图1 所提变换器涉及的基础结构
Fig.1 The proposed converter relates to an infrastructure
摘要 有源开关电感结构将两条支路并联，可以降低开关管电流应力，实现高效的能量转换。然而，两个有源开关的交错导通会导致控制电路变得复杂。此外，仅采用有源开关电感结构可能无法达到足够的电压增益。为了解决这些问题，该文提出带倍压单元的有源开关电感高增益变换器结构。通过引入耦合电感和开关电容单元，提高电压增益。两个开关管同时开断的设计降低了控制电路的复杂度和成本。耦合电感的设计采用EIE型磁心，通过仿真和实验验证，实现两个耦合电感的解耦集成。最后，通过搭建一台输入电压为24 V、输出电压为400 V、满载功率为360 W的实验样机，验证了所提变换器的合理性。
关键词：有源开关电感 耦合电感 开关电容 高增益 磁集成
为实现“双碳”目标，能源体系需要从现有的以化石能源为主转向新能源体系。光伏能源作为一种新型的清洁能源受到了社会的广泛关注。然而，光伏电池等清洁能源发电装置输出电压低，达不到直流微电网的直接并网电压等级，所以需要一种电压增益高且转换效率高的DC-DC变换器对其进行升压处理。因此，高增益DC-DC直流变换器成为研究热点。
为了在提高电压增益的同时仍能取得较高的转换效率，各国学者提出了开关电感、开关电容（Switched Capacitor, SC）、交错并联技术、隔离升压、电压倍增单元（Voltage Multiplier Cell, VMC）、耦合电感（Coupled Inductor, CI）等各种升压技术[1-3]。文献[4]提出一种级联形式的耦合电感升压变换器，其本质是将基础Boost变换器的独立电感换成耦合电感，与Boost级联在一起，从而可以通过调节匝数比来获得较高的电压增益。文献[5-7]提出了各种不同的钳位电路，用来抑制耦合电感的漏感所导致的开关管电压尖峰并吸收漏感能量。文献[8]利用器件复用的思想，将开关电容结构结合到耦合电感Boost变换器，在提高电压增益的同时还起到钳位开关管电压尖峰的作用。文献[9]提出一种改进型高增益的两相串联电容变换器，将两相输出交错，降低了输出电流纹波。文献[10]将开关电容结构级联到有源开关电感，各元器件应力低并相对地提升了电压增益，但增益提升有限。文献[11]提出一种基于耦合电感的高增益变换器，并采用磁集成技术减小磁件体积。文献[12]提出一种具有谐振软开关的高增益耦合电感组合变换器，实现了所有开关管零电压开通。文献[13]提出一种具有高增益的新型谐振变换器，利用有源钳位技术，回收利用漏感中的能量，实现软开关。文献[14-15]研究有源和无源钳位技术，以抑制开关管电压尖峰问题。文献[16-17]提出将有源开关电感与三绕组耦合电感相结合，并通过结合电压倍增单元进一步提高电压增益。文献[18]在双绕组耦合电感的基础上结合开关电容和倍压单元，较大地提高了变换器电压增益。文献[19]将有源开关电感结构结合三绕组耦合电感，两个开关管交错导通，实现了变换器的高增益转换，且降低了输入电流纹波，利用耦合电感的漏感能量实现开关器件的零电流开通，从而提高了变换器的效率。文献[20]将有源开关电感中的两个独立电感与后级的一个独立电感一起耦合，形成一个三绕组耦合电感，减少了器件数量，并实现全软开关，提高了转换效率。
本文利用有源开关电感结构能有效降低开关管电压和电流应力的优点，使用耦合电感替换有源开关电感结构中的两个独立电感，通过改变VMC结构节点位置并与开关电容结构结合，得到一个高电压增益、低应力的DC-DC变换器。两个有源开关同步导通，电压增益较高，控制方便，但也使得输入电流纹波变大。所提变换器的理论电压增益在匝比为1、占空比为0.5时达到17倍，且所有开关管的电压应力都较低，不到输出电压的一半。采用EIE型磁心实现两个耦合电感的解耦集成，提高变换器的功率密度。
本文所提变换器中涉及的基础结构如图1所示。图1a是传统的有源开关电感结构，该结构具有开关管电压电流应力均较低的优点，因而可以降低开关管的损耗，并且该结构可以提供更大的调节范围，更好地适应不同的负载条件；但是该结构本身的电压增益有限，所以需要与一些倍压结构结合以达到高增益的目的。图1b是VMC结构，将其合理地应用到变换器中能有效地提高变换器电压增益。图1c是开关电容倍压单元，该单元结构简单，动态响应好，将其应用到变换器后级，可以使得电路电压增益翻倍，且能降低输出二极管的电压应力。
图1 所提变换器涉及的基础结构
Fig.1 The proposed converter relates to an infrastructure
所提变换器的拓扑演变过程如图2所示。本文将两个VMC结构改变节点位置与有源开关电感结构结合，将有源开关电感结构中的两个电感与两个VMC结构中的电感分别耦合，达到通过调节匝比提升电压增益的目的，再在后级级联一个开关电容结构，得到所提变换器。
图2 所提变换器拓扑演变过程
Fig.2 The proposed converter topology evolution
所提变换器的等效电路如图3所示。
图3 所提变换器的等效电路
Fig.3 Equivalent circuit of the proposed converter
为了方便分析所提变换器的工作原理，本文假设所有的开关器件、耦合电感和电容均为理想元器件；所有的电容容量足够大，其纹波电压可以忽略，且文中两个耦合电感匝比n=Ns1/Np1=Ns2/Np2，Np1、Np2分别为所提变换器中两个耦合电感一次侧实际匝数，Ns1、Ns2分别为所提变换器中两个耦合电感二次侧实际匝数。
假设励磁电感Lm1、Lm2的电流均连续，即工作在连续工作模式（Continuous Conduction Mode, CCM）下。图4为所提变换器主要的工作波形。可以看出，本文所提变换器在一个周期内可分为5个模态，各模态的等效电路如图5所示，图中D为占空比。
图4 主要工作波形
Fig.4 Main operating waveforms
1）模态Ⅰ[t0, t1]：开关管S1、S2导通，励磁电感Lm1、Lm2电流线性上升，两耦合电感一次侧并联充电储能，耦合电感一次电压方向为上正下负，二极管VD1～VD4反向截止，VD5承受正向压降导通，直流电源、耦合电感二次侧及电容C3、C4串联给电容C1、C2及输出电容Co充电，并为负载供电。在此模态下，漏感与励磁电感电流、电压方程为
图5 变换器各工作模态等效电路
Fig.5 The equivalent circuit of each operating mode of the converter
（1）
（2）
（3）
（4）
式中，iLk1、iLk2分别为漏感Lk1、Lk2上的电流；Vin为直流输入端电压；VNp1、VNp2为耦合电感一次电压；VNs1、VNs2为耦合电感二次电压；Vo为输出电压。
2）模态Ⅱ[t1, t2]：开关管S1、S2维持导通，励磁电感Lm1、Lm2电流保持线性上升，二极管VD1、VD2、VD5导通，VD3、VD4仍保持反向截止状态。直流电源经VD1、S1与二次线圈Ns1串联给电容C1充电，经S2、VD2与二次线圈Ns2串联给电容C2充电，耦合电感二次侧与电容C3、C4及直流电源串联一起给电容C1、C2、Co充电，并为负载供电。
（5）
（6）
式中，k为耦合系数。
3）模态Ⅲ[t2, t3]：该模态下所有的二极管全部导通，直流电源与Ns1通过VD1、S1给电容C1充电，与Ns2通过S2、VD2给电容C2充电，直流电源给电容C3、C4充电并与输出电容Co一起给负载供电，该模态时间非常短，属于过渡模态。
（7）
4）模态Ⅳ[t3, t4]：开关管S1、S2关断，励磁电感Lm1、Lm2电流线性下降，直流电源与耦合电感一、二次侧及电容C1、C2串联，分别经VD3、VD4给C4、C3充电，二极管VD5反向截止，电容Co给负载供电。
（8）
（9）
5）模态Ⅴ[t4, t5]：t4时刻开关管S1、S2开通，耦合电感一次侧充电，励磁电感Lm1、Lm2电流上升，二极管VD3、VD4、VD5正向导通，电源与C1、C2经VD4给C3充电，经VD3给C4充电，并经VD5与Co一起给负载供电，该模态为过渡模态。
为简化分析，假设耦合电感的耦合系数为k，耦合系数k可表示为
（10）
式中，Lm为耦合电感的励磁电感量；Lk为耦合电感的漏感量。
为了方便分析，忽略开关模态Ⅰ、Ⅲ、Ⅴ三个暂态过程。在模态Ⅱ中，开关S1、S2闭合，励磁电感Lm1、Lm2的电压为
（11）
（12）
（13）
（14）
在模态Ⅳ中，开关S1、S2断开，所以由图5d列写基尔霍夫电压定律可得
（15）
由式（11）～式（13）、式（15）可得到两个励磁电感的电压为
（16）
由伏秒平衡原理可以得到
（17）
结合式（6）、式（7）、式（11）、式（14）、式（16）、式（17）可得电压增益为
（18）
当不考虑漏感，即当k=1时，电压增益公式为
（19）
由式（18）可知，实际电路中电压增益不仅与占空比D和耦合电感匝比n有关，还与耦合电感的耦合系数k有关。所提变换器的电压增益G与耦合系数k、耦合电感匝比n以及占空比D之间的关系曲线如图6所示。可以明显地看出，所提变换器的电压增益G随着占空比D的增大而提升；随着耦合电感匝比n的增大，电压增益也会有较大的提升；随着耦合电感漏感的增加，即耦合系数k减小，电压增益会有一定的减小。所以在设计磁件时，应考虑减小漏感，提高耦合系数。
图6 电压增益与耦合系数的关系曲线
Fig.6 Relation curves between voltage gain and coupling coefficient
由式（5）～式（7）、式（18）可得，电容C1、C2两端的电压应力为
（20）
由式（14）、式（18）可得
（21）
由式（20）、式（21）可以看出，电容C1、C2和C3、C4的电压应力与占空比和匝比有关。各电容的电压应力与匝比、占空比的关系分别如图7a、图7b所示。可以明显地看出，C1、C2的电压应力相对于输出电压的比值随着占空比D的增大而减小，随匝比n的增大而增大；随着匝比的增加或占空比的增大，C3、C4的电压应力相对于输出电压的比值都在降低。
由式（15）、式（18）可得
（22）
图7 电容电压应力与匝比、占空比关系
Fig.7 Capacitance voltage stress and turn ratio, duty ratio relationship
在模态Ⅳ中
（23）
（24）
（25）
所以由式（12）、式（22）、式（24）得
（26）
由式（14）、式（25）得
（27）
在模态Ⅱ中
（28）
电容的容值受到输出电压和功率的最大纹波的限制。假设电压纹波系数为α%，电容计算式为
（29）
（30）
式中，Io为输出电流；Po为输出功率；fs为开关频率；ΔVC1、ΔVC3分别为电容C1、C3上的电压纹波大小。
电压纹波系数取α=3。根据式（29）得C1、C2的电容值应大于14.2 μF，根据式（30）得C3、C4的电容值应大于3.15 μF。考虑到电容的常用值和留有一定的裕度，取C1、C2的电容值为47 μF，C3、C4的电容值为22 μF。
（31）
电压纹波系数取α=0.3。根据式（31）可得Co的电容值应大于16.7 μF，取Co的电容值为47 μF。
考虑到最大纹波电流，选择纹波电流系数为γ。励磁电感的最小值为
（32）
式中，ΔIm为耦合电感中励磁电感上的最大纹波电流。
选择电流纹波系数γ=0.3。根据式（32）可以得到励磁电感的值应大于47.06 μH。考虑到需要留有一定的裕度，因此选择励磁电感为60 μH的耦合电感。
解耦磁集成技术可以使变换器在相同空间内实现更高的功率密度，这意味着变换器可以在更小的尺寸和质量下实现更大的功率输出，为电力电子应用带来更高的性能和效益。所以本文采用解耦磁集成技术将变换器中的两个耦合电感集成到一个磁心上，以提高功率密度。在集成磁件的设计过程中，最关键的是正确选择磁心并进行合理的绕线和气隙设计。合理绕制线圈和开设气隙可以最大限度地利用磁心，使磁通分布均匀，降低磁件体积，同时减小磁心的最大磁通密度，降低能量损耗。
本文磁件选取PC95材质磁心，在100℃下饱和磁通密度为0.41 T，根据面积乘积（AP）法计算选取磁心尺寸，可以得到一个耦合磁件的AP值为
（33）
式中，L为耦合电感量；Isp为最大电流峰值；IFL为电流的有效值；Bm为磁通密度；K1为电流密度与窗口系数的乘积。
根据式（33）的计算结果选取EI40型磁心，EI40磁心的有效截面积为Ae=1.48 cm2，窗口面积为Aw=1.57 cm2，所以其AP=2.323 6 cm4＞2.202 cm4，符合要求。为了减小磁件体积，将两个耦合磁件进行解耦集成，共用I型磁心，形成EIE型磁心（即两组EI40磁心取两个E型和一个I型组成）。
耦合电感的一次侧匝数为
（34）
式中，∆Bm为最大磁摆幅。所以取一次侧匝数Np=14，耦合电感匝比n=1，二次侧匝数Ns=14。
为避免磁心饱和，由式（35）初步计算气隙长度。
（35）
式中，μ0为空气磁导率；N为耦合电感线圈的匝数。
由于气隙长度会影响边缘磁通，气隙越大，边缘磁通占总磁通的比例越大，所以需要考虑边缘磁通系数k0。
（36）
式中，f为磁心窗口高度。所以修正后实际气隙为
（37）
本文的集成磁件设计的绕线方式、磁路和磁心尺寸参数如图8所示。
因为所提拓扑前级结构的对称性，两个耦合电感的一、二次侧流过的电流大小相同，方向一致，且所需的励磁电感感量相同，从而将两个耦合电感的一、二次绕组分别缠绕在两个E型磁心的中柱上。同一耦合电感的一、二次侧缠绕在同一个E型磁心上，且让其一、二次侧流过的电流方向相反，就可以使同一耦合电感一、二次侧产生的磁通相互抵消，
图8 集成磁件的磁路和磁心尺寸
Fig.8 Magnetic circuit and core dimensions of integrated magnetic components
避免磁心饱和，增加磁心的利用率。同时加入一个I型磁心提供低磁阻回路，实现两个耦合电感的解耦磁集成。该磁集成方案设计简单方便，无需经过大量的计算分析就可以做到解耦。
本文所用集成磁件的设计参数见表1。
表1 集成磁件参数
Tab.1 Integrated magnetic component parameters
参数规格/数值参数规格/数值 磁心材料PC95磁心型号EIE(EI40) 匝比n（Ns:Np）1:1a/mm6.25 一次侧线径/mm0.1×220股b/mm6.6 二次侧线径/mm0.1×120股c/mm12 气隙长度g/mm0.621d/mm7.4 励磁Lm1/μH60.43e/mm7.5 励磁Lm2/μH60.16f/mm21
为了进一步确认磁件设计的合理性，利用Maxwell进行磁件的建模，设置磁件参数，进行电磁仿真，得到3D仿真磁通密度云图如图9所示。
图9 磁通密度云图
Fig.9 Magnetic clouds figure
由图9可以看出，本文选取的磁件最大磁通密度不超过0.288 8 T，远小于PC95材质磁心的饱和磁通密度0.41 T，且磁场分布均匀。
所提拓扑结构的总损耗包括：耦合电感、开关管、二极管与电容所产生的损耗，可以表示为
（38）
式中，PCI为耦合电感的损耗；PS为开关管的损耗；PVD为二极管的损耗；PC为电容的损耗。
不考虑耦合电感的电流纹波、计算铜损和磁心损耗，则耦合电感的损耗可以表示为
（39）
式中，rNp_i、rNs_i分别为各耦合电感一、二次绕组电阻值；IP_i(rms)、IS_i(rms)分别为各耦合电感一、二次侧绕组流经的电流有效值；PCore为铁心损耗。经测量计算，rNp=0.024 Ω，rNs=0.044 Ω，PCore=2.64 W。
由于开关管S1、S2的损耗能量由导通损耗和开关损耗组成，则
（40）
式中，rSi为各开关管内阻；ISi(rms)为各开关管上流经电流的有效值；tonSi、toffSi分别为各开关管开通和关断过程的过渡时间；Cri为各开关管的寄生电容值；VSi、ISi分别为各开关管上承受的电压和电流均值。根据查阅本文所使用的开关管数据手册，rS=25 mΩ，Cr=225 pF。
二极管的导通损耗可以表示为
（41）
式中，VFi为各二极管最大正向压降；IVDi(ave)为各二极管流过电流的平均值；rVDi为各二极管的内阻值；IVDi(rms)为各二极管上电流的有效值。根据查阅二极管数据手册，VF=0.92 V，rVD=12 mΩ。
电容损耗为
（42）
式中，rCi为各电容的内阻值；ICi(rms)为各电容流经的电流有效值。根据查阅电容数据手册计算得，rC1=rC2=0.03 Ω，rC3=rC4=0.04 Ω，rC5=rCo=0.04 Ω。
所以变换器的效率可以表示为
（43）
根据查阅各器件参数手册计算，在输入电压为24 V、输出功率为360 W时，变换器的总损耗约为22.613 W，变换器的理论效率约为94.1%。变换器各部分损耗分布如图10所示。
为体现本文所提变换器的优势，将本文所提的带倍压单元的有源开关耦合电感变换器与文献[1,10,16-18]所提出拓扑的各项性能进行对比，各项性能参数对比见表2。
图10 损耗分布
Fig.10 Loss distribution
表2 变换器的性能对比
Tab.2 Performance comparison of converters
变换器元器件数量总数量电压增益最大开关管电压应力最大二极管电压应力 开关管二极管磁件电容 文献[1]242412 文献[10]232310 文献[16]251513 文献[17]241310 文献[18]161715 本文251513
假设所提变换器的两个耦合电感都为全耦合，即耦合系数k=1，且在变换器的匝比n=1的情况下，通过对比分析文献[1,10,16-18]与本文变换器的电压增益受占空比D的影响趋势，得到的对比曲线如图11所示。
由图11可以很明显地看出，本文所提出的变换器与文献[1,10,16-18]所提的变换器相比，在电压增益的提升方面有较大的优势，且本文所提拓扑的电压增益随着占空比的增大而有较大的提升。
图11 变换器电压增益对比曲线
Fig.11 Converter voltage gain contrast curves
变换器的开关管电压应力随占空比D的变化对比曲线如图12所示。可以明显看出本文所提变换器与文献[1,10,16-18]的变换器相比，本文的开关管电压应力与输出电压的比值更小，并且随着占空比的增大提升幅度不大，维持在一个较低的数值。因而在选择开关管时可以选择耐压值更低的型号，降低变换器的制作成本。
图12 开关管电压应力对比曲线
Fig.12 Voltage stress contrast curves of switching
变换器的二极管的最大电压应力随占空比D的变化曲线如图13所示。与文献[1,10,16-18]的变换器相比，可以很明显地看出本文所提变换器的二极管电压应力较低，随着占空比的增加，其电压应力始终不到输出电压的一半。
图13 二极管电压应力对比曲线
Fig.13 Diodes voltage stress contrast curves
为验证本文所提出的带倍压单元的有源开关电感高增益变换器原理的正确性，按照分析计算得到的参数值制作了一台360 W的实验样机，主要参数见表3。制作的实验样机如图14所示，所提变换器的效率曲线如图15所示。
表3 变换器的主要参数
Tab.3 The main parameters of the converter
参数/元器件数值/型号参数/元器件数值/型号 输入电压Vin/V24漏感Lk1/μH1.99 输出电压Vo/V400漏感Lk2/μH1.97 额定功率Po/W360开关管S1、S2IRF540N 开关频率fs/kHz50电容C1、C247 μF/100 V 励磁Lm1/μH60.43电容C3、C422 μF/400 V 励磁Lm2/μH60.16输出电容Co47 μF/450 V 二极管VD1～VD5MBR20200CT
图15给出所提变换器在输出电压400 V时，不同输出功率的理论效率和实测效率参考曲线。可以看出，变换器在输出390 W时达到最高效率，理论效率约为94.8%。
图14 实验样机
Fig.14 Experimental prototype
图15 变换器理论效率与实测效率曲线
Fig.15 Theoretical and measured efficiency curves of the converter
测试得到的各主要元器件实验波形如图16所示。图16a、图16b为两个开关管的电压与电流波形，与理论分析一致，电压尖峰较小；图16c～图16g为各二极管的电压电流波形，实测波形数值与波形变化趋势和理论分析大致保持一致，受寄生参数影响，开通关断过程有轻微谐振；图16h为漏感电流波形，呈线性变化，符合理论分析结果。验证了本文的理论分析与仿真结果的正确性。
图16 主要元器件实验波形
Fig.16 Waveforms of main devices experiment
本文提出一个带倍压单元的有源开关电感高增益变换器，介绍了其演变过程及工作原理，并对其性能进行了分析比较。同时，通过采用磁集成技术对两个耦合电感进行解耦集成，提高了变换器的功率密度。最后，搭建了一个360 W的实验样机并进行了实验验证，通过理论分析和实验验证表明了所提变换器具有以下特点：
1）利用有源开关电感结构并联充电、串联放电的特点，以及开关管应力低的优势，结合耦合电感和倍压单元，使得变换器电压增益高、器件应力低、转换效率高，可应用于需要高增益变换器的场合。
2）可以通过调节占空比D与匝比n改变电压增益。两个有源开关采用同步控制，控制更加简单、控制电路成本降低，但也使得输入电流纹波变大。
3）所提拓扑结构的两组耦合电感流经的电流大小和所需励磁相同，可以简单方便地集成到一个EIE型磁心上，实现解耦集成，达到分立磁件的效果，磁心利用率高，减小了磁件的体积和质量，提高了变换器的功率密度。
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Abstract In order to meet the voltage level requirements of DC microgrid, the research of high-step-up DC-DC converter has become a research hotspot. For the basic Boost converter, the voltage gain can reach infinity theoretically by increasing the duty cycle. However, the output voltage will decrease as the increase due to the influence of the parasitic parameters in actual circuit. Moreover, significant issues with reverse recovery and electromagnetic interference arise when operating under extreme duty cycle. Many researchers have proposed to introduce coupled inductors with appropriate turn ratio to improve the voltage gain of Boost converter. However, the coupled inductor essentially functions as a transformer, simultaneously its leakage inductor presents an unavoidable issue. Nevertheless, the leakage inductor will result in voltage spikes on semiconductors, thereby diminishing system efficiency. Additionally, the issue of electromagnetic interference has escalated. In order to overcome these problems, the researchers proposed an active clamp circuit, which can effectively suppress the voltage spikes of the power switches and recover the leakage energy to realize the zero current switching (ZCS) soft-switching of the power switches. However, this method increases the number of devices, the structure and control are more complicated.
This paper utilizes the active switched inductor structure to alleviate voltage and current stresses on the power switches. Meanwhile, the voltage multiplier cell (VMC) structures and switched capacitor are integrating with active switched inductor structure. Moreover, the inductor of active switched inductor is replaced by the coupled inductor, which has significantly improved the voltage gain of the proposed converter. In order to verify the correctness and feasibility of the theory, an experimental prototype with input voltage 24 V, output 400 V and full load power 360 W is built.
The proposed converter in this paper has the following characteristics: (1) The power switches are turned on simultaneously, resulting in a high voltage gain and convenient control. (2) The two diodes in the switched capacitor structure share the output voltage stress, thereby further improving the voltage gain. (3) The voltage stress of all switching devices in the proposed converter is low, less than half of the output voltage. (4) With the EIE core, the decoupling magnetic integration of two coupling coupled inductors can be realized without a lot of calculation and analysis, and the power density of the proposed converter can be further improved.
keywords：Active switched inductor, coupled inductor, high-step-up, magnetic integration
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240550
中图分类号：TM46
辽宁省教育厅基本科研项目（面上项目LJZK0326）和内蒙古自治区高等学校科学研究重点项目（NJZZ22444）资助。
收稿日期 2024-03-22
改稿日期 2024-07-24
李洪珠 男，1974年生，博士，教授，研究方向为电力电子及其磁集成技术。E-mail：lhz_98@163.com
陈星星 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为电力电子及其磁集成技术。E-mail：chenxingxing9805@163.com（通信作者）
（编辑 赫 蕾）