Tab.1 Characteristics of pulsed corona and pulsed arc discharges
参 数脉冲电晕脉冲电弧 电压幅值5～50 kV1～10 kV 脉冲频率0.1～1 kHz0.01 Hz 负载电流10～100 A＞1 kA 上升时间≈0.1 ms≈1 ms 电极间隙cm级mm级 脉冲能量1 J1 kJ
摘要 围绕脉冲电源的小型化发展趋势，该文提出一种基于新型磁隔离驱动的紧凑型固态Marx发生器。随着Marx发生器级数的增加，驱动电路的元件数量、驱动供电以及信号隔离要求也相应提高，导致脉冲发生器的体积和成本显著增加。该研究利用半桥型全固态Marx发生器中相邻充放电开关的共源极特点，创新地提出用一路双极性的栅-栅驱动电路，并结合多二次绕组变压器的一次侧串联结构，通过共同一次侧同时提供信号和驱动功率，显著减少了控制信号和驱动电路的数量，实现了单路双极性信号驱动半桥型固态Marx发生器中的所有开关。为验证该方案的可行性搭建了一台29级的试验样机，并在无感阻性负载下进行了测试。结果表明：该脉冲发生器输出电压高达20 kV，单个硬币尺寸的变压器驱动了12个开关，输出脉冲上升/下降沿均小于65 ns（1 kW负载下），具有宽范围的脉冲宽度调节（0.2～200 ms），能在5 kHz频率下实现稳定的电压输出。此外，该脉冲发生器的体积非常紧凑（185 mm长×96 mm宽×115 mm高），实现了473 kW/L的高功率密度输出。
关键词：脉冲电源 Marx发生器 共源级驱动 同步驱动 多二次绕组
近年来，脉冲发生器已广泛应用于生物医学[1]、食品杀菌[2]、高功率微波[3]、气体降解[4]等领域。脉冲电场（Pulsed Electric Field, PEF）可有效杀灭饮用水中的致病菌并净化水质，通过向水中施加高压脉冲（20～50 kV/cm，0.8～100 ms，0.1～1 kHz）破坏微生物细胞膜实现杀菌效果[5-6]。水中放电系统主要分为脉冲电晕放电与脉冲电弧放电两种形式。表1对比了二者的有效放电特性[7]。
在脉冲电弧放电下，由于电弧形成的低阻抗导电通道，放电电流急剧升至1 kA以上，能耗显著增加。而脉冲电晕放电作为一种非贯穿性放电，通过脉冲宽度的控制，使流注虽被激发却未抵达地电极。因此，在此方法中水体不会被击穿，水阻可视为恒定，电导率仅取决其溶解盐的含量[8]。由于脉冲电晕的局部放电形式避免了长时间的焦耳热，因此能耗更低、处理时间更短，适合于水体杀菌应用。而脉冲发生器作为产生脉冲电场和电晕放电的核心部件，其输出性能决定了水体的杀菌效果。传统的脉冲发生器以及具有变压器的高压脉冲调制器，其较差的调节性和较窄的脉宽限制了处理效率。并且随着输出电压等级的提高，庞大的冷却部件和大量绕组导致其体积庞大及笨重，难以满足设备轻量化的需求[9-10]。
表1 脉冲电晕和脉冲电弧的放电特性
Tab.1 Characteristics of pulsed corona and pulsed arc discharges
参 数脉冲电晕脉冲电弧 电压幅值5～50 kV1～10 kV 脉冲频率0.1～1 kHz0.01 Hz 负载电流10～100 A＞1 kA 上升时间≈0.1 ms≈1 ms 电极间隙cm级mm级 脉冲能量1 J1 kJ
固态Marx发生器作为高压脉冲发生器的经典结构，其主要原理为多个电容的串联放电和并联充电[11]。通过功率开关管、电容组成的多个基本单元，使Marx发生器在较小的体积内实现多参数可调的高压脉冲输出，更加符合脉冲电源便携化、轻量化的发展趋势。但目前固态Marx发生器的输出电压仍受限于各驱动模块的绝缘水平。光纤隔离驱动作为一种广泛使用的栅级驱动结构，能够实现稳定的信号输出和高同步性的信号控制[12]，但其配套的光电接收器和驱动芯片的供电模块通常只能隔离低于6 kV的电压，这极大地制约了脉冲发生器的最高输出电压水平。电磁隔离容易实现更高的电气绝缘，但是磁隔离传递的信号脉宽会受到磁心饱和的限制，且漏感会限制信号的驱动能力，加上磁心复位和振荡引起的二次导通等因素，导致磁隔离电路很少直接用来驱动功率半导体开关。1990年，C. Figley等提出将多个变压器一次侧串联、二次侧用两个场效应管调制的串心磁隔离方案[13]。该方案利用电磁耦合传递信号和功率，无需二次侧的隔离驱动供电源，利用栅极电压自维持过程突破了磁心饱和对信号脉宽的限制，一次绕组串联显著简化了一次侧驱动电路，且无需复位电路，还可提供负压偏置确保开关的可靠关断。该结构具有高耐压、长脉宽、良好电磁兼容性能、无需复位、结构简单、成本低等众多优点。因此，在全固态高压脉冲电源中很受关注[14-16]。
E. Ivanov等[17]研制了一台可携带式的X射线源，其中作为设备驱动部分的脉冲发生器采用固态Marx结构，并通过多模块的级联实现了25 kV的输出。其固态Marx发生器质量仅为1.2 kg，且实现了紧凑的脉冲发生器体积（292 mm×83 mm×60 mm）。H. B. Jo等[18]针对医用直线加速器设计了一种40 kV紧凑型高压脉冲发生器。该方案通过串心磁环驱动技术，实现了多路开关的同步驱动，并对Marx发生器进行模块化设计，实现了高功率密度输出，峰值功率密度可达111 kW/L。不过，其栅极驱动模块采用多个金属氧化物半导体场效应晶体管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET）控制，导致驱动过程复杂，使Marx发生器的体积优化受限。董守龙等[19-21]提出了一种控制简单的磁隔离驱动固态Marx方案，通过磁心堆叠驱动和两个二次绕组反向并联控制，结构很紧凑且模块化程度高，实现了30 kV、1 kHz的ms级高压脉冲输出，只是多级开关的驱动电压同步性较差，达到30 ns。
为实现高压全固态脉冲发生器的紧凑化，本课题组针对Marx发生器的结构特点提出了一种创新的驱动设计理念，即充放电开关可共用同一路驱动信号。并利用该设计理念实现了P型和N型MOSFET开关的栅极共享驱动[22]以及两个N型开关的共源极驱动结构[23-24]。再结合磁隔离同步驱动方案，实现了10 kV的方波脉冲输出。这两类结构可显著减小控制信号和驱动电路的数量，实现Marx发生器的体积优化。
本研究提出了一种多路磁隔离栅-栅驱动的紧凑型固态Marx发生器结构。利用半桥型Marx发生器中相邻级的充放电开关共源极特点，将双极性驱动信号分别接到共源极充放电开关的栅极，利用其栅极分压来分别驱动它们，并将原来变压器的单个二次绕组增加到多个，同时将数个变压器的一次绕组串联，实现单个变压器同步隔离驱动两组多路开关。通过该设计，实现一路双极性信号控制下的多级Marx发生器输出，显著减少了驱动元件和磁心数量，进一步缩减全固态Marx发生器的尺寸。最后搭建了一台29级的试验样机并开展带载测试，脉冲发生器最大瞬时功率达到900 kW，输出电压范围为0～20 kV、脉宽为0.2～200 ms。
本文所采用的半桥型固态Marx发生器拓扑如图1所示。图中，Vdc为直流电源，VDbi、Ci、Mi和Qi表示每级Marx发生器的隔离二极管、储能电容以及充、放电的功率开关管，RL为负载。
通过对充放电开关进行通断控制，即可实现多个电容的并联充电及串联放电，产生高压方波脉 冲[10]。需特别指出，除首级充电管和末级放电管外，其余每级的放电开关Qi与下一级的充电开关Mi+1源极短接。例如，Q1和M2即为共源极连接。
磁隔离的方式主要分为电压互感器（Voltage Transformer, VT）和电流互感器（Current Transformer, CT）两种形式。其中，VT需要通过增大磁心体积来满足爬电距离的要求[25]，这在一定程度上限制了其在紧凑型设计中的应用。而CT由于一次侧导线被具有高绝缘强度的材料及空气包裹，因此磁心尺寸受爬电距离的限制大大减小，使得磁心尺寸的优化成为可能。通常磁隔离传递的信号脉冲会受到磁心饱和的限制，且漏感会限制信号的驱动能力，故很少直接用来驱动功率半导体开关。
图1 全固态Marx发生器原理
Fig.1 Schematic of the all-solid-state Marx generators
串心磁隔离驱动方案[21]如图2所示，其具体工作原理如下：多个变压器的一次绕组直接串联后，连接到半桥控制电路，Cp1和Cp2为直流源的分压电容，通过控制开关管P1、P2产生正负双极性脉冲，并经过外接栅极电阻R1和R2驱动正或负信号控制场效应管S1和S2的导通，结合彼此的体二极管VD1和VD2对开关Q1的栅源极间电容Cg1形成暂时的正向充电（红色虚线箭头所示）或反向放电（蓝色虚线箭头所示），实现功率MOSFET的正压导通和负压关断。一次侧无驱动信号时，S1和S2同时处于关断状态，开关Q1的栅源电荷无释放回路，因此能够维持当前电压的开通或关断状态，该电压的自维持过程可突破磁心饱和限制，产生长脉宽驱动。可见，该串心磁隔离驱动方案从一次侧半桥电路同时提供控制信号和驱动功率，二次侧无需隔离驱动供电，实现一路双极性信号同步驱动一组多个半导体开关。
图2 串心磁隔离驱动方案
Fig.2 Scheme of multi-channel magnetic isolation driver with primary windings in series
在此方案的基础之上，对二次侧的无源调制电路加以改进，用更复杂的电路加以调整，可以实现不同的驱动效果[26-28]，由于这些方案本质上和图2的方案类似，本文不再赘述。目前的高压脉冲电源多路磁隔离驱动方案中，多为串联磁心下的单路二次绕组驱动，且单二次侧驱动电路对应单个开关控制，虽已大幅简化驱动结构，但仍具有优化空间。其次，随着Marx发生器级数和电压等级的增加，不仅驱动电路的元件数量随之相应增加，并且前级驱动单元的输出功率要求也不断提高。此外，多个磁心参数的不一致易恶化各栅极驱动的同步效果，最终影响Marx发生器的性能。
针对上述磁隔离方案中产生的问题，本文提出了一种多路磁隔离栅-栅驱动的紧凑型固态Marx发生器结构，如图3所示，该方案从驱动电路结构以及隔离变压器设计两方面进行优化。在驱动电路结构上，利用Marx回路中充放电开关的共源级连接特点，采用单个驱动电路接入两个开关的栅极，通过反向串联的栅极等效电容分压产生正负开通与关断信号，即可同时控制第i级Marx的放电开关以及第
级Marx的充电开关，从而实现单驱动电路下的双开驱动，详细原理在后续阐述。在隔离变压器方面，采用多个二次绕组的结构可实现单磁心下的多路控制信号输出，并结合栅-栅驱动电路，即可实现单变压器驱动两组多路开关。
图3 所提磁隔离驱动方案
Fig.3 Schematic of the proposed magnetic isolation drive
在驱动相同级数的Marx发生器时，相比于现有的磁隔离驱动方案，本研究所提出的栅-栅驱动结构可节省约一半的驱动元件数量，并且多个二次绕组的变压器方案可进一步减小磁心数量，实现图4所示的单个变压器驱动两组多路开关，从而大幅降低固态Marx发生器的体积和成本。
图4 磁隔离驱动方案对比
Fig.4 Comparison of magnetic isolation drive schemes
驱动电路的控制时序和栅-栅驱动的电路原理分别如图5和图6所示。图中，Vcontrol为双极性控制信号；Vdgs和Vcgs分别为放电开关和充电开关的栅源驱动电压；Vo为Marx输出电压；Q1、M2分别为第1级放电开关和第2级充电开关。在理想状态下两个开关的栅源极间电容Cgs1、Cgs2相等，因此经过分压后其栅源电压应等于1/2的驱动电压，为保证Marx驱动电路的稳定工作，需在电路输出端并联稳压管Z1和Z2进行稳压输出。
图5 控制信号和输出脉冲时序
Fig.5 Timing of control signals and output pulses
图6 驱动电路原理
Fig.6 Operating principle of proposed driving circuit
图6展示了驱动电路的工作过程，原理详细介绍如下：
1）放电开关导通过程（t1～t2）
如图6a所示，一次侧半桥模块产生正极性驱动信号，二次绕组感应出正极性电压，通过S1的体二极管VD1和S2的驱动栅极电阻R1，将正极性电压施加至S2栅源极使其导通，再经过VD1和S2对输出端充放电开关的栅极串联等效电容开始充电，由于Cgs1、Cgs2是反向串联，最终Q1获得正向栅压而导通，M2获得负向栅压而关断。
2）放电开关维持导通过程（t2～t3）
如图6b所示，当正极性控制信号消失后，S1、S2同时处于关断状态，栅极等效电容中的电荷没有泄放通路而维持当前电压，充放电开关M2和Q1分别维持当前的关断和导通状态，直到关断信号来临。实际中，由于体二极管VD1需要一定时间才恢复反向截止状态。此恢复过程中，栅极等效电容经过VD1和VD2泄放，栅源极电压会小幅衰减，但不影响开关工作状态。
3）放电开关关断过程（t3～t4）
如图6c所示，由于驱动电路的对称性，当二次绕组感应出负极性电压时，同样通过S2的体二极管VD2和S1的栅极驱动电阻R2，令S1导通对充放电开关的栅源极间电容反向充电，最终Q1获得负向栅压而关断，M2获得正向栅压而导通。
4）放电开关维持关断过程（t4～t5）
如图6d所示，该阶段与放电开关维持导通过程相似。当负极性信号消失，栅源电压开始自维持，并在短时间内维持不变，Q1和M2分别保持当前的导通和关断转态。
由于MOSFET的快开关速度会产生高的dV/dt，因此器件的瞬态行为对寄生参数变化非常敏感[29]。开关瞬态行为所导致的振铃现象将造成电磁干扰、降低器件使用寿命以及影响电源稳定工作等问题[30-32]。而不同于先前的单开关栅极驱动方案，共源级的栅-栅驱动结构引入了两个功率MOSFET的寄生参数。因此，为保证栅极驱动正常工作，有必要对共源极结构下的MOSFET开关过程进行研究。
为简化分析，将驱动电路部分输出等效为理想电压信号。杂散参数下的开通过程如图7所示，图中，Ron为驱动开通电阻；Rg1、Rg2为充放电MOSFET的内部栅极电阻；Cgs1和Cgs2、Cgd1和Cgd2、Cds1和Cds2分别为MOSFET栅源、栅漏以及漏源的极间电容；Lg1和Lg2、Ld1和Ld2、Ls1和Ls2分别为MOSFET的栅极、漏极以及源极的寄生电感。通过分析放电开关的开通过程可知，由于Marx的充放电开关信号互补，在放电开关Q1关断期间，充电开关M2持续导通。因此，假设在下一个开通周期的正信号VG来临前，M2已导通，Q1处于负压关断状态。
图7 考虑杂散参数的共源极结构的开通过程
Fig.7 Turn-on process of the common source structure structure considerring the stray inductors
当Q1的栅源驱动电压Vdgs小于阈值电压Vth时，该阶段Q1未导通处于截止区，而M2处于欧姆区。当Q1的开通信号来临时，栅极电流Ig对Cgs1、Cgs2充电，Vdgs开始上升直至Vth，Q1的沟道电流Ich=0，而由于驱动电路自维持的特点，使得M2的栅源驱动电压Vcgs开始下降，漏源电压Vds2开始上升直到Vcgs-Vth。
由于Cgs2
Cgd2，忽略Cgd2，将该阶段等效为串连RLC回路，可表示为
（1）
其中
自然振荡角频率
和阻尼比
可表示为
（2）
（3）
通过分析可知，在Q1的开通过程中，相比于单管驱动结构，栅-栅驱动结构中的寄生电感增大，栅源电容减小，使得自然振荡角频率和阻尼比降低，更易出现回路的振铃现象。由于驱动回路的对称性，对M2来说，结论同样成立。该现象可能会导致充放电开关的驱动电压交点上移，存在两管同时导通的可能，增加额外的开关损耗以及损坏风险。因此，为避免该现象，需在实际的印制电路板（Printed Circuit Board, PCB）布局中尽可能减小两管间的源级连线长度以减小杂散电感的影响，并且改变Ron用于调节阻尼比。
此外，当放电开关Q1关断时，即Q1漏源电压Vds1恢复阻断电压的期间，由于Q1参与负载回路放电，所以由漏极电流Id导致的高dId/dt以及杂散电感的存在，均可能引起关断电压的过冲DVds。并且由于负载环路电感Ls、漏极寄生电感Ld、源极寄生电感Ls以及输出电容Coss会形成LC谐振回路，Vds1和Id的波形也可能发生振荡[33]。因此，同样需要尽可能减小源极连接电感，以及利用Ron调节阻尼系数以抑制振铃及减小关断过冲。
（4）
与电力电子领域中广泛应用的磁心不同，脉冲磁性元件在快脉冲下以极快速度进行磁化，磁化速率高。虽然其实际工作的重复频率不高，但单次脉冲的等效频率较高。因此，脉冲激励下的磁心工作在高磁化速率以及高等效频率的工况下。这两个因素决定了磁心的磁化特性及损耗具有特殊性[34]。
本研究中用于多路信号传递的磁心材料，需具备足够大的饱和工作裕量以及快速的磁化速率。铁基纳米晶作为一种性能均衡的磁心材料，具有高磁饱和感应强度、低矫顽力、快速的脉冲响应速度以及高且稳定的磁导率，适用于高频变换场合[35]。并且由于磁心结构和本身的迟滞特性，使得其在高频下的损耗也明显优于其他磁心材料。铁基纳米晶与锰锌铁氧体的材料参数对比见表2[36]，可以看出，相比于以往大多数磁隔离Marx结构中使用的铁氧体磁心，铁基纳米晶在各方面的优势表现更适合作为驱动磁心材料。
表2 磁心材料的参数对比
Tab.2 Parameter comparison of magnetic materials
参数铁基纳米晶锰锌铁氧体 磁饱和强度/T1.250.5 矫顽力/(A/m)1.28 电阻率/(mW·cm)1155×107 初始相对磁导率80 0003 000 居里温度/℃570220
CT比VT的励磁电感Lm更小，并且在无气隙的情况下磁场能量存储在磁心中易于饱和[25]。采用高磁导率以及高饱和裕量的纳米晶磁心可以弥补上述不足，并且保证多路信号的可靠传递。如图5所示，由于驱动电路的自维持特点，使磁心的不饱和工作区间仅取决于输入信号脉宽ton，而不是输出脉宽，并且磁心工作在双极性控制信号下，则饱和裕量可进一步缩小。通过式（5）、式（6）可设计磁心的最小工作截面积。
（5）
（6）
式中，Vp为一次电压；DBmax为饱和磁感应强度；Kc为磁心工作的占空比系数；N1为一次绕组匝数；D为磁心的外径；d为磁心内径；h为磁心高度。
紧凑型高压隔离栅极驱动器需满足高压隔离、低耦合电容以及紧凑型的设计要求。然而，这些条件之间存在相互制约，需要在设计时进行权衡以实现最佳的效果[37]。
铁基纳米晶凭借高饱和的工作裕量和快速磁化特性，使得磁心能够在条件允许下增加控制的开关数量。然而，开关的数量与二次绕组数量成正比，并且二次绕组数量与耦合电容的大小密切相关。在MOSFET的开关过程中，高dV/dt会产生共模电流Icm，而Icm的大小受到耦合电容Cio的影响，进而干扰控制信号。因此，需对多绕组驱动下的Cio大小进行研究。
（7）
简化后的耦合电容示意图如图8所示，简化磁隔离驱动结构的各部分电容后，耦合电容主要由一次侧导线与二次侧导线之间的电容Cpisi，一次侧导线到磁心之间的内部耦合电容Cpici以及外部耦合Cpoco主导。图8中，d1为磁心中心到二次绕组的距离，d2为一次绕组到磁心外圆柱面的距离，Ri和Ro分别为磁心的内、外半径。总的电容可简化表示[38]为
（8）
式中，Ns为二次绕组匝数。
图8 简化后的耦合电容示意图
Fig.8 Schematic diagram of the simplified coupling capacitor
为验证不同因素对所提驱动结构Cio的影响，对CT形式下单磁心的一、二次绕组分别进行短接，并使用型号为ZM2371的数字电桥测量其耦合电容值。测量前，首先测量了一组标称精度为±0.25 pF的贴片电容，测量结果在标称容量的误差范围内，说明该电桥的测量数据较为准确。被测量磁心材料均为铁基纳米晶，并且统一采用线径为0.4 mm的漆包导线绕制二次绕组。在该测试条件下，分别测量了不同磁心尺寸、不同绕组匝数以及不同输出绕组数量下的Cio。
不同磁心尺寸下的Cio如图9所示，可知随着二次侧输出绕组数量的增加Cio也随着提升，并且磁心高度h对Cio具有较大影响。其次，如图10a所示，在同一磁心尺寸下，增加二次绕组匝数Ns也会提高磁心的Cio。另外，由图10b可知，在同一磁心高度下，不同的内外径对磁心的Cio影响相对较小。
图9 不同磁心的Cio大小对比
Fig.9 Comparison of coupling capacitance magnitudes of different magnetic cores
图10 不同参数下的耦合电容对比
Fig.10 Comparison of coupling capacitors under different parameters
由上述可知，要实现多绕组输出结构下较小的Cio，需选择合适的二次侧输出绕组数量以及Ns，并且优先选择低高度的驱动磁心。文献[39]表明，二次绕组采用集中绕制的方法相比于分散绕组下的耦合电容值更低。
可靠的高压栅极绝缘驱动设计，能够进一步延长产品的使用寿命。由于采用CT形式的隔离驱动电路，二次绕组和磁心均处于高电位，文献[40-41]均采用了同心圆柱体模型来评估变压器内部的电场分布。并且文献[38]通过忽略绕组拐角处的电场畸变，将变压器内部的最大电场Emax表示为
（9）
式中，Vpd为所期望的局部放电的起始电压；rpi为一次侧导线的半径。对于空气间隙隔离设计，可留有一定裕量，选用2 kV/mm的最大电场。
由式（9）可知，通过增大空气间隙可提升最大的高压绝缘能力，但增大空气间隙意味着磁心尺寸的增大，不仅限制了紧凑型的隔离设计，并且磁心高度的提升还可能进一步增大耦合电容。文献[38]为提高磁心的绝缘能力采用灌封有机硅胶的结构，在保证磁心尺寸不变的情况下，其Vpd可提升至16.4 kV，击穿电压超20 kV，表明硅胶材料满足高压绝缘的需求。但灌封处理会增加隔离驱动的体积以及质量。文献[41]提到在中压隔离驱动设计时，可使用多层聚酰亚胺胶带提供有效厚度，增加绝缘的击穿强度，并可满足15 kV的中压隔离。
加入硅胶屏蔽层的方案对比如图11所示。采用高压绝缘材料的一次侧导线以及屏蔽套管组成的双屏蔽层结构，不仅能在相对紧凑的体积内提供有效的绝缘厚度满足高压的隔离要求，还能够令一次侧导线与磁心保持对等间距，以减小绕组位置不对等引起的磁心分布电容误差，有利于增强隔离驱动的同步性。
图11 加入硅胶屏蔽层的方案对比
Fig.11 Comparison of adding silica gel shielding layer
因此，经综合考虑紧凑设计、耦合电容Cio以及高压绝缘后，本研究最终选取了16 mm×10 mm× 8 mm的磁心尺寸，以及采用单磁心下的6路二次绕组结构和单个二次绕组匝数Ns=2的紧密集中方式绕制来降低Cio的影响。并且采用高压硅胶材料的一次侧导线以及硅胶套管组成的双屏蔽层结构来满足高压栅极驱动的绝缘要求。
为验证本研究提出的脉冲发生器方案，搭建了一台29级紧凑型磁隔离驱动的正极性固态Marx样机。实际测试平台如图12所示，示波器采用ZDS2024B，高压探头使用泰克公司P6015A，电流测量使用Person 2100。紧凑型磁隔离驱动的Marx发生器样机如图13所示。测试得到的脉冲发生器相关参数见表3。
图12 测试平台
Fig.12 Test platform
图13 紧凑型磁隔离驱动的Marx发生器样机
Fig.13 Photo of the compact Marx generator prototype
充放电开关的驱动电压波形如图14所示。由图可知，充放电开关的栅源电压振铃现象得到有效抑制，并且交叉点位于虚线所示的导通阈值电压Vth以下，保证双开关工作的可靠切换。此外，为验证级间的同步工作，对所提栅-栅驱动电路进行测试，在驱动信号下测量了各级放电开关的Vdgs，并通过叠加波形测量同步误差。栅源电压的同步性如图15所示，各级驱动电压的上升沿在Vth处的最大信号延时不超过15 ns。在本设计中，该信号延时短于MOSFET开关特性中的典型上升时间和导通延迟时间，确保了多路驱动信号下的同步性。
表3 Marx发生器输出参数
Tab.3 Output parameters of the Marx generator
参 数数 值 输出电压/kV0～20 最大输出电流/A45 Marx级数29 输出脉冲宽度/ms0.2～200 电源尺寸(长×宽×高) (mm×mm×mm)185×96×115 质量/kg0.72 功率密度/(kW/L)473
图14 驱动电路的栅源输出电压
Fig.14 The gate-source output voltage of the common source drive circuit
图15 栅源电压的同步性
Fig.15 The synchronization of the output voltage of the gate source
图16展示了负载RL=50 kW时的不同输出电压波形，脉冲宽度Tw=1 ms。证明该脉冲发生器可以灵活地调节输出电压，并且输出电压的振荡和过冲得到了有效抑制。随着输出电压的提升，脉冲上升沿和下降沿也略有提升，上升沿由5 kV时的17 ns，增加至20 kV时的30 ns，下降沿由5 kV时的15 ns，增加至20 kV时的24 ns。其快速的边沿特性可满足水中脉冲电晕放电要求。
图16 不同的输出电压波形
Fig.16 Different output voltage waveforms
为验证驱动电路的自维持能力，在接近空载条件下测试了最大输出电压Vm=20 kV时的不同脉冲宽度，不同脉冲宽度下的输出电压波形如图17所示，得益于驱动电路的自维持特点，该磁隔离驱动电路能实现0.2～200 ms的连续脉宽调节。文献[42-43]表明，使用长脉宽与快前沿的脉冲可增强脉冲电场作用下的细胞电穿孔效应并降低能耗，提高脉冲电场水体杀菌的处理效率。
针对Marx发生器的最大输出能力进行测试。最大峰值功率下的电压和电流输出波形如图18所示，该脉冲发生器在450 W电阻下能够输出峰值电压20 kV、峰值电流44.8 A、上升沿125 ns的高压脉冲，瞬时功率约为900 kW，其功率密度可到473 kW/L。并且随着负载阻值的增大，脉冲波形的边沿变化将逐渐加快，如负载阻抗从450 W增大到1 kW时，上升沿从125 ns降至43 ns。
图17 不同脉冲宽度下的输出电压波形
Fig.17 Output voltage waveforms under different pulse widths
图18 最大峰值功率下的电压和电流输出波形
Fig.18 Voltage and current output waveforms at maximum peak power
为验证样机的高频输出能力，在RL=5 kW、Tw= 800 ns、频率f=5 kHz下进行测试，电压和电流波形如图19所示，表明试验样机能够在5 kHz进行稳定的带负载工作。
针对多级固态Marx发生器的驱动结构复杂、在应用中体积庞大和笨重、难以携带的特点，本文提出了一种基于共源级特点的栅-栅驱动电路以及多二次绕组结构的紧凑型磁隔离驱动方案。通过理论分析和实际测试，实现了以下效果：
图19 5 kHz频率下的电压和电流波形
Fig.19 Voltage and current waveforms at 5 kHz refrequency
1）所提驱动方案仅通过少量磁心的一次侧串联驱动结构以及单路控制信号，即可实现多级Marx发生器的充放电控制。相较于同级数的Marx方案，所提方案可降低约50%的驱动电路数量，并在降低成本的同时，实现固态Marx发生器结构的紧凑化。
2）针对磁隔离驱动结构中的磁心材料、耦合电容影响及高压绝缘间的协同优化提供了设计依据。
3）搭建了一台29级的正极性固态Marx试验样机，其长、宽、高分别为185 mm、96 mm、115 mm，质量仅为0.72 kg。满足高压脉冲发生器的便携需求。能够实现宽范围的输出电压（0～20 kV）和脉冲宽度（0.2～200 ms）调节，以及具有900 kW的瞬时功率输出及5 kHz的重频工作能力。
本研究所提紧凑型固态Marx方案满足饮用水杀菌、等离子体活化水制备等应用的参数要求。并且相较于同类磁隔离驱动的固态Marx方案，所研制的脉冲发生器在输出性能、体积和质量上均具有一定优势，使其更适用于作为不同应用的便携式输出源或驱动源。
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Development of a Compact All-Solid-State Marx Generator with Multi-Channel Magnetic Isolation Gate-Gate Drive
Abstract Pulsed electric fields have been proven effective for potable water disinfection by inactivating pathogenic bacteria through pulsed corona discharge, which disrupts microbial cell membranes. However, conventional pulse generators suffer from limited tunability, large volume, and heavy weight, which restrict treatment efficiency. In contrast, solid-state Marx generators based on semiconductor switches can deliver multi-parameter-adjustable high-voltage pulses within a much smaller footprint, aligning well with the miniaturization and portability trends of pulsed-power supplies. Most magnetically isolated gate drivers utilize series-connected magnetic cores with a single winding per switch, resulting in one driver per switch. This paper proposes a novel multi-channel magnetic-isolation gate-to-gate driving scheme for compact all-solid-state Marx generators. The proposed architecture substantially reduces the number of drive circuits and enables a single bipolar signal to control all switches within a half-bridge solid-state Marx generator.
Firstly, this paper introduces the improved magnetic-isolation drive scheme and its working principle. The common-source characteristic of the charging and discharging switches in the Marx structure is analyzed. Combined with the structure of a multi-secondary-winding transformer, a multi-route drive is realized under a single magnetic core. Meanwhile, the working principle of the gate-gate drive circuit is elaborated, and the influence of parasitic parameters on the switching characteristics of MOSFETs under the common-source structure is analyzed.
Secondly, the magnetic isolation transformer and high-voltage insulation of the gate drive are designed. The magnetic core material, coupling capacitance, and high-voltage insulation are analyzed. Compared with the commonly used ferrite magnetic cores, iron-based nanocrystalline magnetic cores offer high magnetic saturation, low coercivity, fast pulse response, and high permeability. Subsequently, the coupling capacitance is measured under various parameters, including the number of secondary windings and magnetic core size, and the impact of different parameters on coupling capacitance is analyzed. In addition, this paper proposes a simple and effective high-voltage isolation scheme according to the proposed compact drive design.
Finally, a 29-stage prototype was fabricated and tested. It produces up to 20 kV with the rise and falling times below 65 ns (1 kW load), offers pulse-width adjustment from 0.2 ms to 200 ms, and operates stably at 5 kHz. With a volume of only 185 mm×96 mm×115 mm, the generator achieves a power density of 473 kW/L. The compact solid-state Marx generator meets the requirements for potable-water sterilization, enhancing output performance while markedly reducing size and weight for portable and distributed applications.
keywords：Pulse power supply, Marx generator, common source drive, synchronous drive, multi-secondary winding
中图分类号：TM832
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.250878
国家自然科学基金国际合作项目（W2412070）和姑苏创新领军人才项目（ZXL2023210）资助。
收稿日期 2025-05-26
改稿日期 2025-07-14
黄 杰 男，1999年生，硕士研究生，研究方向为高压脉冲电源技术及应用。
E-mail: 232241465@st.USST.edu.cn
饶俊峰 男，1985年生，研究员，硕士生导师，研究方向为高压脉冲电源技术及应用。
E-mail: raojunfeng1985@163.com（通信作者）
（编辑 崔文静）