图1 所提变换器的拓扑结构演化
Fig.1 The topology evolution of the proposed converter
摘要 为进一步提高非隔离DC-DC变换器的高增益性，降低开关管的电压应力，该文提出一种磁集成耦合电感开关电容组合Boost变换器。该变换器采用单个开关管降低了拓扑结构的复杂度，前级独立电感的存在保持了低输入电流纹波，引入耦合电感可以进一步提高变换器的增益，利用钳位结构可以吸收漏感能量，有效缓解电压尖峰。该变换器引入磁集成技术将独立电感与耦合电感进行解耦集成，可进一步减小变换器磁件的体积和数量，进而在一定程度上提升变换器的功率密度。该文分析变换器的主要工作波形与原理，在此基础上推导变换器的各项参数，对解耦集成磁件进行结构与参数设计并进行仿真验证。最后通过一台输入18 V、输出210 V、额定功率200 W的实验样机，验证了理论分析的正确性。
关键词：Boost变换器 开关电容 磁集成 耦合电感
随着“碳达峰、碳中和”战略目标的实施，绿色清洁能源成为能源发展的主流，全面促进低碳转型的新型电力系统建设至关重要[1]。但由于光伏发电和燃料电池的输出直流电压低，因此要通过高升压比的DC-DC变换器将低压转换为高压[2]。近年来，DC- DC变换器被广泛应用于新能源发电系统、电动汽车、工业自动化、信息化建设、航空航天以及军工产业[3-5]等领域。
理论上，Boost变换器可以通过极大的占空比来获得更高的电压增益，但在这种情况下，会导致开关管的损耗变大、输入输出电流纹波变大，变换器的效率降低。针对上述问题，国内外学者提出了由二极管和电容组成的电压举升单元、开关电容[6-7]的直流变换器。文献[8]为缓解开关管电压应力高的问题提出了耦合电感Boost变换器，但不适用于大功率应用场景。文献[9]将带倍压单元的有源钳位支路融合进Boost变换器中，可以实现漏感的回收与利用，并为实现零电压开通打下基础，进而使变换器的效率得到提高。文献[10]在钳位单元的基础上利用耦合电感来提升电压增益，但由于采用双耦合电感，增大了变换器体积的同时却并没有显著提升其高增益性，不具备良好的变换器性能。文献[11-12]将耦合电感和倍压单元与二次型结构相结合，虽保持了良好的变换器性能，但变换器的高增益性还有待进一步提升。文献[13]采用了两个开关管提升变换器的高增益性，但使电路的结构变得复杂。文献[14]利用解耦磁集成技术应用于谐振开关电容变换器，减少了磁性器件的数量且降低了损耗。文献[15]将解耦磁集成技术应用于耦合电感Boost变换器中，减少了磁件的数量。文献[16]将解耦磁集成技术进行改进并应用于双频变换器中，减小了磁件体积。文献[17]将解耦磁集成技术应用于LLC三端口变换器中，提高了变换器的功率密度及效率。文献[18-20]是针对其他类型高增益变换器进行的研究，具有相对优良的性能。
基于以上研究，本文将二次型Boost网络、开关电容倍压单元、钳位于地结构、耦合电感解耦磁集成的优点相结合，提出了一种磁集成耦合电感开关电容组合Boost变换器，该变换器输入电流连续，输入电流、输出电压纹波较小，采用耦合电感进一步提高了电压增益，采用解耦磁集成减小了变换器磁件的体积，增大了变换器的功率密度，并且与传统二次型变换器相比，该变换器具有更高的电压增益。
所提变换器的演化过程如图1所示，图1c是将图1a变换器的后级结构加入图1b开关电容网络，演化出的一种基于开关电容的二次型Boost变换器。将图1d的钳位支路并在图1c变换器的开关管两侧，通过电容及二极管的器件复用与组合简化，结合耦合电感技术，提出一种磁集成耦合电感开关电容组合Boost变换器拓扑，如图1e所示。
图1 所提变换器的拓扑结构演化
Fig.1 The topology evolution of the proposed converter
所提变换器等效电路如图2所示。图中，Vin、Vo分别为输入与输出电压，C1～C4为电容，VD1～VD5为二极管，S为开关管，L1为拓扑结构前级的输入电感，Np、Ns为耦合电感一次、二次绕组匝数，R为负载电阻，Lm、Lk分别为耦合电感的励磁电感与漏电感，iLm、iLk分别为励磁电流与漏电感电流，iin、iD1～iD5分别为变换器输入电流及各二极管电流。
图2 所提变换器等效电路
Fig.2 Equivalent circuit diagram of the proposed converter
所提变换器模态分析基于以下前提：
（1）所有元器件均是理想元器件。
（2）变换器电容足够大，其纹波电压可忽略。
（3）一个开关周期为T，变换器占空比为D。
（4）耦合电感漏感Lk可近似忽略不计。
一个周期内，变换器在连续导通模式下主要工作波形如图3所示，图4为变换器的工作模态电路。
图3 所提变换器的主要波形
Fig.3 Main waveforms of the proposed converter
模态Ⅰ [t0, t1
：该模态内，VD2、VD4导通，VD1、VD3、VD5截止，开关管S导通，Vin给L1供电；C1给一次侧电感供电；C4及二次侧电感给电容C2供电；负载R由电容C3与电容C4供电。
图4 所提变换器工作模态电路
Fig.4 Working mode circuit diagram of the proposed converter
模态Ⅱ [t1, t2：此模态持续时间较短，属过渡模态，在此时间段内，开关管S、VD1～VD4导通，VD5截止，输入电源Vin给电容C1供电；输入电源Vin及一次侧电感给L1及C4供电；输入电源Vin及电容C3给负载R供电；二次侧电感给C2供电，C4吸收一次侧电感漏感。
模态Ⅲ [t2, t3：在此时间段内，VD1、VD3、VD5导通，VD2、VD4截止，开关管S关断，Vin给C1供电；Vin、Np、L1共同给C4供电；同时Vin、L1、C2及一次侧电感给二次侧电感与C3充电同时给负载R供电。
模态Ⅳ [t3, t4：在该模态内，VD1、VD5导通，VD2～VD4截止，开关管S关断，Vin继续给电容C1供电；输入电源Vin、电感L1、电容C2及耦合电感一次侧二次侧给电容C3、C4充电同时负载R供电。
模态Ⅴ [t4, t5]：此模态持续时间较短，属过渡模态，在此时间段内，VD3、VD4截止，开关管S、VD1、VD2、VD5导通，Vin给电感L1与耦合电感一次侧充电，C1通过开关管S给一次侧供电，二者电流线性上升，与此同时，Vin、C1与C2通过二极管VD5给耦合电感二次侧、负载R供电。
忽略过渡模态Ⅱ、Ⅴ进行稳态分析，设耦合电感的耦合系数为k，表示为
（1）
假设n为耦合电感的匝比，匝比n可表示为
（2）
当变换器工作在模态Ⅰ时，有
（3）
式中，VC1～VC4为变换器电容C1～C4两端电压；
、
分别为耦合电感一次侧与输入电感在模态Ⅰ时两端电压；Vns为二次侧两端电压；Vin、Vo分别为输入、输出电压。
当变换器工作在模态Ⅲ时，有
（4）
式中，
、
分别为耦合电感一次侧与输入电感在模态Ⅲ时两端电压。
通过对输入电感L1两端电压的伏秒平衡计算得
（5）
根据式（5）结合式（3）、式（4）得出电容C1两端电压表达式为
（6）
通过对励磁电感Lm结合伏秒平衡原理，有
（7）
对于电压VC4，结合式（4）、式（6）、式（7）可以推导出VC4两端电压表达式为
（8）
对于电压VC2，结合式（3）、式（6）、式（8）可以得出VC2两端电压表达式为
（9）
对于电压VC3，结合式（4）、式（9）可以推导出VC3两端电压表达式为
（10）
根据式（3），结合式（8）、式（10）得到输出电压Vo表达式为
（11）
式中，M为变换器的电压增益。
由式（11）可知，变换器的增益与耦合系数和匝比有关，图5为变换器耦合系数和匝比与增益的关系曲线，占空比一定时，耦合系数减小，变换器的增益减小，匝比增加，变换器的增益增大，耦合系数对增益的影响也会增大，因此在保持匝比不变时应尽量使耦合系数更大。在有耦合系数存在时应保持匝比尽量小以降低其对变换器增益的影响。
图5 变换器增益和耦合系数k与匝比n的关系曲线
Fig.5 Gain of the converter and the coupling coefficient k and turn ratio n
当k=1时，变换器的电压增益为
（12）
当开关管关断时，开关管两端电压应力VSvps为
（13）
二极管VD1～VD5两端电压应力表达式为
（14）
电容C1、C2、C3、C4两端的电压应力表达式分别为
（15）
图6a、图6b为C1、C2电压应力与输出电压之比与匝比n、占空比D之间的变换趋势，C1、C2的电压应力在不同占空比不同匝比的情况下均小于输出电压，C1的电压随着占空比与匝比的增加而减少，C2的电压随占空比的增加而增加，随匝比的增加而减少。图6c为C3、C4电压应力与输出电压之比和匝比n之间的变换趋势，当匝比增加时，C3的电压应力增加，C4的电压应力减少。
图6 C1～C4电压应力与匝比n、占空比D的关系
Fig.6 Voltage stress of capacitors C1 to C4and turn ratio n and duty cycle D
将所提变换器与文献[10-13]中变换器性能参数进行对比，结果见表1。
表1 变换器性能参数对比
Tab.1 Comparison of performance parameters of transformers
变换器电压增益M最大开关管应力VS-stress数量 SVD 文献[10]15 文献[11]16 文献[12]15 文献[13]24 所提变换器15
在耦合电感的匝比n=1的情况下，图7为所提变换器与文献[10-13]中变换器的增益对比曲线，所提变换器具有较高的增益。
图7 变换器增益对比曲线
Fig.7 Converter gain comparison graph
图8为所提变换器与文献[10-13]变换器开关管电压应力对比曲线。结合图7与该曲线，所提变换器保持高增益性的同时开关管电压应力更低，始终在输出电压的33%。
图8 变换器开关管电压应力对比曲线
Fig.8 Voltage stress comparison curves of converter switch tube
开关管的损耗
可表示为
（16）
式中，IS-rms为开关管的方均根电流；Rds为寄生电阻；tf为导通时间；ISvps为开关管两端电流应力。
二极管的损耗PD为
（17）
式中，VFj为二极管的管压降；IDj-rms为二极管的方均根电流。
电容的损耗
为
（18）
式中，ICj-rms为电容的方均根电流；RCj为电容的阻值。
磁件的总损耗
与磁心的损耗
分别为
（19）
式中，IL-rms为磁件的方均根电流；RL为磁件绕线的电阻；Ve为磁件的体积；Bm为磁性器件的最大磁通密度；fs为变换器开关频率；K、a、b 为经验常数。
该变换器的效率h 为
（20）
式中，Po为变换器的输出功率。
本实验样机按照频率fs=50 kHz，匝比n=1，输出电压Vo=210 V，负载R=220 W，输入电压Vin= 18 V，输出功率Po=200 W为标准进行设计。
励磁电感平均电流ILm及输入电感平均电流IL1分别为
（21）
（22）
励磁电感Lm及输入电感L1的计算式分别为
（23）
式中，
为电流纹波系数，=0.3。
主电路中各电容计算如下
（24）
电压纹波系数选择为
=3%，根据式（15）、与式（24），C1～C4取值应分别大于17.6、5.88、4.4、8.82 mF。
实验样机在200 W输出时，输入电压Vin=18 V，输出电压Vo=210 V，根据式（13）～式（15）、式（23）、式（24）设计的各器件参数，该变换器实验样机的各个器件选型见表2。
表2 主电路参数
Tab.2 Main circuit parameters
器 件数值 (型号) 电容C1/mF47 (100 V) 电容C2/mF47 (250 V) 电容C3/mF47 (250 V) 电容C4/mF47 (100 V) 二极管VD1MBR20100CT 二极管VD2MBR20100CT 匝比n1 二极管VD3MBR20100CT 二极管VD4MBR20200CT 二极管VD5MBR20200CT 开关管SIRF540N 励磁电感Lm/mH107 电感L1/mH58 漏感Lk/mH1.3
3.4.1 集成磁件结构设计
选取铁氧体磁心材质为PC40，其饱和磁通密度Bm=0.39 T，采用振幅-相位（Amplitude Phase, AP）法来进行磁心选择的计算，即
（25）
式中，Ae为磁路的有效截面积；Aw为磁心的窗口面积；ISP为最大峰值电流；IFL为电流有效值；K1为电流密度与窗口系数乘积，K1=0.008 5。
代入参数，求得AP=4.36 cm4，根据计算结果，选择EE42/21/15磁心，Ae=178 mm2，Aw=278 mm2。
AP=4.94 cm4＞4.36 cm4，满足设计要求。
所设计的集成磁件结构及其磁通分布如图9所示。耦合电感Np与Ns缠绕在磁心中柱，独立电感L1被拆成N11、N12两部分串联绕在磁心两侧柱上，匝数N11=N12，且保证两侧柱磁阻大小相等，磁通方向相反，通过抵消耦合作用实现输入电感与耦合电感之间的解耦集成。
图9 集成磁件的磁心结构及其磁通分布
Fig.9 Core structure and magnetic flux distribution of integrated magnetic components
3.4.2 磁通密度摆幅计算
由于需要在两侧柱及中柱开气隙，而气隙的存在一般会降低磁心的饱和磁通密度，因此需要计算磁心中柱及侧柱的最大磁通密度摆幅，定义为DBLm-m、DBL1-m表达式分别为
（26）
式中，DILm-m与DIL1-m分别为耦合电感一次侧电感最大纹波电流与集成电感最大纹波电流；ILm-SP与IL1-SP分别为耦合电感一次侧与集成电感的最大峰值电流。
3.4.3 耦合电感设计
励磁电感Lm选取为105 mH，根据电感量计算式（23），一次绕组匝数为
（27）
取一次绕组匝数Np=15，因为匝比n=1，因此二次绕组匝数Ns=15。
3.4.4 集成电感设计
输入电感L1=55 mH，根据电感量计算式（23），集成电感绕组匝数为
（28）
取集成电感匝数N11=N12=11。
3.4.5 气隙设计
磁心中柱气隙长度lg与侧柱气隙长度lLg的计算公式分别为
（29）
3.4.6 集成磁件仿真
对磁集成磁件进行建模仿真分析，结果如图10所示，根据仿真结果可知，集成磁件最大磁通密度为0.3 T，小于磁心材料的饱和磁通密度0.39 T。
采用EE42/21/15磁心绕制的磁集成解耦磁件与分立磁件如图11所示，经过测量解耦磁件的耦合电感为107 mH左右，集成电感为58 mH左右，测量结果基本符合上述计算。将集成磁件与分立磁件进行比较结果见表3，通过计算对比可知集成磁件相比分立磁件体积减少约21.5%。
图10 磁集成磁件磁通密度仿真
Fig.10 Simulation of magnetic flux density of integrated magnetic components
图11 集成与分立磁件对比
Fig.11 Comparison of integrated and discrete magnetics
表3 分立与集成磁件对比
Tab.3 Comparison of discrete and integrated magnetics
参数分立磁件集成磁件 独立电感耦合电感集成电感耦合电感 匝数16151115 感值/mH7011058107 体积/cm37.9126.6026.9026.90
为验证所提变换器原理的正确性，图12为根据实验室现有平台结合上述分析与选型搭建的实验样机。
图12 实验样机
Fig.12 Experimental prototype diagram
图13为所提变换器的输出电压波形，在输入电压18 V时，输出电压为210 V，D=0.5，n=1，k近似为1的情况下，实验条件下的变换器输出电压基本为输入电压的12倍，实验结果与理论分析一致。
图13 输出电压波形
Fig.13 Output voltage waveform
图14为所提变换器的开关管S的实验波形，开关管的电压应力为70 V，为输出电压的3/10，与理论分析一致。
图14 开关管的电压电流波形
Fig.14 Voltage and current waveforms of switch
图15为变换器耦合电感一次侧漏感的电流波形。图16为二极管VD1～VD5的电压电流波形，均与仿真结果一致，各项实验结果均验证了理论的正确性。
图15 漏感Lk的电流波形
Fig.15 Current waveform of leakage inductance Lk
图17为根据损耗分析计算得出的200 W功率的损耗分布，根据式（16）～式（20），代入表2元器件参数，得到PS=5.85 W，PD=4.94 W，PC=0.27 W，PL=3.14 W，算得变换器效率约为92.9%，从饼状图中可知，变换器的损耗主要来源于开关管和二极管。
图18为变换器实际测量及理论计算效率曲线对比折线，在实验功率200 W的情况下，变换器的理论计算效率为92.9%，实际测量效率约为92.5%。
图16 二极管VD1～VD5的电压电流波形
Fig.16 Voltage and current waveforms of diode VD1 to VD5
图17 变换器器件损耗分布
Fig.17 Distribution of losses in converter devices
图18 变换器效率曲线
Fig.18 Efficiency curves of converter
为进一步提升变换器的高增益性，优化变换器的整体性能，将二次型Boost变换器、开关电容单元、钳位结构与耦合电感解耦磁集成进行组合简化，提出磁集成耦合电感开关电容组合Boost变换器，分析得出变换器的工作原理与性能，对集成磁件进行结构、参数设计与仿真验证，最后通过实验验证理论分析的正确性。所提变换器特点如下：
1）输入电流连续、输入电流纹波小。可以调节变换器的占空比与耦合电感匝比来获得高增益，且开关管两端有更低的电压应力，始终保持在输出电压的30%左右。
2）钳位结构可以充分吸收并利用耦合电感的漏感，有效缓解开关管两端电压尖峰。
3）二极管有更低的电压应力，范围在输出电压的16%～66%，有效抑制了二极管的反向恢复，在器件选型方面可以选取耐压值更低的二极管。
4）采用解耦磁集成技术，减少了磁性器件的数量和体积，进一步提升了功率密度。
参考文献
[1] 孙瑄, 荣德生, 王宁. 具有谐振软开关的高增益耦合电感组合Boost-Zeta变换器[J]. 电工技术学报, 2024, 39(6): 1830-1842.
Sun Xuan, Rong Desheng, Wang Ning. High step-up integrated Boost-Zeta converter with coupled inductor and resonant soft-switching[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(6): 1830-1842.
[2] 王哲, 李驰, 郑泽东, 等. 一种基于耦合电感的高增益软开关谐振变换器[J]. 电工技术学报, 2024, 39(1): 194-205.
Wang Zhe, Li Chi, Zheng Zedong, et al. A high step-up ZVS/ZCS resonant converter based on coupled inductor[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2024, 39(1): 194-205.
[3] Fang Xupeng, Wang Xiaoli, Zhong Shixiang. An improved Y-source inverter with the capability of absorbing bus voltage spike[J]. CES Transactions on Electrical Machines and Systems, 2021, 5(2): 118- 123.
[4] Zhu Xiaonan, Wang Hongliang, Zhang Wenyuan, et al. A novel single-phase five-level transformer-less photovoltaic (PV) inverter[J]. CES Transactions on Electrical Machines and Systems, 2020, 4(4): 329- 338.
[5] 佟明昊, 程明, 许芷源, 等. 电动汽车用车载集成式充电系统若干关键技术问题及解决方案[J]. 电工技术学报, 2021, 36(24): 5125-5142.
Tong Minghao, Cheng Ming, Xu Zhiyuan, et al. Key issues and solutions of integrated on-board chargers for electric vehicles[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(24): 5125-5142.
[6] 陆治国, 郑路遥, 马召鼎, 等. 带开关电容网络的交错并联高增益Boost变换器[J]. 电工技术学报, 2012, 27(11): 153-159.
Lu Zhiguo, Zheng Luyao, Ma Zhaoding, et al. Interleaved high gain Boost converter with switched capacitor network[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2012, 27(11): 153-159.
[7] Tang Yu, Wang Ting, He Yaohua. A switched- capacitor-based active-network converter with high voltage gain[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(6): 2959-2968.
[8] 姚子睿, 曾君, 刘俊峰. 基于耦合电感的高增益低电压应力Boost变换器[J]. 中国电机工程学报, 2019, 39(12): 3659-3667.
Yao Zirui, Zeng Jun, Liu Junfeng. High step-up low-voltage stress Boost converter based on coupled inductor[J]. Proceedings of the CSEE, 2019, 39(12): 3659-3667.
[9] 罗全明, 高伟, 吕星宇, 等. 耦合电感型高增益Boost变换器拓扑分析[J]. 中国电机工程学报, 2017, 37(24): 7266-7275, 7441.
Luo Quanming, Gao Wei, Lü Xingyu, et al. Topology analysis of high step-up Boost converters with coupled inductors[J]. Proceedings of the CSEE, 2017, 37(24): 7266-7275, 7441.
[10] 曹太强, 刘威, 郭筱瑛, 等. 双耦合电感二次型高升压增益DC-DC变换器[J]. 电工技术学报, 2015, 30(8): 104-112.
Cao Taiqiang, Liu Wei, Guo Xiaoying, et al. High voltage gain DC-DC converter based on two-coupled- inductor[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(8): 104-112.
[11] Saadat P, Abbaszadeh K. A single-switch high step-up DC-DC converter based on quadratic Boost[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2016, 63(12): 7733-7742.
[12] Wang Yijie, Qiu Yuping, Bian Qing, et al. A single switch quadratic Boost high step up DC-DC con- verter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2019, 66(6): 4387-4397.
[13] Subhani N, May Z, Alam M K, et al. An improved non-isolated quadratic DC-DC Boost converter with ultra high gain ability[J]. IEEE Access, 2023, 11: 11350-11363.
[14] 李紫薇, 吴学智, 王静, 等. 谐振开关电容变换器磁集成电感设计[J]. 电工技术学报, 2022, 37(24): 6230-6238.
Li Ziwei, Wu Xuezhi, Wang Jing, et al. Design of magnetic integrated inductor for resonant switched capacitor converter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2022, 37(24): 6230-6238.
[15] 李洪珠, 程利弘, 魏昕, 等. 耦合电感倍压解耦磁集成高电压增益变换器[J]. 电工技术学报, 2023, 38(6): 1584-1595.
Li Hongzhu, Cheng Lihong, Wei Xin, et al. Coupled inductance voltage doubling decoupling magnetic integrated high voltage gain converter[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(6): 1584-1595.
[16] 高圣伟, 王浩, 刘晓明, 等. 新型磁集成双频DC/ DC变换器[J]. 中国电机工程学报, 2020, 40(24): 8131-8144, 8250.
Gao Shengwei, Wang Hao, Liu Xiaoming, et al. A novel double frequency DC/DC converter with magnetic integration[J]. Proceedings of the CSEE, 2020, 40(24): 8131-8144, 8250.
[17] 李洪珠, 罗帅. 磁集成双Buck/Boost-LLC三端口DC-DC变换器[J]. 电机与控制学报, 2022, 26(5): 125-134.
Li Hongzhu, Luo Shuai. Magnetic integrated dual Buck/Boost-LLC three port DC-DC converter[J]. Journal of Electrical Machinery and Control, 2022, 26(5): 125-134.
[18] 高圣伟, 祝庆同. 一种独立光储发电系统用宽输入范围非隔离三端口变换器[J]. 电工技术学报, 2023, 38(4): 970-982.
Gao Shengwei, Zhu Qingtong. A wide input range non-isolated three-port converter for stand-alone PV storage power generation system[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(4): 970- 982.
[19] 桑汐坤, 王懿杰, 徐殿国. 基于输入并联输出串联的高效高升压比DC-DC变换器[J]. 电工技术学报, 2023, 38(20): 5488-5502.
Sang Xikun, Wang Yijie, Xu Dianguo. High- efficiency high voltage gain DC-DC converter based on input parallel and output series connection[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(20): 5488-5502.
[20] 李彬彬, 王志远, 张丙旭, 等. 采用辅助变压器的可调压谐振零电压零电流开关变换器[J]. 电力系统自动化, 2022, 46(7): 160-169.
Li Binbin, Wang Zhiyuan, Zhang Bingxu, et al. Voltage-regulatable resonant zero-voltage zero- current switching converter with auxiliary trans- former[J]. Automation of Electric Power Systems, 2022, 46(7): 160-169.
Abstract In recent years, high-gain converters have been widely used in industries such as new energy generation systems, electric vehicles, industrial automation, and information construction, and the demand is also increasing. However, classic boost converters cannot achieve high voltage gain, and excessively high-duty cycles can lead to a decrease in efficiency and an increase in voltage stress. Therefore, in-depth studies on high-gain converters have been conducted to meet high-gain needs. Currently, switching capacitor units, switching inductor units, and coupling inductor technology can be combined to achieve a high gain of converters. At the same time, magnetic integration technology can achieve miniaturization and light weighting of converters.
Firstly, based on the classic quadratic converter, a magnetic integrated coupled inductor switched capacitor combination Boost converter is proposed by combining switch capacitor units, coupled inductor magnetic integration technology, clamp structure, topology combination and simplification, and device reuse. The working mode, voltage gain, and voltage stress are analyzed, and the losses and efficiency are calculated. A pie chart of the loss proportion in each theoretical calculation part is presented, and the design structure and parameters of the decoupled integrated magnetic component are presented. Simulation analysis is conducted based on the calculation results. Compared with other methods, the volume of integrated magnetic components can be reduced by about 21.5%. Finally, an experimental prototype is designed, and an experimental platform is built based on the existing conditions in the laboratory. The waveforms and the efficiency curves at different powers are obtained.
The input side of the proposed converter is connected to an 18 V power supply, and the output voltage at a switching frequency of 50 kHz is 210 V. The size of the load is adjusted to output different powers. When the output power is 160, 180, 200, 220, 240, and 260 W, the corresponding efficiencies are 91.38%, 91.88%, 92.5%, 92.42%, 92.23%, and 92.1%, respectively. Under a 200 W load condition, the experimental efficiency reaches 92.5%.
A magnetic integrated coupled inductor switched capacitor combination Boost converter is proposed for the front-end unit of new energy generation inverters. The topology of the converter has the following characteristics. (1) The voltage gain of the converter is related to the turn ratio and duty cycle of the coupled inductor. The voltage gain can reach 12 times when the turn ratio is 1 and the duty cycle is 0.5. (2) The input current of the converter is continuous, and its ripple is small. A lower voltage stress at both ends of the switch is always maintained at about 30% of the output voltage. (3) The converter adopts a clamp structure, which can effectively absorb and utilize the leakage inductance generated by the coupling inductance. (4) The decoupling magnetic integration technology reduces the number and volume of magnetic devices while maintaining the converter’s performance.
keywords：Boost converter, switched capacitor, decoupling magnetic integration, coupled inductor
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240402
辽宁省教育厅基本科研面上项目（LJZK0326）和内蒙古自治区高等学校科学研究重点项目（NJZZ22444）资助。
收稿日期 2024-03-14
改稿日期2024-03-29
李洪珠 男，1974年生，博士，教授，研究方向为电力电子变换器、磁性器件集成技术。E-mail: lhz_98@163.com
包雨林 男，1997年生，硕士，研究方向为电力电子及其磁集成技术。E-mail: 541004409@qq.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）