图1 动态无线电能传输电路模型
Fig.1 Dynamic wireless charging system circuit model
摘要 为缓解自动导引车等中小功率动态无线电能传输（DWPT）在分段间隔处及运行过程中存在因横向偏移导致功率波动较大的问题，该文构建一种基于微储能的分段式DWPT系统。通过建立单管逆变LCC-S拓扑的DWPT系统数学模型，引入超级电容作为微储能单元，分析与推导储能电容值与发射导轨间距的关系式，实现间隔区功率传输波动较大时进行削峰填谷；为提升系统轻量化及增强抗偏移性能，提出一种边缘增强型扁平螺线管磁耦合机构，通过增强导轨边缘磁场的磁力线收束性，减缓导轨切换带来的功率波动，并给出分段式耦合机构参数优化设计方法与分段切换控制策略；最后搭建一套50 W的实验样机对所设计系统及参数优化方法的合理性进行验证。仿真和实验结果表明，系统在运动过程中与导轨分段间隔处，输出功率变化趋势与理论结果一致。
关键词：动态无线电能传输 微储能 抗偏移 扁平螺线管线圈
在工业自动化和智能化快速发展的背景下，自动导引车（Automatic Guided Vehicle, AGV）凭借其高效的物流处理能力，已成为现代仓储、制造和配送中心的重要装备。然而，传统AGV采用电池供电存在续航时间有限、整体工作效率低、电池质量大等问题，制约了其应用效能。为缓解上述问题，无线电能传输（Wireless Power Transfer, WPT）技术在AGV等场景中得到广泛关注。在过去的十年中[1-6]，WPT技术在静态充电和动态充电领域取得了显著进展，尤其在电动汽车（Electric Vehicles, EV）和AGV的应用中，动态无线电能传输（Dynamic Wireless Power Transfer, DWPT）逐渐成为研究热点。DWPT技术能够在车辆行驶过程中完成充电，从而延长设备在线时间，降低电池容量需求，并提升系统整体运行效率。
根据结构和运行方式，DWPT系统可分为两类：长导轨式和分段轨道式。长导轨式系统通过延长发射线圈长度覆盖更大区域，可同时为多个接收设备充电，具备较简单的电路结构和控制策略。然而，由于发射线圈无法精确控制，长导轨式系统容易导致电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）增大、功率损耗加剧，并降低系统效率[7]，其对复杂环境的适应性较差。相比之下，分段轨道式系统由多个短发射线圈组成，仅在接收线圈所在区域激活发射线圈，从而有效降低非耦合区域的EMI，显著提升系统效率[8-9]。因此，分段轨道式DWPT系统在实际应用中展现出更大的潜力。
尽管分段轨道式DWPT系统在控制EMI和提升系统效率方面表现出显著优势[10]，但其在实际应用中仍面临功率波动带来的挑战。由于接收线圈在移动过程中需要频繁跨越发射线圈的边界区域，引起互感发生明显变化，从而导致输出功率波动较大。
为了缓解功率波动问题，现有研究主要从三方面展开：一是通过引入控制策略进行动态调节；二是通过优化发射线圈的物理布局提升磁耦合稳定性；三是从耦合结构本身出发进行优化设计以增强系统对偏移与切换的适应能力。
在控制策略方面，现有研究通过增加控制模块来实时调整系统的输出功率，文献[11]采用恒功率点跟踪方法解决耦合系数变化的问题。文献[12]采用移相逆变器的初级控制方案，估计输出电流或电压参数作为控制因子，实现稳定的输出功率。虽然控制策略的可行性已经证实，但仍存在两个严重问题：一是额外的设备传感器和控制器大大增加了DWPT系统的复杂性；二是DWPT系统中接收端的快速运动使控制策略难以实现和应用。
在发射线圈布局设计方面，部分研究尝试通过调整线圈间距以优化磁耦合路径，在文献[13]提到的设计中，发射线圈间距仅为40 mm，虽能优化磁耦合性能，但需要铺设大量发射线圈，导致铜材和铁氧体材料消耗剧增，显著提高了系统铺设成本和施工复杂性。文献[14-15]分别采用矩形和双D正交（Double-Dquadrature, DDQ）线圈阵列，无间距设计虽能有效缓解功率波动，却面临着材料消耗增加和交叉耦合加剧的问题，需要更复杂的补偿电路和控制策略。相反，增加发射线圈间距的分段设计虽然能够减少发射线圈数量，但较大的间距容易导致间隙区域磁场强度减弱，从而引发显著的功率波动[16-18]，甚至在某些场景中导致输出功率几乎为0[16]。因此，如何通过优化发射线圈设计与布局，在降低功率波动的同时降低系统成本，是当前DWPT系统设计中的重要挑战。
在优化耦合机构方面，文献[19]提出周期串联螺旋耦合器结构，采用分布式线圈阵列提升磁场均匀性，从而获得更平稳的充电过程；文献[20]交替铺设单极性与双极性线圈，并在接收区域重叠布置，以抵消互感变化带来的功率波动；文献[21]提出了一种新的交叉重叠去耦合线圈结构，采用跨重叠的发射端线圈和单接收端线圈组合，既能减少相邻多线圈之间的交叉耦合，又能提高系统效率。该结构能够有效降低互感波动，从而增强功率输出的稳定性；文献[14]通过设置多个短发射线圈形成密集阵列，缓解了车辆运动过程中的功率波动。然而，现有分段式耦合结构普遍存在设计方案复杂、结构冗余、系统集成难度大、材料利用率偏低和抗横向偏移鲁棒性不足等问题。
在轻量化方面，文献[22]采用5个电池模块串联的方式设计后级储能，虽然提升了能量储存能力和充电效率，但电池质量较大，对系统的轻量化造成限制。文献[23]提出了电池与超级电容的混合储能方案，通过优化功率分配策略提升了系统效率和充电速度，但在实际应用中仍面临功率分配控制复杂度较高及系统质量偏大的问题。
鉴于此，本文提出了一种基于微储能的分段式动态无线电能传输系统。通过引入超级电容，有效实现输出功率平稳和接收端轻量化，在磁耦合机构设计层面，接收线圈采用网格型缠绕，发射线圈沿移动方向按等差间距排列，并结合双侧U型励磁线圈结构，通过定向约束导轨边缘磁力线分布，明显提升系统抗偏移能力。系统采用单管逆变，简化电路设计，降低开关损耗，进一步提升系统的经济性。在理论分析和实验验证的基础上确定最优间距范围，既避免了传统小间距设计的高成本问题，又克服了过大间距导致的功率波动，显著减少了发射线圈数量，实现了性能与成本的最佳平衡。
双发射-单接收DWPT系统电路拓扑如图1所示，以双发射线圈为一个基本单元，本文是单发射-单接收、双发射-单接收交替运行，以双发射-单接收为例进行分析，不再额外分析单发射-单接收。Q1、Q2为单管逆变开关管，Lpf1、Cpf1、Cp1构成第一个发射线圈的LCC补偿电路，Lpf2、Cpf2、Cp2构成第二个发射线圈的LCC补偿电路，Lp1、Lp2为发射线圈的自感，Ls为接收线圈的自感，Mp1s、Mp2s为发射端与接收端之间的互感（后文在设计发射线圈时，进行了去耦处理），VD1～VD4为接收端中的整流二极管，RL为负载电阻，Cs为补偿电容，CL为滤波电容，CR1为储能电容。Vdc为直流输入电压，u1、u2为逆变器两端的交流电压，Vout为负载直流输出电压，us1为整流器交流输入电压。ip1、ip2和is1分别为两个发射端的交流电流与接收端的交流电流。
图1 动态无线电能传输电路模型
Fig.1 Dynamic wireless charging system circuit model
由于补偿网络良好的高阶滤波特性，双发射-单接收DWPT系统补偿电路可采用基波近似法进行分析[24]。由反射阻抗理论可知，整个接收端可以等效为阻抗Zeq进行分析，因此LCC补偿网络可以用如图2所示的等效T型网络进行分析[25]。其中Lpfx、Cpfx、Cpx分别为补偿电感和补偿电容，Lpx为发射线圈的自感，Ipx为线圈的激励电流有效值，Uin、I1分别为逆变器输出电压、电流的有效值，x=1, 2分别表示两个发射端。
图2 补偿网络的等效T型电路
Fig.2 Equivalent T-type circuit of the compensation network
假设系统的谐振角频率为
，忽略线圈内阻[26]，则补偿网络参数应满足的关系为
（1）
同时由基尔霍夫电压定律，图2等效T型电路应满足如式（2）所示的电压、电流关系。
（2）
由式（2）可解得线圈电流
和单管逆变器[27-28]输出电压
之间存在关系为
（3）
从式（3）可以看出，在系统角频率和补偿电感确定后，发射线圈的激励电流只与逆变器的输出电压相关，其基波等效电路模型如图3所示，图中，
、
为逆变器两端的交流电压，
、
、
分别为流过发射线圈以及接收线圈的交流电流。其中电压和电流可以用基频相量表示，发射线圈和接收线圈之间的互感模型可以等效为受控源模型。
另外，假设整流器两端不存在功率损耗，则整流器的等效电阻Req可以表示为
图3 双发射-单接收系统的等效电路模型
Fig.3 Equivalent circuit model of dual-transmitter-single-receiver system
（4）
基于基尔霍夫电压定律，系统可描述为
（5）
相关的阻抗可以描述为
（6）
同时接收端补偿网络存在wLs=1/(wCs)，针对二极管整流电路，输出电压为
（7）
式中，Ue为整流电路输入电压
的有效值。则可计算得到系统输出电压Uout和Is关于逆变输出电压U1和U2的表达式为
（8）
（9）
由式（8）、式（9）可以得到，在保证逆变器输出电压不变的情况下，输出电压电流仅与Mp1s、Mp2s相关。
在DWPT系统中，通过分析微储能电容与系统参数的关系可以实现输出功率平稳和发射线圈间距的最大化。以下是对充电、放电状态的详细分析。
为了简化分析过程，做出如下假设：
（1）当接收线圈进入或离开发射线圈区域时，为了保证能量传输的连续性，接收线圈始终保持工作状态。在分析中，AGV的运动轨迹可简化为质点模型，便于理论推导和计算。
（2）设计优化后的边缘增强型磁耦合机构（Edge Reinforced Solenoids, ERS）在X轴和Y轴方向上的互感变化因偏移而产生的影响较小，可近似忽略。
（3）当接收线圈位于两个发射线圈之间时，系统互感可近似视为定值。
1.2.1 充电状态
在充电状态下，微储能电容吸收能量并存储[29]，用于后续的功率补偿。为避免功率瞬变导致系统不稳定，电容在充电时暂时储存多余能量。
当超级电容开始充电时，电容上的电压U(t)和充电电流I(t)随时间t的变化为
（10）
瞬时功率P(t)与电流和电压之间的关系为
（11）
代入I(t)可得
（12）
在交流电流下，传输功率通常描述为
（13）
为了简便计算，式（13）可以进一步简化为
（14）
电容器充电所需的能量为
（15）
式中，EC为有效充电时所获取的能量；Umax为最大电压。
充电时间tC是所需能量与瞬时功率的比值，则tC为
（16）
式中，tC为电容充电到最大电压Umax所需的时间。
接收线圈的充电时间tC由接收线圈在发射线圈有效区域内的运动决定。接收线圈的速度为vR，发射线圈的有效区域长度为s，因此接收线圈在该区域内的充电时间为
（17）
联立式（16）和式（17），电容CR1的表达式为
（18）
1.2.2 放电状态
在放电状态下，电容释放储存的能量，用以补偿系统功率不足。超级电容的放电过程类似于充电过程，系统的放电过程描述为
（19）
在放电过程中，电容释放的总能量ED是瞬时功率P(t)对时间的积分，即
（20）
代入式（19），可得
（21）
进行计算推导，可以得到
（22）
式中，最大电压Umax为电容的初始电压；U0为放电结束时的剩余电压。
假设接收线圈以恒定速度vR移动，在距离d内的放电时间tD为
（23）
负载消耗的总能量EL为
（24）
将式（23）代入式（24）可得
（25）
根据能量守恒，电容释放的能量等于负载端消耗的能量，此处忽略摩擦及其他损耗。
（26）
将式（22）和式（25）代入式（26）可得
（27）
整理可得，电容CR1为
（28）
通过推导，得出了电容CR1与距离d之间的关系。基于关系式（28），可以进一步推导出发射线圈间距的最大值dMax，从而实现最大间距化。在后续的耦合机构参数优化部分，进一步确定了两个发射线圈无交叉耦合时的最小距离dMin。
能量流动图如图4所示，展示了从发射线圈到接收线圈再至储能电容的能量传输路径。能量首先从发射线圈传输至接收线圈，随后接收线圈将电能分别输送至负载和储能电容。
图4 能量流动图
Fig.4 Energy flow diagram
传统扁平螺线管线圈为双磁通回路线圈，在发生纵向偏移时，其抗偏移性能较差。为提升DWPT系统的抗偏移特性，并减小接收线圈横向偏移及发射线圈切换时的功率波动，设计了一种边缘增强型螺线管，如图5a所示，接收线圈采用网格型螺线管[30]，其绕制方式如图5b所示。发射线圈结合了等差间隔绕制和U型铁氧体结构，纵向采用等差间隔分布，并在横向两端增加励磁线圈以增强横向抗偏移能力。线圈内部的绕制方向分别用符号“
”（纸张外）和“×”（纸张内）表示，如图5c所示，线圈的符号和含义见表1。
图5 边缘增强型磁耦合机构结构示意图
Fig.5 Structure of edge-reinforced magnetic coupling mechanism
为详细分析耦合机构在不同相对位置下的互感变化，本文基于诺依曼公式对耦合系统进行建模与求解，其物理意义是两个导线微元之间磁链的积分总和[31]。公式为
（29）
表1 线圈的符号和含义
Tab.1 Coil symbols and meanings
符 号含 义 2aRX铁氧体的长度 2bRX铁氧体的宽度 2cTX铁氧体的宽度 dTX1与TX2之间的距离 2eTX铁氧体的厚度 2fRX铁氧体的厚度 2gTX铁氧体的长度 h气隙距离 2j两端线圈的宽度 rLitz导线的半径
式中，
为真空磁导率，=
×10-7 H/m；dli和dlj为线圈上长度微元；
为两个长度单元之间的距离。
由于横向绕组和纵向绕组相互垂直，其点乘为零。在横向和纵向偏移条件下，两线圈单元间的相对距离可表示为
（30）
由于解析计算多重积分较为复杂，本文采用离散化数值方法，将线圈分段为多个等距小元，每个小元视为一个微小电流元，其长度为
，总互感通过累加所有小元间的微分互感dMij得到。
（31）
TX1匝数为NTX1，TX2匝数为NTX2，RX的匝数为NRX，它们之间的互感表示为
（32）
基于上述计算方法，单发射-单接收的总互感可表示为
（33）
式中，Mn为接收线圈在第n个偏移位置时的互感。
双发射-单接收的总互感为
（34）
式中，
和
分别为纵向和横向的偏移量；下标m=1, 2，代表发射线圈TX1和TX2。
通过上述分析可知，发射线圈与接收线圈之间的互感大小在很大程度上受到发射线圈的长度与宽度的影响。
在AGV无线充电应用中，接收线圈的几何参数可根据AGV的尺寸确定。本节重点优化发射线圈的尺寸，以满足耦合系数的要求。为简化设计，接收线圈尺寸固定为90 mm×90 mm×3 mm。
由于耦合系数直接影响系统功率稳定性，它是设计磁耦合结构时的关键优化指标。根据前述诺依曼公式分析，发射线圈的长度2g和宽度2c对耦合系数具有显著影响，因此为主要的设计变量。通过调整2g和2c，分析了这些参数对耦合系数的影响。
为全面评估不同偏移情况下的耦合性能，引入偏移量参数
（表示相对线圈尺寸的偏移百分比），确保不同尺寸线圈在偏移分析中的可比性。具体来说，偏移量为线圈横纵向尺寸乘以偏移百分比，分别取10%、20%、30%、40%，通过有限元仿真，分析了不同2g时耦合系数随X方向偏移的变化，步长为20 mm，不同2c时耦合系数随Y方向偏移的变化，步长为20 mm。
发射线圈尺寸对耦合系数的影响仿真结果如图6所示，当发射线圈长度为270 mm、宽度为90 mm时，系统耦合性能最佳。基于此尺寸进行大量仿真后，确定了线圈两端的宽度2j，使两端线圈覆盖功率下降的起点，得到2j为50 mm。发射线圈和接收线圈的参数见表2。仿真还表明，当线圈间距d为100 mm时，两个发射线圈之间的互感约为0.7 mH，对系统性能的影响可忽略。
图7展示了运用Ansys Maxwell软件进行的有限元分析。图7a为发射线圈跟接收线圈处于正对齐状态，磁场呈现对称分布，磁场强度从中心向两端逐渐减弱。图7b为接收线圈位于两发射线圈之间，此时磁通密度呈双峰分布，磁通密度在两个发射线圈之间的重叠区域显著增强，磁场覆盖范围扩大。
图6 发射线圈尺寸对耦合系数的影响
Fig.6 Influence of coil dimensions on coupling coefficient
表2 TX和RX线圈的参数
Tab.2 Parameters of TX and RX coils （单位: mm）
符 号数 值 a45 b45 c60 d100 e1.5 f1.5 g135 h40 j25 r1.25
图7 不同模式下的磁通密度分布
Fig.7 Magnetic flux density distribution in different modes
图8为耦合系数k随相对位置变化的等高线。可以看到，在横向偏移[0 mm, 90 mm]时，k变化很小，纵向偏移[-20 mm, 20 mm]时，k基本不变。
图8 耦合系数随相对位置变化的等高线
Fig.8 Contour plot of coupling coefficient versus relative position
为进一步分析发射线圈间距对系统动态功率平稳性的影响，本文基于电磁场仿真结果，提取了不同线圈间距d下各位置点的互感参数，并在等效电路模型中建立功率波动分析方法。由于动态无线电能传输系统在分段切换时存在明显的功率过渡区，相邻发射线圈间距d将直接影响线圈耦合重叠度与功率曲线的谷值深度，从而影响系统功率波动性。为定量评估不同d对功率平稳性的影响，定义功率波动指标为
（35）
式中，
为接收端在一个切换周期内的平均功率；Pmax和Pmin分别为该周期内的最大与最小输出功率。
为便于对比不同间隙d的趋势，本文对输出功率进行了归一化处理，即
（36）
表3为不同线圈间隙d下系统功率波动指标的对比结果。可以看出，当d为100 mm时，系统功率波动最小，功率输出最为平稳。
图9所示为不同线圈间隙下的功率归一化曲线，当间隙d为60 mm与80 mm时，功率曲线在过渡区出现明显的波动；当d增大至100 mm时，切换区内的磁场叠加更加平衡，整体变化最为平滑，表明该间隙下系统的功率输出稳定性最佳；而当d进一步增大至120 mm及以上时，发射区间的耦合显著减弱，接收线圈在切换区难以同时获得足够的磁链叠加，系统输出稳定性随之降低。
表3 不同线圈间隙d下系统功率波动特性对比
Tab.3 Comparison of power fluctuation characteristics under different coil spacings d
发射线圈间距d/mm归一化后的功率波动(%) 6037.86 8048.44 10027.81 12031.52 14040.13
图9 不同线圈间隙d下的功率归一化曲线
Fig.9 Power normalization curves under different coil gaps d
发射线圈分段切换原理如图10所示。以发射线圈TX0、TX1和TX2为例，当接收线圈RX沿X轴移动时，发射线圈的切换过程可以分为以下三个状态：状态1：接收线圈RX移动到发射线圈TX0上方，通过移相控制逆变器导通发射线圈TX1；状态2：接收线圈RX移动到发射线圈TX0和TX1的间隔区间，在此状态下发射线圈TX0、TX1均导通，互感Mp1s变小的同时互感Mp2s变大，并当原边电流达到规定电流范围内时，关断发射线圈TX0；状态3：接收线圈RX移动到发射线圈TX1上方，当原边电流稳定在规定范围内时，并依次开启下个发射线圈。
图10 发射线圈分段切换原理
Fig.10 Transmitting coil segment switching schematic diagram
状态1和状态2可认为是发射线圈分段切换的一个周期，其余周期也可被类似地分析。对于系统的第一个发射线圈而言，需辅助手段开通或将其设置为常开状态，而对于后续的发射线圈，只需接收线圈沿运动方向运动。
根据发射线圈与接收线圈正对准耦合时，测得原边电流的最大值Ipmax，并根据实验确定耦合情况下原边电流的最小值Ipmin，进而确定出原边电流范围。分段切换流程如图11所示，首先设定原边电流范围，并通过检测每个发射线圈的电流值来决定是否开启或关闭相应的发射线圈，从而实现系统的平稳切换。
图11 分段切换流程
Fig.11 Segmentation control strategy flow chart
利用Matlab/Simulink软件，搭建双发射-单接收DWPT仿真模型，系统参数见表4。为保证切换过程的功率连续性，本文在接收端配置了超级电容CR1作为微储能单元，标称容量为5.5 F，能够在发射线圈切换期间提供足够的能量支撑和电压稳定。
表4 系统电路参数
Tab.4 System circuit parameters
参 数数 值 f/kHz85 Lpf1/mH6 Lpf2/mH6 La1/mH6 La2/mH6 Lp1/mH36.8 Lp2/mH36.5 Cpf1/nF584 Cpf2/nF584 Ca1/nF261 Ca2/nF261 Cp1/nF95.3 Cp2/nF96.1 Ls/mH16.7 Vdc/V20 Cs/nF209.9 CR1/F5.5
图12为仿真逆变电路软开关波形。如图12所示，在开关管开启之前Vds已经降为零，有效实现零电压开通。图13为仿真得到的逆变器和整流器的电压、电流波形。其中，逆变器的输出电压、输出电流以及发射线圈的激励电流波形，显示输出电压的相位略超前于电流，且输出电压相位超前发射线圈激励电流90°。由整流器输入侧的电压与电流波形可见，两者相位基本一致，系统处于谐振状态。仿真结果与理论分析吻合，验证了理论分析的正确性。
图12 软开关波形
Fig.12 Soft switching waveforms
图14所示为DWPT在接收线圈横向偏移条件下，输入功率和输出功率的变化情况。图14为加入储能装置前后功率随偏移距离变化的对比，未加入储能装置时的功率波动，随着偏移距离增加，输出功率明显下降，尤其在偏移中段波动较大。加入储能装置后的功率变化，输出功率更加稳定，波动幅度显著减小。这表明储能装置有效缓解了功率波动，提升了系统的运行稳定性。
图13 逆变器和整流器电压电流波形
Fig.13 Inverter and rectifier voltage and current waveforms
图14 加入储能装置前后功率随偏移距离变化的比较
Fig.14 Comparison of power changes with offset distance before and after adding energy storage device
3.2.1 实验样机搭建
为了验证系统的有效性与可行性，搭建如图15所示实验样机测试平台。图15中调试设备包括直流电源、示波器、电压探头、电流探头和直流电子负载，实验样机包括控制器MCU、发射电路、接收电路和磁耦合机构。磁耦合机构主要参数与表2一致，DWPT系统谐振电路参数与表4一致。
3.2.2 实验结果及分析
两路逆变器软开关波形如图16所示。软开关裕量时间分别为1.12 ms和1.04 ms，漏源极电压Vds1和Vds2分别为82.4 V和82.5 V，即系统可实现与负载无关的零电压开通。
图15 DWPT系统实验平台
Fig.15 DWPT system experimental platform
图16 系统软开关波形
Fig.16 System soft switching waveforms
实验对比了图17～图19所示不同横向偏移、不同纵向偏移以及不同负载条件下整流器的电压、电流波形。图中Us1max、Is1max表示整流器电压和整流器电流最大值。结果表明，在横向和纵向偏移范围较小（DX≤100 mm, DY≤20 mm）时，输出电压和电流波形较为稳定，幅值变化较小。随着偏移增大，互感系数显著减小，电流幅值逐渐下降，波形出现失真。在负载变化实验中，输出电压波形基本稳定，而电流幅值随负载减小而增大，符合欧姆定律。验证了系统的抗偏移能力及对负载变化的适应。
图17 不同横向偏移下整流器电压电流实验波形
Fig.17 Rectifier voltage and current experimental waveforms under different lateral offsets
图18 不同纵向偏移下整流器电压电流实验波形
Fig.18 Rectifier voltage and current experimental waveforms under different longitudinal offsets
图19 不同负载下整流器电压电流实验波形
Fig.19 Rectifier voltage and current experimental waveforms under different loads
车辆沿TX0和TX1移动时的瞬态波形如图20所示，测量了接收线圈两端的电压ue还有电流is。整个移动周期内，在导轨切换时呈平滑变化，电压出现轻微下降，电流同步调整，进入TX1后恢复到新的稳态。整个过程中未出现明显尖峰或冲击，切换方式使得功率传输保持连续，同时避免了切换过程中的瞬态扰动。
图21为系统在接收线圈横向偏移条件下的系统输出功率，可以看出，输出功率趋于平稳，波动幅度控制在10%以内。结果表明，储能装置能够有效缓解功率波动，提高系统运行的稳定性。
在移动范围为[0 mm, 350 mm]内，对所提出的DWPT系统进行效率测试。图22展示了接收端沿X轴移动时系统效率的变化情况。在输出功率为50 W条件下，系统效率平均约为84%，且在整个位移范围内保持相对稳定，波动幅度控制在±5%以内。
图20 接收线圈从状态1到状态3的瞬态波形
Fig.20 Transient waveforms of the receiving coil from state 1 to state 3
图21 不同位置下的输出功率
Fig.21 Output power at different positions
图22 不同位置下的输出效率
Fig.22 Output efficiency at different positions
表5展示了本文提出的耦合机构与现有几种耦合结构的对比。与文献[22-24]和文献[16]中的设计相比，本文提出的边缘增强型螺线管线圈在抗偏移能力方面具有显著优势。特别是文献[23]、文献[24]、文献[16]中的方案均采用周期紧密排列的结构，没有考虑发射线圈间距，而本文发射线圈间距至100 mm，实现了间距最大化，简化了系统结构，有效减少了系统成本。
表5 与现有工作的对比
Tab.5 Comparisons with existing methods
文献耦合机构补偿拓扑类型尺寸大小/mm偏移距离/mm工作频率/kHz效率(%)系统复杂性发射线圈间距/mm [22]S-S——87最大71☆— [23]LCC-LCC400×200—85最大90.37☆☆— [24]LCC-S360×210—85最大92.87☆☆☆— [16]LCC-LCC388×400—85最大效率89.78☆☆— 本文LCC-S270×90X: 100Y: 2085平均84☆100
本文提出了一种基于微储能的分段式动态无线电能传输系统，通过引入超级电容作为微储能装置，系统能够有效缓解功率波动并实现轻量化。接收端采用网格型绕制改善磁场耦合均匀性，发射端通过等差间隔拓扑排布结合U型双励磁线圈结构，促使导轨边缘磁力线产生定向收敛效应。实验结果表明，采用微储能装置后，系统在接收线圈横向偏移和发射线圈切换过程中能够保持较为稳定的输出功率，验证了系统设计的有效性与可行性。
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Abstract With the rapid development of automation and intelligent technologies, automatic guided vehicles (AGVs) have become a crucial component of modern logistics, manufacturing, and distribution systems. However, traditional AGVs, which rely on battery power, face limitations such as limited operational time, low overall system efficiency, and increased weight. Dynamic wireless power transfer (DWPT) technology has emerged as a promising solution. DWPT allows vehicles to charge while in motion, effectively extending their operational time, reducing the need for large battery capacities, and enhancing the overall system efficiency. However, DWPT still faces significant challenges, particularly power fluctuations caused by lateral misalignment during the operation of small- and medium-power DWPT systems. These power fluctuations are particularly evident when the vehicle crosses segmented intervals along the transmission track.
This paper proposes a segmented DWPT system based on micro-energy storage. The system utilizes super capacitors as micro-energy storage units to mitigate power fluctuations, ensuring stable power transmission during operation. A mathematical model of the DWPT system is established using a single-tube LCC-S inverter topology. The relationship between the energy-storage capacitor and the spacing between the transmitting rails is derived. The system implements peak shaving and valley filling techniques to suppress large power fluctuations in the interval areas, maintaining a smooth and continuous power supply. When significant power fluctuations occur due to misalignment, the energy storage capacitor effectively smooths power delivery, ensuring system stability.
To further improve the system’s anti-offset performance and reduce its weight, a flat solenoid magnetic coupling mechanism with edge enhancement is proposed. This mechanism optimizes the convergence of magnetic field lines at the edges of the rails, reducing power fluctuations caused by rail switching. Additionally, a parameter optimization design method is introduced for the segmented coupling mechanism and a segmented switching control strategy. These strategies enhance the system’s overall efficiency and stability, particularly in dynamic, real-time applications where misalignment occurs.
A 50 W experimental prototype has been developed. The system can effectively reduce power fluctuations across the segmented intervals along the track. The experimental results also show that the variation in output power during movement aligns closely with theoretical predictions. This study provides a comprehensive evaluation of the proposed segmented DWPT system, offering valuable insights into the design and optimization of high-performance DWPT systems with improved power stability, efficiency, and reduced system weight.
In conclusion, this paper presents a novel segmented DWPT system based on micro-energy storage that integrates supercapacitors. A parameter-optimization design is proposed to optimize magnetic coupling. The system significantly alleviates power fluctuations caused by lateral misalignment and segment switching. The system’s effectiveness is verified in practical applications, particularly for AGVs and other small-to- medium- power DWPT systems.
keywords：Dynamic wireless power transfer, micro energy storage, misalignment tolerance, flat solenoid coils
中图分类号：TM724
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.250923
重庆市自然科学基金面上项目（CSTB2024NSCQ-MSX0382）和重庆市教育委员科学技术研究项目（KJQN202201103）资助。
收稿日期2025-05-30
改稿日期 2025-09-09
张 路 男，1986年生，硕士生导师，讲师，研究方向为自动控制、无线电力传输和电力电子应用。
E-mail: road@cqut.edu.cn
李桂玉 女，2000年生，硕士研究生，研究方向为电力电子与电能变换、无线电能传输。
E-mail: lgy4529@163.com（通信作者）
（编辑 郭丽军）