的电流线性增加。二次侧两个通道分别通过VD1和VD3进行不控整流。直到t1时刻，流经Lr3的电流等于流经Lm2的电流，此阶段结束。
工作阶段2 [t1, t2：在t1时刻，S1继续导通，此时iLr3=iLm2，高频变压器无电流，变换器一次电流也在此刻为零，二次侧的续流二极管实现了零电流关断（Zero-Current Switching, ZCS）。在此阶段，二次侧两个通道分别通过VD2和VD4进行不控整流进行传能。
工作阶段3 [t2, t3：在t2时刻，LLC通道谐振电流iLr3反向。在此阶段，LLC通道与新型谐振腔LLCL通道传能情况与工作阶段2类似。
工作阶段4 [t3, t4]：在t3时刻，S1关断，进入死区时间。由于LLCL通道感性电流的辅助作用使得开关管电流呈感性，且LLCL通道随着变换器总输出功率的提升，传输的功率也会上升，其提供的感性电流会增大进而提升变换器的ZVS能力。此时开关管S1的寄生电容开始充电，开关管S2的寄生电容开始放电，直到S2的漏源极电压从Vin变为0，S1的漏源极电压从0变为Vin，为下一阶段开关管S2的ZVS开通做准备，此阶段结束。
由图3工作波形可知，变换器后半周期工作过程与前半周期类似，不再赘述。据以上阶段分析，需要推导LLC通道容性区的电流表达式结合LLCL通道的感性电流表达式得到总软开关电流iT的表达式设计死区时间，使得在死区时间内，寄生电容能够完成充放电，以保证能够实现ZVS。
2.1.1 LLCL通道增益特性
所提变换器LLC通道的谐振频率为
（1）
LLCL通道变压器励磁电感设计较大，为简化分析，忽略励磁电感，采用基波等效分析法建立LLCL通道等效电路如图5所示。
图5 LLCL通道简化基波等效模型
Fig.5 Simplified fundamental frequency equivalent model of the LLCL channel
高阶谐振腔LLCL和LLC通道二次侧均为全波整流，其交流等效电阻分别为
（2）
式中，Ro1和Ro2为两通道等效输出直流电阻。
以LLC通道在谐振频率点的输出电压
作为基准电压，将LLCL单元的输出电压Vo1归一化后得到LLCL单元的增益MLLCL的表达式为
（3）
式中，Vo1为LLCL通道输出直流电压；fs为开关频率，ws=2pfs；fn=fs/fr；k1为LLCL通道下的电感比，k1=Lr2/Lr1；Q1为LLCL通道下的谐振腔品质因数，
；
。
为了深入研究参数对LLCL通道增益的影响，令n1=6，n2=2绘制不同Q1、k1下的增益特性曲线如图6所示。Q1较小情况下，在一定的频率范围内，其LLCL通道输出电压几乎不受开关频率的影响。由图6a可知，当负载变化导致Q1值过大时，会使得其输出电压受开关频率影响较大，故在设计参数时，需考虑到负载的影响，在全负载范围内设计谐振电感Lr1足够小和谐振电容Cr1足够大以限制Q1，使LLCL通道输出电压几乎不受开关频率的影响，整个变换器的输出电压只受LLC通道的控制。由图6b可知，参数k1的值主要影响该通道输出电压幅值。
图6 LLCL通道增益特性曲线
Fig.6 Gain characteristic curves of the LLCL channel
2.1.2 LLC通道增益特性
同样采用基波等效分析法得到LLC通道输出归一化增益为
（4）
式中，Vo2为LLC输出直流电压；k2为LLC通道下的电感比，k2=Lm2/Lr3；Q2为LLC通道下的谐振腔品质因数，
。
变换器输出总增益M为
（5）
如图7所示为变换器输出电流Io为2.5～9 A恒流时的总增益曲线，负载电流越大，相同增益下LLC通道Q2值越大，工作在容性区的开关频率范围越大。如图7所示，当负载电流较小时，LLC通道随着频率的增加工作在感性区，如当负载电流为2.5 A，变换器在感性区工作时，开关频率在2.4倍变化范围内其增益范围仅为1.4倍电压增益，在容性区工作时的电压增益虽然宽，但其频率范围太窄，变换器容易失稳。负载电流为9 A时，变换器在开关频率1.2倍的范围内，工作在容性区可实现6倍电压增益，相对于感性区，所提拓扑在容性区可以在更窄的频率变化范围内实现更宽的电压增益范围，且通过LLCL通道提供软开关电流实现容性区的ZVS。
图7 所提拓扑恒流增益曲线
Fig.7 The proposed topology constant current gain curves
为了设计LLCL通道和LLC通道电感参数使得变换器能够全范围实现ZVS导通。首先推导LLC通道容性区的谐振电流表达式。单独分析下通道，谐振电容Cr2两端电压为vCr，谐振电感Lr3两端电压为vLr，将变压器T2等效为电压源vT2。根据图3谐振电流的波形分为运行模态[t0, t1
和[t1, T/2]两段，其暂态等效模型如图8所示。
区分阶段1和阶段2时的电容电压表达式和电感电流表达式分别为
（6）
图8 LLC通道容性区工作暂态分析
Fig.8 Transient analysis of the capacitive region Operation in the LLC Channel
（7）
根据图8，得到vCr为状态变量的微分方程为
（8）
根据图8可以得到初始条件为
（9）
后续的ZVS分析，只需求出在开关动作时的谐振电流表达式
为
（10）
式中，A=
；T=
。
结合基波等效分析法可以得到LLC通道变压
器一次电压VT2和输入电压Vab的基波相位差j为
（11）
其中
（12）
根据图3，由于工作在容性区VT2和Vab均为方波，其相位差可以用基波相位差近似等效，从而得到时间t1为
（13）
采用基波等效分析法分析LLCL通道在t0时刻的软开关电流，由图3分析可知，t0时刻LLCL通道的电流为电感Lr1的峰值电流，得到此时电感电流简化分析为其基波峰值电流为
（14）
根据模式分析理论，谐振型功率转换系统实现ZVS导通的关键在于，总谐振电流iT在死区时段内需具备足够的能量完成功率器件寄生电容的电荷转移过程，即
（15）
由图3可知，当变换器LLC通道工作在容性区时，开关管S1导通，Lr3电感电流此时方向为正，其相位超前于端口电压Vab。此时要完成S1寄生电容Coss1的放电，S2寄生电容Coss2的充电，需要LLCL通道滞后于端口电压Vab的谐振电流iLr1足够大，满足式（15）以辅助LLC通道完成开关管S1的ZVS导通，即
（16）
本文拟设计一台样机，其设计指标见表1，为满足最大输出电压达到120 V，设计LLC通道谐振频率点输出电压100 V，得到n2=2。LLCL通道输出电压20 V，根据图6设计k1=1.5。
表1 设计指标
Tab.1 Design specifications
参 数数 值 输入电压/V400 输出电压/V20～120 谐振频率/kHz185 开关频率/kHz110～185 额定功率/W1 700
用来弥补容性区谐振电流的软开关电感电流iLr1的大小与软开关电感Lr1的大小有直接的关系。当Lr1越小时，其电流iLr1越大，可以提供的软开关能力越强；但是当iLr1增大时，同时也会导致Lr1损耗增大、效率降低。因此需要在满足ZVS导通实现的同时尽可能取更大的Lr1值，从而减小LLCL通道带来的损耗。
根据式（15），结合所采用开关管寄生参数计算得到所需软开关电流，可以画出在不同Lr1和Lr3的电感值时的ZVS边界曲线，如图9所示。
图9 ZVS边界增益三维曲线
Fig.9 Gain curves of the ZVS boundary
图9a所示为所提变换器处于开关频率为110 kHz时的三维图。图中的不同曲面是Ro取1～5 W的不同情况，负载变化将导致增益和容性区电流大小改变。在最低频率110 kHz时，图中几乎所有的Lr1和Lr3的取值范围内都可以实现ZVS导通。这是由于在最低频率下，输出功率和电压低导致容性区的电流iLr3较小，LLCL通道此时提供较小的软开关电流iLr1即可辅助LLC通道实现开关管ZVS 导通。
图9b所示为所提变换器处于开关频率为170 kHz时候的三维图。图中的不同曲面是负载Ro取3～15 W的不同情况。在170 kHz的开关频率时，随着负载的加重，能实现ZVS导通的工作区域也逐渐减小。当处于170 kHz时，变换器的输出电压接近最大的输出电压，容性区的电流iLr3也随着负载的加重而变大，LLCL通道需要提供更大的软开关电流iLr1才能实现ZVS导通。
根据图9，所提变换器需要实现所有工作频率下全电压范围内的ZVS导通，因此综合考虑，最终取软开关辅助电感Lr1=35 mH，电感Lr3=67 mH。本文样机的主要参数设计见表2。
表2 变换器的主要参数
Tab.2 The main parameters of the converter
参 数数 值 LLC通道谐振电感Lr3/mH67 LLC通道励磁电感Lm2/mH300 LLC通道谐振电容Cr2/nF11 LLC通道变压器电压比n2211 LLCL通道电感Lr1/mH40 LLCL通道电感Lr2/mH60 LLCL通道谐振电容Cr1/nF50 LLCL通道变压器电压比n1611
为了验证本文所提出的双通道容性区谐振变换器的有效性，本文设计了一台如图10所示的实验样机，样机的主要硬件参数见表2。控制器采用EP3C25E144I7N型号FPGA，基于Verilog HDL实现变换器PFM控制。
图10 实验样机
Fig.10 Experimental prototype
4.1.1 恒流工况
图11所示为双通道容性区谐振变换器在恒定输出电流io=9 A的工况下，输出电压和功率分别为120 V，1 080 W、90 V，810 W、40 V，360 W、20 V，180 W时，变换器一次侧端口电压Vab、流过开关管的总谐振电流iT、LLCL通道的谐振电感电流iLr1、输出直流电压Vo1、LLC通道的谐振电感电流iLr3、输出直流电压Vo2、总的输出直流电压Vo和输出直流电流io的波形。
当开关频频率从170 kHz降低到150 kHz时，通过参数设计使得LLCL通道输出电压Vo1基本维持20 V不变。由图11可知，LLC通道工作在容性区，其输出电压Vo2随着频率降低而降低，使得总输出电压Vo降低。此时LLC通道电感电流iLr3超前于端口电压输出电压Vab，LLCL通道电感电流iLr1滞后于端口电压，使得流过开关管的总电流iT滞后于端口电压，从而全电压范围实现开关管S1和S2的ZVS导通。
图11 恒流工况下不同输出电压的稳态波形
Fig.11 Steady-state waveforms of different output voltages under constant current conditions
4.1.2 恒阻工况
图12为双通道容性区谐振变换器在恒定输出电阻8 W时，输出电压和功率分别为117 V，1 700 W、82.3 V，850 W、53.3 V，357 W、30.1 V，114 W下的波形。此时谐振频率点为最高增益点，当开关频率为谐振频率185 kHz时，此时LLC通道工作在感性区，其电感电流iLr3滞后于端口电压输出电压Vab，其他频率点均工作在容性区，需要LLCL通道提供感性电流辅助开关管实现ZVS导通。
图12 恒阻工况下不同输出电压的稳态波形
Fig.12 Steady-state waveforms of different output voltages under constant resistance conditions
4.1.3 软开关验证
图13所示为双通道容性区谐振变换器在开关频率为110 kHz的恒阻工况和150 kHz的恒流工况时，开关管S2漏源极电压Vds、栅源极电压Vgs、流过开关管的总谐振电流iT、LLCL通道的谐振电感电流iLr1、LLC通道的谐振电感电流iLr3、总的输出直流电压Vo以及输出直流电流io的波形。从开关管的漏源极电压Vds和栅源极电压Vgs可以看出，其在死区时间内完成了开关管寄生电容的充放电，在开关管导通前Vds先下降至0，实现了开关管S2的ZVS导通。
4.2.1 恒流工况
图14对双通道容性区谐振变换器的动态性能进行测试，在恒电流的工况下进行切换，输出电流恒定9 A时，首先，开关频率为150 kHz，输出电压为20 V，功率为180 W。输出电压从20 V逐渐升到120 V，稳定在功率1 080 W。开关频率随着输出电压的上升而逐渐上升到175 kHz，最后不改变电阻，输出电压从121.9 V逐渐降低至111 V，功率降至910 W，开关频率随着输出电压的下降逐渐降回155 kHz，工作模式输出电流从9 A降低至8.2 A。所提变换器在容性区不同负载切换的过程中，输出电压能够恒定稳定在不同增益点，切换时电感电流超调较小，变换器具有良好的动态性能。
图13 开关管S2的软开关波形
Fig.13 Soft switch waveforms of S2
图14 恒电流工况下的动态波形
Fig.14 Dynamic waveforms under constant current condition
4.2.2 恒阻工况
图15所示为所提双通道容性区谐振变换器在恒定阻值为8 W的工况下进行加载和减载的动态波形。在处于谐振频率点处，LLC通道工作在感性区域，输出电压为117 V，此时的输出功率为额定功率1 700 W。当输出电压降低到53.3 V时，开关频率逐渐降低至140 kHz，从感性区的工作模式切换到容性区的工作模式，输出功率降低到360 W。当输出电压降低到30.1 V时，开关频率逐渐降低至110 kHz，仍处于容性区的工作模式，输出功率降至114 W。最后，输出电压上升到82.3 V，开关频率逐渐上升到160 kHz，输出功率升高到850 W。从图15可以看到，在恒定电阻值的工况下切载时，各项参数的波形均无明显超调或跌落值，调整时间迅速，具有良好的动态性能。
图15 恒电阻工况下的动态波形
Fig.15 Dynamic waveforms under constant resistance condition
在实验过程中对变换器恒流和恒阻工作进行测试，最终得到变换器的效率曲线及损耗分布如图16所示，在功率为1 080 W，输出电压为120 V时达到峰值效率96.3%。相较于恒流负载，在高压时恒阻负载输出电流更大，最大可达到15 A，其二极管造成的损耗占比显著提升导致效率下降，低压时由于恒阻下的频率变化范围更宽，最低频率达到110 kHz，远离谐振点带来的环流损耗相较于恒流负载更大，且恒阻负载在低压下整机功率更低，因此恒阻负载整机效率低于恒流负载。恒流峰值效率损耗分布如图16b所示，变换器在该工作点的主要损耗源于二极管，占比达到27%。图17所示为所提变换器在恒流9 A、1 000 W输出时的热成像图，其发热主要集中在二次侧整流二极管。
针对不同宽电压范围LLC型谐振变换器进行对比分析，结果见表3，可以看出，所提变换器在仅使用两个开关管的情况下实现了6倍电压增益，显著优于表3中其他4篇对比文献，且开关频率变化范围较窄，并在效率、谐振腔、变压器数量等方面具有较为均衡的表现。
图16 变换器效率曲线及损耗分布
Fig.16 Efficiency curves and loss distribution of converter
图17 恒流1 000 W时的热成像图
Fig.17 Thermal imaging image at a constant current of 1 000 W
表3 宽电压范围LLC变换器性能对比
Tab.3 Performance comparison of wide voltage range LLC converters
参 数文献[10]文献[11]文献[12]文献[14]本文 开关管44462 谐振腔/变压器1/11/11/22/22/2 额定功率/W6003501 0002501 700 输入电压/V40024～45160～32025～100400 输出电压/V120～300230～43040021020～120 开关频率/kH79～114180～40010680～160110～185 增益2.53.5246 峰值效率(%)96.296.595.29896.3
针对系统磁性元件较多，有必要考虑磁集成的方法进一步提升功率密度，对于LLC通道的谐振电感可以采用更改变压器T2绕制方法，减小一次侧和二次侧耦合程度的方法增加漏感代替谐振电感Lr3，对于LLCL通道可以将二次侧全波整流更改为全桥整流，将电容Cr1等效到变压器T1的二次侧，并将Lr1集成到变压器T1的漏感中，Lr2集成到变压器T1的励磁电感中为变换器提供感性电流以实现LLC通道工作在容性区时开关管的全范围ZVS导通。为进一步提高变换器功率密度也可以采样平面变压器结构。
本文提出了一种两开关双通道容性区谐振变换器拓扑，并对变换器的工作原理、增益特性以及LLC通道容性区软开关电流进行详细分析，最终搭建实验平台进行验证，得到如下结论：
1）提出了一种新型两开关双谐振腔LLCL变换器拓扑，推导了谐振腔的基波等效模型，并研究了其增益特性和电流特性。
2）通过双通道结构实现传输主要功率的LLC通道工作在容性区也能实现ZVS导通。仅使用2个开关管实现了6倍电压增益范围。
3）推导了传统LLC型谐振变换器工作在容性区的软开关电流表达式，得到变换器准确的软开关实现条件。该变换器能够全电压范围内实现ZVS导通，且具有较高的运行效率，峰值效率达到96.3%。
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A Two-Switch Dual-Channel Capacitive-Region Resonant Converter Topology and Soft-Switching
Abstract The LLC resonant converter is widely recognized in renewable energy and energy storage systems for its high efficiency, wide voltage-gain range, and suitability for high-frequency operation. Nevertheless, conventional LLC converters suffer from inherent technical limitations. When the resonant current operates in the inductive region, the voltage gain range is relatively narrow, restricting its adaptability under wide input or output variations. When the resonant current enters the capacitive region, the zero-voltage switching (ZVS) of the primary switches collapses, leading to increased switching losses, reduced efficiency, and reliability concerns.
This paper proposes a dual-switch dual-channel hybrid resonant converter. The proposed topology introduces an LLCL-type resonant tank as an auxiliary channel, integrated with the traditional LLC tank to form a composite resonant network. The auxiliary channel provides additional resonant current to maintain ZVS, thereby solving the ZVS failure inherent in capacitive operation. At the same time, the hybrid structure significantly broadens the achievable gain range, offering enhanced adaptability to wide variations in voltage and load.
Theoretical analysis is conducted through both fundamental harmonic approximation (FHA) and time-domain modeling. The gain equations of the hybrid resonant converter are derived, and the respective gain ranges of the LLC and LLCL channels are clarified. In constant-current operation, at a load current of 9 A, the converter achieves a sixfold voltage gain with only a 1.2-fold increase in frequency. Compared with inductive-region operation, the capacitive-region operation of the proposed converter achieves a broader voltage gain range with narrower frequency variation. Meanwhile, the LLCL auxiliary channel provides sufficient soft-switching current to ensure ZVS for the primary switches.
Furthermore, combined with the FHA and time-domain models, the total soft-switching current expression of the LLC channel in the capacitive region is derived. The ZVS boundary conditions are established, and a boundary gain curve is constructed. Then, a soft-switching inductor is introduced to compensate for the phase shift of the resonant current during capacitive operation and to guarantee ZVS across the full voltage and load range. In addition, critical design considerations for the resonant tanks and high-frequency transformer are provided.
A 1.7 kW prototype with an output voltage range of 20 V to 120 V is developed. The control platform employs an FPGA (EP3C25E144I7N), programmed in Verilog HDL, to implement pulse-frequency modulation (PFM). Extensive experiments are conducted, including steady-state tests in constant-current and constant- resistance modes and dynamic response evaluations during mode transitions. The results show that the converter consistently achieves ZVS across the entire operating range. Moreover, the measured efficiency and gain characteristics agree well with theoretical predictions. The peak efficiency is 96.3%.
In summary, this work presents a dual-switch dual-channel hybrid resonant converter. By incorporating an LLCL auxiliary resonant channel, the proposed converter ensures ZVS in the capacitive region and realizes an expanded gain range with reduced frequency variation. The combination of rigorous modeling, detailed design, and experimental validation demonstrates the superior efficiency, robust soft-switching, and wide adaptability of the converter, making it highly suitable for renewable energy and energy storage power conversion systems.
keywords：LLC type resonant converter, wide voltage range, capacitive region operation, soft switching, high-order resonant cavity
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.250991
国家自然科学基金面上项目（52577217）和国家青年科学基金项目（52207138）资助。
收稿日期 2025-06-09
改稿日期 2025-09-23
张 程 男，2000年生，硕士研究生，研究方向为LLC谐振变换器拓扑和三端口DC-DC变换器拓扑。
E-mail: zc258@my.swjtu.edu.cn
舒泽亮 男，1979年生，教授，博士生导师，研究方向为多电平变换装置、电力电子变压器、同相供电系统及电力电子应用中的数字信号处理技术。
E-mail: shuzeliang@swjtu.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）