图1 SiC/Si HyS基本结构
Fig.1 Basic structure of SiC/Si HyS
摘要 由SiC金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）与Si绝缘栅双极型晶体管（IGBT）并联组成的SiC/Si混合开关（SiC/Si HyS）因兼具低损耗与低成本的优势而备受关注。然而，现有HyS研究主要关注于如何改变内部开关时序这一可调参数来优化其损耗或可靠性，调控参数单一且尚未兼顾损耗和可靠性的整体优化，考虑多调控参数的HyS集成驱动电路更是极为缺乏。首先，该文在充分挖掘开关时序、驱动电压等多调控参数对HyS特性影响的基础上，提出一种面向开关时序与驱动电压自主协同调控的HyS驱动电路软硬件架构设计方法，所提驱动电路不仅能为HyS提供由不同开关时序与驱动电压组成的三种开关模式，而且能根据负载电流水平实现开关时序与驱动电压的自主协同调控。其次，搭建基于所提驱动电路的HyS型单相逆变器，验证了所提驱动电路的有效性。最后，从逆变器效率、驱动电路功率损耗以及成本三个方面分析了所提驱动电路的优势。
关键词：SiC/Si混合开关 开关时序 驱动电压 协同控制 驱动电路
Si IGBT和SiC MOSFET作为主流的功率半导体器件已被广泛应用于电力电子设备，但两者的优势与劣势差异显著[1]。Si IGBT具有通流能力强、价格低等优势，但其高开关损耗的劣势不能满足电力电子装置高效、高功率密度的发展需求[2]。宽禁带半导体器件SiC MOSFET具有耐高温性能强、开关损耗低等优势，但现有SiC材料制造工艺不成熟会导致SiC MOSFET存在良品率低、价格昂贵等劣势[3-7]。基于此，为了充分利用Si IGBT低成本、低导通损耗与SiC MOSFET低开关损耗的优势，美国北卡罗来纳州立大学相关团队早在2014年提出了一种大电流等级Si IGBT与小电流等级SiC MOSFET并联连接的新型SiC/Si混合开关（SiC/Si Hybird Switches, SiC/Si HyS）[8]，其基本结构如图1所示，且在近些年受到了国内外学者的广泛关注[9-16]。
图1 SiC/Si HyS基本结构
Fig.1 Basic structure of SiC/Si HyS
SiC/Si HyS在兼顾SiC MOSFET和Si IGBT优势的同时，其损耗、可靠性等性能也必然受到二者的开关时刻、驱动电压等多因素的影响[3]。为了进一步优化SiC/Si HyS的效率与可靠性，许多国内外学者对SiC/Si HyS开关策略开展研究。文献[17-19]通过优化开关时序（SiC MOSFET和IGBT的开关顺序）的关断延迟时间来降低HyS的开关损耗，进而提高SiC/Si HyS的运行效率。但是该开关策略中小电流等级SiC MOSFET承担开关过程HyS的所有负载电流，SiC MOSFET存在过电流失效的风险。文献[20-21]通过提前预设的负载电流区间，采取不同开关时序运行来提高SiC/Si HyS的可靠性，但也因此牺牲了SiC/Si HyS的效率。综上所述，现有基于开关时序这一单一调控参数的SiC/Si HyS开关策略无法兼顾效率与可靠性，迫切需要挖掘新的调控参数来对SiC/Si HyS性能进行综合优化。
同时，驱动电路设计是实现上述开关策略的重要途径。文献[17-19]提出了一种采用两个驱动芯片对SiC MOSFET和IGBT进行独立控制的SiC/Si HyS驱动电路，但增加了驱动电路的成本与复杂度。文献[22-23]提出了一种采用单个驱动芯片和单个辅助MOSFET器件连接的SiC/Si HyS集成驱动电路，这虽然简化了驱动器电路，但是只能实现固定的开关时序。文献[24-25]采用单个芯片和多个辅助MOSFET器件、RC延时电路连接的方式，设计了一种能实现多种开关时序的SiC/Si HyS集成驱动电路。但是该驱动电路需要更改RC电路的元器件来实现开关时序的切换，驱动电路应用受限。总结现有研究，SiC/Si HyS驱动电路存在以下几点不足：①现有SiC/Si HyS驱动电路无法实现多种开关时序的自主切换，难以应用于负载电流变化的场景；②现有驱动电路只关注于开关时序，考虑多调控参数协同调控的驱动电路尚处于空白。
基于此，本文提出了面向开关时序和驱动电压自主协同调控的SiC/Si HyS驱动电路。所提驱动电路不仅能为HyS提供由不同开关时序与驱动电压组成的三种开关模式，而且能根据负载电流水平实现开关时序与驱动电压的自主协同调控。首先，分析了开关时序与驱动电压对SiC/Si HyS损耗和电应力的影响，进而提出了开关时序与驱动电压协同调控的SiC/Si HyS开关策略；其次，介绍了所提驱动电路中开关时序与驱动电压切换的设计原理；再次，搭建了基于所提驱动电路的HyS型单相逆变器，验证了所提驱动电路的有效性；最后，从逆变器效率、驱动电路功率损耗以及成本三个方面分析了所提驱动电路的优势。
基于开关时序与驱动电压对SiC/Si HyS损耗与电应力特性的影响进行分析，构建基于开关时序与驱动电压协同调控的SiC/Si HyS开关策略，为驱动电路优化奠定理论基础。
HyS的运行损耗与其开关时序、驱动电压等调控参数有关。其中，开关时序决定了HyS内部器件的开关顺序，驱动电压决定了HyS的开关速度与导通电阻，二者都会影响HyS损耗的大小。目前，SiC/SiHyS常用的开关时序如图2所示[26]，其中开关时序A中SiC MOSFET“先开后关”，开关时序B中IGBT“先开后关”，Ton_d与Toff_d分别为开通延迟时间与关断延迟时间。当HyS采用开关时序A运行时，具有低开关损耗的SiC MOSFET先于IGBT开通并后于IGBT关断，其中SiC MOSFET承担HyS开关过程的大部分开关损耗，并使开关损耗较大的IGBT器件实现软开关，进而降低HyS的损耗。当HyS采用开关时序B时，大电流等级的IGBT先于SiC MOSFET开通并后于SiC MOSFET关断。虽然开关时序B不能实现开关损耗较大的IGBT软开关，但由于大电流等级的IGBT承担HyS开关过程的所有负载电流，因而小电流等级的SiC MOSFET可靠性得以保障。由上述分析可知，相较于开关时序A，采用开关时序B运行的HyS的损耗相对较高。
图2 SiC/Si HyS常用开关时序
Fig.2 Commonly used switching sequences of SiC/Si HyS
驱动电压对HyS损耗的影响机理与单一器件类似。当驱动电压增大时，器件的开关速度加快且导通电阻降低，进而减小器件的运行损耗[3]。因此，HyS的损耗与驱动电压呈负相关。
HyS的瞬态可靠性与开关过程的电应力有关，而电应力受开关时序与驱动电压共同影响。其中，开关时序决定了SiC/Si HyS内部器件的开关顺序，不仅影响SiC/Si HyS电应力产生的位置（SiC MOSFET或IGBT），而且影响SiC/Si HyS电应力的大小。驱动电压影响SiC/Si HyS的开关速度，进而决定了SiC/Si HyS电应力的大小。
以开关时序A为例，分析HyS瞬态过程的过冲电流峰值IPEAK与最大脉冲电流ID_MAX，开关时序B的分析过程类似。采用开关时序A运行的HyS过冲电流峰值与最大脉冲电流可分别表示[27]为
（1）
（2）
式中，IL为负载电流；Qrr、gfs、VGS、Vmil、S、Rg、CGS、LS、TJ_max、TC、VDS和Zth(JC)(tp)分别为SiC MOSFET的体二极管反向恢复电荷、跨导、驱动电压、米勒平台电压、反向恢复软度、驱动电阻、栅源极寄生电容、源极寄生电感、允许最大结温、壳温、母线电压和瞬态结壳热阻值。
为保证HyS的可靠性，HyS开通过程的过冲电流峰值须小于HyS可承受的最大脉冲电流。因此，联立式（1）和式（2），SiC/Si HyS在开关时序A下所能运行的负载电流可表示为
（3）
综上所述，HyS电应力冲击幅值与SiC MOSFET驱动电压的大小成正比，而HyS运行损耗与驱动电压的大小成反比。因此，HyS损耗降低与过冲抑制是一个相互矛盾的过程，需根据HyS负载电流大小合理设置开关时序与驱动电压，通过多调控参数协同保证HyS高可靠性和高效运行。
基于开关时序与驱动电压对SiC/Si损耗与电应力的分析，本文以损耗优化为目标，在保障HyS可靠性的前提下设计了三种基于开关时序与驱动电压协同控制的开关模式，如图3所示。其中，开关模式Ⅰ：HyS采用开关时序A，SiC MOSFET和IGBT驱动电压均为+20 V/-5 V；采用该开关模式运行的HyS效率最高但是过电流能力最小，适用于轻载工况。开关模式Ⅱ：HyS采用开关时序A，SiC MOSFET驱动电压为+15 V/-5 V，IGBT驱动电压为+20 V/-5 V；采用该开关模式运行的HyS效率和过电流能力居中，适用于中载工况。开关模式Ⅲ：HyS采用开关时序B，SiC MOSFET驱动电压为+20 V/-5 V，IGBT驱动电压为+15 V/-5 V；采用该开关模式运行的HyS效率最低但是过电流能力最大，适用于重载工况。
图3 三种开关模式
Fig.3 Three switching patterns
以1/4个周期的负载电流为例，详细介绍三种基于开关时序与驱动电压协同调控的HyS开关模式，每种开关模式的运行电流区间如图4所示。
图4 三种开关模式所对应的电流区间
Fig.4 Current interval of three switching patterns
1）开关模式Ⅰ：IL＜I1
当IL＜I1时，SiC/Si HyS采用开关模式Ⅰ运行。在开关模式Ⅰ中，SiC/Si HyS采用开关时序A运行，即SiC MOSFET先于IGBT开通并后于IGBT关断，以实现IGBT的软开关。同时，开关模式Ⅰ通过提高驱动电压（+20 V/-5 V）来进一步降低HyS的损耗。开关模式Ⅰ所能运行的负载电流边界值I1可以通过+20 V/-5 V驱动电压下SiC MOSFET的过冲电流与最大脉冲电流计算所得。
2）开关模式Ⅱ：I1≤IL＜I2
当I1≤IL＜I2时，HyS采用驱动模式Ⅱ运行。在开关模式Ⅱ中，HyS采用开关时序A运行，HyS依旧能实现IGBT的软开关来降低损耗。值得注意的是，开关模式Ⅱ通过降低SiC MOSFET的驱动电压来提高HyS的过电流能力，同时通过提高IGBT的驱动电压（+20 V/-5 V）来进一步降低HyS的损耗。开关模式Ⅱ所能运行的负载电流边界值I2可以通过+15 V/-5 V驱动电压下SiC MOSFET的过冲电流与最大脉冲电流计算所得。
3）开关模式Ⅲ：IL≥I2
当IL≥I2时，此时负载电流已经超过采用开关时序A运行的HyS所能承受的电流，因此HyS需要切换开关时序来保障其可靠性。在开关模式Ⅲ中，HyS采用开关时序B运行，使IGBT承担HyS开关过程的所有负载电流，进而提高HyS的过电流能力，以保障SiC MOSFET的可靠性。
由第1节可知，开关时序与驱动电压的多调控参数协同策略与负载电流密切关联。因此，HyS驱动电路首先对负载电流进行采样与判断，进而确定HyS内部两个独立器件的开关时序；然后通过驱动电压切换电路，实现HyS内部两个独立器件的最终控制。
所提驱动电路主要由电流传感器、现场可编程逻辑门阵列（Field Programmable Gate Array, FPGA）、驱动芯片、辅助三极管（NPN型：VT1、VT3，PNP型：VT2、VT4）、电源模块以及耦合电容（C1、C2）组成，具体如图5所示。其中，电流传感器将采样所得的负载电流传输至FPGA。FPGA内部包含开关时序切换模块、SiC MOSFET驱动电压切换模块和IGBT驱动电压切换模块。开关时序切换模块为HyS提供不同电流区间下所需的开关时序，驱动电压切换模块是为辅助开关管提供不同电流区间下的开关信号。辅助开关管与电源模块输出端、驱动芯片供电输入端相连，并通过驱动电压切换模块提供的开关信号实现HyS驱动电压切换。耦合电容为驱动芯片提供稳定的供电电压。
图5 所提驱动电路的基本结构
Fig.5 Basic structure of the proposed drive circuit
为保证HyS内部SiC MOSFET和IGBT器件根据不同负载电流水平进行异步开关，驱动电路应为HyS提供两种不同的PWM信号，因此FPGA中开关时序切换模块需分为开关时序生成与开关时序选择两个环节。其中，开关时序生成环节主要用于产生HyS所需的PWM1信号（先开后关）与PWM2信号（后开先关），“开关时序选择”环节则基于负载电流实现SiC MOSFET和IGBT的PWM信号选择。
1）开关时序生成
HyS开关时序由FPGA的两个延时模块产生，开关时序生成环节的运行逻辑如图6所示。图中，PWM1信号由延时模块1对PWM信号进行整体延时Toff_d后产生，PWM2信号由延时模块2对PWM信号的上升沿延时Ton_d+Toff_d且下降沿不延时产生。因此，相较于PWM1信号，采用PWM2信号运行的功率器件延时Ton_d开通并提前Toff_d关断。
此外，虽然驱动芯片的延迟时间会使开关时序的延迟时间与实际驱动信号的延迟时间存在一定的差异，但此差异较小（约10 ns），同时也可以在FPGA的PWM时序生成模块中进行补偿与校正。
图6 开关时序生成
Fig.6 Switching sequencesgeneration
2）开关时序选择
开关时序选择环节由FPGA的切换信号生成模块与信号选择模块组成，其运行逻辑如图7所示。切换信号生成模块通过将负载电流与±I2进行比较生成切换信号，并将切换信号输送至时序选择模块的选择端口（SEL1、SEL2），进而实现HyS开关时序的选择与切换。
图7 开关时序选择
Fig.7 Switching sequencesselection
当-I2＜IL＜I2时，切换信号生成模块的输出信号VS为低电平，SiC MOSFET时序选择模块和IGBT时序选择模块的输出信号分别为PWM1（IN1B）和PWM2（IN2B），即HyS实现SiC MOSFET先开后关和IGBT后开先关（开关时序A）。当IL≥I2或 IL≤-I2时，切换信号生成模块的输出信号VS为高电平，SiC MOSFET时序选择模块和IGBT时序选择模块的输出信号分别为PWM2（IN1A）和PWM1（IN2A），即HyS实现SiC MOSFET后开先关和IGBT先开后关（开关时序B）。综上所述，HyS的开关时序切换逻辑见表1。
表1 开关时序切换逻辑
Tab.1 Switching logic of switching sequences
负载电流-I2＜IL＜I2IL≥I2或IL≤-I2 SEL1、SEL2低电平高电平 VPWM_MPWM1PWM2 VPWM_TPWM2PWM1 开关时序时序A时序B
为保证HyS内部SiC MOSFET和IGBT器件根据不同负载电流水平采用不同驱动电压运行，需要对HyS内部SiC MOSFET和IGBT器件的驱动电压进行单独控制，驱动电压切换电路如图8所示。SiC MOSFET驱动电压切换模块通过对负载电流与切换电流（±I1、±I2）的逻辑判断，为控制SiC MOSFET驱动电压选择的辅助开关管（VT1、VT2）提供相应的开关信号VT_M。IGBT驱动电压切换模块通过对负载电流与切换电流（±I2）的逻辑判断，为控制IGBT驱动电压的辅助开关管（VT3、VT4）提供开关信号VT_T。
图8 驱动电压切换电路
Fig.8 Driving voltage switching circuit
不同负载电流下驱动电压切换电路的运行逻辑如图9所示。当-I1＜IL＜I1时，SiC MOSFET驱动电压切换模块与IGBT驱动电压切换模块的输出信号均为低电平，则控制SiC MOSFET驱动电压的开关管VT2和控制IGBT驱动电压的开关管VT4开通，进而实现HyS中SiC MOSFET和IGBT的+20 V驱动电压。
当-I2＜IL≤-I1或I1≤IL＜I2时，SiC MOSFET驱动电压切换模块的输出信号为高电平，进而控制SiC MOSFET驱动电压的开关管VT1导通，实现+15 V驱动。IGBT驱动电压切换模块的输出信号依然为低电平，进而控制IGBT驱动电压的开关管VT4导通，实现+20 V驱动。
图9 不同负载电流下驱动电压切换电路的运行逻辑
Fig.9 The operation logic of the driving voltage switching circuit under different load currents
当IL≤-I2或IL≥I2时，SiC MOSFET驱动电压切换模块的输出信号为低电平，进而控制SiC MOSFET驱动电压的开关管VT2导通，实现+20 V驱动。IGBT驱动电压切换模块的输出信号为高电平，则控制IGBT驱动电压的开关管VT3导通，实现+15 V驱动。综上所述，驱动电压的切换逻辑见表2。
表2 驱动电压的切换逻辑
Tab.2 Switching logic of driving voltage
负载电流开关管导通Vg_MOS/VVg_IGBT/V -I1＜IL＜I1VT2、VT4导通+20+20 -I2＜IL≤-I1或I1≤IL＜I2VT1、VT4导通+15+20 IL≤-I2或IL≥I2VT2、VT3导通+20+15
目前影响SiC MOSFET器件可靠性的关键问题是阈值电压漂移的问题[28]。其中，SiC MOSFET自身阈值迟滞带来的阈值电压漂移主要是其受负驱动电压的影响[29-30]，负驱动电压降低会引起SiC MOSFET开启阈值电压Vth负漂移（降低），进而存在SiC MOSFET误开通的风险[31]。基于此，为避免由阈值电压漂移带来的器件误开通问题，本文在驱动电路中增加了有源米勒钳位电路，如图10所示。
已关断的SiC MOSFET器件在受到外部干扰（如串扰）时会导致其门极电压上升，当门极电压大于米勒钳位电压Vmil时，有源米勒钳位电路就会打开Q1，提供额外的一路下拉电流将门极电压下拉，避免了门极电压的继续上升。因此，通过合理设置有源米勒钳位电路中Vmil（Vmil＜Vth
，可以预防阈值电压漂移带来的器件误开通问题。在本文所提驱动电路中，SiC MOSFET器件采用-5 V驱动负电压（数据手册推荐值），通过双脉冲测试平台，可以测量得到SiC MOSFET的阈值开启电压为+3.1 V，故Vmil可设置为+2 V。
图10 有源米勒钳位电路
Fig.10 The active Miller clamp circuit
为验证所提驱动电路的有效性，本文搭建了如图11所示的基于所提驱动电路的HyS型单相逆变器。单相逆变器参数见表3，所提驱动电路元器件的参数见表4。
图11 基于所提驱动电路的HyS型逆变器
Fig.11 HyS-type single-phase inverter based on the proposed drive circuit
基于式（3）和HyS内部器件数据手册[32-33]可知，I1、I2分别为12 A和15 A。因此，为验证所提驱动电路能根据不同负载电流大小自主调节HyS开关时序与驱动电压，测试逆变器输出功率为1.5 kW（IL_peak=9.64 A）、2 kW（IL_peak=12.85 A）和2.5 kW（IL_peak=16.07 A）时HyS的驱动信号，具体如图12所示。
表3 单相逆变器的参数
Tab.3 Parameters of single-phase inverter
参 数数 值 (型号) 输入电压/V400 输出电压/V220 (RMS) 开关频率/kHz20 输出频率/Hz50 SiC MOSFETC2M0160120D (1 200 V/12 A) 功率因数1 滤波电感/mH1 滤波电容/mF11 死区时间/ms1 IGBTIGW25N120H3 (1 200 V/25 A)
表4 所提驱动电路元器件的参数
Tab.4 Component parameters of the proposed drive circuit
元器件型号参数/V 驱动芯片2ED020I12-F2— 电源模块1QA243C-1504R3+15/-5 电源模块2QA2401C-20+20/-5 电流传感器DL-CT08CL2— 开关管模块PBSS4160DPN—
由图12可知，当逆变器输出功率为1.5 kW时，负载电流峰值（IL_peak=9.64 A）始终小于12 A。因此，SiC/Si HyS始终采用开关模式Ⅰ运行（SiC MOSFET先开后关，SiC MOSFET和IGBT的驱动电压都为+20 V/-5 V）。当逆变器输出功率为2 kW时，负载电流峰值的最大值（IL_peak=12.85 A）大于12 A且小于15 A。因此，HyS在负载电流峰值小于12 A时采用开关模式Ⅰ运行，在大于或等于12 A且小于15 A时采用开关模式Ⅱ运行（SiC MOSFET先开后关，SiC MOSFET驱动电压为+15 V/-5 V，IGBT驱动电压为+20 V/-5 V）。当逆变器输出功率为2.5 kW时，负载电流峰值的最大值（IL_peak=16.07 A）大于15 A。因此，HyS在负载电流峰值小于12 A时采用开关模式Ⅰ运行，在大于或等于12 A且小于15 A时采用开关模式Ⅱ运行，在大于或等于15 A时采用开关模式Ⅲ运行（IGBT先开后关，SiC MOSFET驱动电压为+20 V/-5 V，IGBT驱动电压为+15 V/-5 V）。
图12 不同输出功率下HyS的驱动信号
Fig.12 Driving signal of HyS under different output power
综上所述，在采用所提驱动电路运行的单相逆变器中，HyS可根据不同负载电流水平自主选择合适的开关时序与驱动电压运行，实验结果验证了本文所提驱动电路的有效性。
HyS的开关时序与驱动电压对其损耗有着直接的影响，因此需要对采用所提驱动电路运行的逆变器效率进行分析。同时，相较于现有变开关时序的驱动电路（驱动电压恒定）[25]，所提驱动电路增加了辅助三极管、电流传感器等元器件来实现开关时序与驱动电压的切换，其功率损耗和成本也需要进一步分析比较。
为验证所提驱动电路对单相逆变器效率的影响，对采用所提驱动电路与现有变开关时序驱动电路运行的逆变器损耗与效率进行分析，实验结果如图13所示。
由图13可知，采用所提驱动电路运行的逆变器的效率全面优于采用现有驱动电路运行的逆变器。其中，当逆变器输出功率为3 kW时，采用所提驱动电路运行的逆变器效率提升了0.73%，损耗降低21.9 W；当逆变器输出功率为1.5 kW时，采用所提驱动电路运行的逆变器效率提升也达到了0.42%，损耗降低也达到了6.3 W。因此，采用所提驱动电路运行的逆变器能在全功率范围内降低运行损耗，进而提高逆变器效率。
图13 采用两种驱动电路运行的逆变器的损耗与效率
Fig.13 Inverter loss and efficiency using two drive circuits
所提驱动电路的功率损耗由负载电流采样损耗Psam、驱动芯片损耗Pchip、功率器件的驱动损耗Pswitch以及辅助三极管的运行损耗PT组成，具体[25]表示为
（4）
负载电流采样损耗与采样电流、采样电阻有关，而驱动芯片损耗与其输入电压和电流有关。因此，负载电流采样损耗与驱动芯片损耗[25]分别表示为
（5）
（6）
式中，Rsam、Isam_ave、Vchip和Ichip_ave分别为采样电阻、平均采样电流、驱动芯片输入电压和平均消耗电流。
功率器件的驱动损耗与器件输入电容充放电电荷、驱动电压有关。采用所提驱动电路运行的HyS在不同负载电流区间的驱动电压是不同的，因此需要先确定两种驱动电压在一个负载电流周期内所运行的时间占比。定义SiC MOSFET中+15 V/-5 V驱动电压在单个负载电流周期内的运行时间占比为D1，则+20 V/-5 V驱动电压在单个负载电流周期内的运行时间占比为1-D1。同理，定义IGBT中+15 V/ -5 V驱动电压在单个负载电流周期内的运行时间占比为D2，则+20 V/-5 V驱动电压在单个负载电流周期内的运行时间占比为1-D2。因此，SiC MOSFET和IGBT的驱动损耗[34]可分别表示为
（7）
（8）
式中，QM和QT分别为SiC MOSFET和IGBT的门极电荷；Vdr1为20 V的驱动电压；Vdr2为25 V的驱动电压；fs为开关频率。
所提驱动电路通过辅助开关管的开通与关断来实现驱动电压切换，故存在辅助开关管的运行损耗，这一部分损耗可表示为
（9）
式中，VT1、VT2、VT3和VT4分别为开关管VT1、VT2、VT3和VT4的平均电压；IT1、IT2、IT3和IT4分别为开关管VT1、VT2、VT3和VT4的平均电流。
综上所述，基于所提驱动电路元器件的数据手册可知[32-33, 35]，驱动电路功率损耗计算的相关参数见表5。结合文献[25]中现有驱动电路的功率损耗，可以得到不同开关频率下所提驱动电路和现有驱动电路的功率损耗如图14所示。
由图14可知，所提驱动电路的功率损耗大于现有驱动电路的损耗，所增加的损耗主要来自于负载电流采样损耗、辅助开关管的运行损耗以及由驱动电压增加带来的器件功率损耗。当fs=100 kHz时，所提驱动电路的功率损耗相较于现有驱动电路的功率损耗仅增加了0.065 W，所提驱动电路带来的功率损耗增加幅度较小。而所提驱动电路的功率损耗（mW级）相较于逆变器的损耗（W级）几乎可忽略不计。因此，在单相逆变器效率分析中，忽略了所提驱动电路的功率损耗。
表5 所提驱动电路功率损耗计算的相关参数
Tab.5 Relevant parameters of the proposed drive circuit power loss
参 数数 值 Rsam/W50 Isam_ave/mA20 Vchip/V5 Ichip_ave/mA19 QM/nC40 QT/nC115 Vdr120 Vdr225 VT1, VT3/mV90 VT2, VT4/mV110 D10.09 D20.59
图14 不同开关频率下两种驱动电路的功率损耗
Fig.14 Loss of two drive circuits under different switching frequencies
所提驱动电路增加了电流传感器、耦合电容和开关管来实现开关时序和驱动电压的切换，而现有驱动电路增加了辅助MOSFET器件来实现开关时序的切换，因此需要对本文所提驱动电路的成本与现有驱动电路的成本进行分析对比。在常规的电阻、电容等小元器件价格忽略不计的前提下，所提驱动电路与现有驱动电路的成本如图15所示。
图15 两种驱动电路的成本
Fig.15 Cost of two drive circuits
由图15可知，所提驱动电路相较于现有变开关时序的驱动电路，在成本上仅增加了2.72元，整体成本增加较少（4.19%）。同时，所提驱动电路能根据负载电流水平主动调控HyS的开关时序与驱动电压，进而兼顾HyS效率提升与可靠性保障，发挥HyS多调控参数调控的潜能。
为了提升SiC/Si HyS的综合性能与调控能力，本文提出了一种面向开关时序与驱动电压自主协同调控的SiC/Si HyS驱动电路。所提驱动电路不仅能为SiC/Si HyS提供由不同开关时序与驱动电压组成的三种开关模式，而且能根据负载电流水平实现开关时序与驱动电压的自主协同调控。最后，基于所提驱动电路的SiC/Si HyS型单相逆变器，验证了所提驱动电路的有效性。具体结论如下：
1）分析了开关时序与驱动电压对SiC/Si HyS效率与可靠性的影响，并提出了一种面向开关时序与驱动电压协同调控的SiC/Si HyS开关策略。
2）详细介绍了所提驱动电路的开关时序与驱动电压切换原理，并搭建了SiC/Si HyS型单相逆变器对所提驱动电路进行测试。实验结果表明，所提驱动电路能在逆变器不同输出功率下主动切换SiC/Si HyS开关时序与驱动电压，进而验证了所提驱动电路的有效性。
3）详细分析了所提驱动电路在逆变器效率提升上的优势。实验结果表明，相较于现有变开关时序的驱动电路，当逆变器输出功率为3 kW时，采用所提驱动电路运行的逆变器效率提升了0.73%；当逆变器输出功率为1.5 kW时，采用所提驱动电路运行的逆变器效率提升了0.42%。因此，所提驱动电路能在全工作域内提高逆变器的运行效率。
4）分析了所提驱动电路与现有变开关时序驱动电路的功率损耗和成本。结果表明，相较于现有驱动电路，所提驱动电路在驱动电路的功率损耗上仅增加0.065 W（fs=100 kHz），在成本上仅增加2.72元（4.19%）。因此，所提驱动电路带来的功率损耗和成本的增加甚少，几乎可以忽略不计。
5）所提驱动电路广泛适用于输出电压电流为交流/直流的电能变换场景。为进一步提高所提驱动电路在复杂场景的适应性，后续将重点考虑功率器件本体结构、阈值电压漂移等内外部因素对所提驱动电路长期运行可靠性的影响，进而形成SiC/Si HyS智能驱动的优化设计及配置方法，为实现电能变换装备的高效高可靠运行提供重要软硬件支撑。
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Abstract The SiC/Si hybrid switch (SiC/Si HyS) is composed of a SiC metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET) and Si insulated gate bipolar transistor (IGBT) in parallel, attracting much attention due to its low loss and low cost. However, the existing HyS research mainly focuses on changing the switching sequence to optimize its loss or reliability, which has the disadvantage of single control parameters. Besides, the HyS integrated drive circuit with multiple control parameters is lacking. Therefore, this paper proposes a SiC/Si HyS drive circuit with autonomous and coordinated control of switching sequences and driving voltages. Three switching patterns of different switching sequences and driving voltages for HyS can be provided, and the autonomous coordinated control of switching sequences and driving voltages is realized according to the load current level.
Firstly, the effects of the switching sequence and driving voltage on the loss and electrical stress of SiC/Si HyS are analyzed. Then, a SiC/Si HyS switching strategy is proposed with coordinated control of the switching sequence and driving voltage. Secondly, the basic structure of the proposed drive circuit is introduced, which is mainly composed of a current sensor, field programmable gate array (FPGA), driving chip, auxiliary triodes, power module, and coupling capacitor. The switching principle and operation logic of the switching sequence and driving voltage are introduced. A HyS-type single-phase inverter based on the proposed drive circuit is built, and the effectiveness of the proposed drive circuit is verified. Finally, the advantages of the proposed drive circuit are analyzed in terms of inverter efficiency, drive circuit power loss, and drive circuit cost.
The following conclusions can be drawn. (1) A SiC/Si HyS single-phase inverter is built to test the proposed drive circuit. The experimental results show that the proposed drive circuit can actively switch the switching sequence and driving voltage of SiC/Si HyS under different output power of the inverter. (2) The advantages of the proposed drive circuit in improving the efficiency of the inverter are analyzed. Compared with the existing drive circuit with a variable switching sequence, the efficiency of the inverter operating with the proposed drive circuit is improved by 0.73% and 0.42% when the output power of the inverter is 3 kW and 1.5 kW, respectively. Therefore, the proposed drive circuit can improve the operating efficiency of the inverter in the whole working domain. (3) The power loss and cost of the proposed and existing drive circuits are compared. The results show that the power loss and cost of the proposed drive circuit are increased by 0.065 W ( fs=100 kHz) and 2.72 yuan RMB (4.19%), respectively. Therefore, the power loss and cost increase can be negligible.
keywords：Si/SiC hybrid switches, switching sequence, driving voltage, coordinated control, drive circuit
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240081
中图分类号：TM13
国家自然科学基金资助项目（52130704）。
收稿日期 2024-01-11
改稿日期 2024-02-28
肖 标 男，1996年生，博士研究生，研究方向为半导体器件与应用。E-mail: biao_xiao@hnu.edu.cn
郭 祺 男，1993年生，副研究员，研究方向为配电网电能柔性调控装备、分布式能源与微电网、先进电能质量控制。E-mail: qguo_215@163.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）