图1 所提HANPC拓扑结构
Fig.1 Topology of the proposed HANPC
摘要 为实现有源中点钳位型变换器效率、成本等指标的综合优化，该文提出一种基于异质混合半桥分流输出的有源中点钳位型变换器，简称混合型有源中点钳位型变换器（HANPC）。HANPC由基于Si IGBT器件的基频模块、低频模块和基于SiC MOSFET器件的高频模块构成。首先，介绍低频模块与高频模块的分流补偿原理，其Si器件低频补偿大电流，而SiC器件高频补偿小电流并改善输出电流的波形质量。其次，以运行损耗最优为目标，对低频模块与高频模块的分流比及开关频率进行优化设计，并给出HANPC的控制策略。然后，通过仿真和实验验证了所提拓扑及调控策略的有效性。最后，将HANPC与现有拓扑进行对比，验证了HANPC在成本和运行损耗上的优势。
关键词：有源中点钳位型逆变器 Si IGBT SiC MOSFET 分流输出 优化设计
近年来，随着宽禁带（Wide-Bandgap, WBG）功率半导体的迅速发展，以碳化硅（Silicon Carbide, SiC）、氮化镓（Gallium Nitride, GaN）为代表的宽禁带半导体器件相对于硅（Silicon, Si）器件，在降低开关损耗、提高效率和功率密度等方面具有显著优势[1-4]。然而，同规格参数下，WBG器件的价格比Si器件高4～8倍，且额定电流等级较低，这严重限制了其在商业中的大规模应用[5-7]。为进一步降低装置成本、提高效率，现有学者提出了WBG和Si器件在器件级和拓扑级混合应用的概念，以充分发挥WBG器件高频低损耗和Si器件低成本高可靠的优势[8-11]，这些混合器件及混合拓扑在电力驱 动[12-13]、电动汽车[14]和光伏[15]系统等应用领域得到广泛关注。
现有混合拓扑研究主要集中于中低压的多电平变换器中，基于SiC与Si器件混合的多电平变换器可实现与全SiC器件变换器相近的等效开关频率及运行损耗，同时大幅降低装置成本。文献[16]提出一种2 SiC+4 Si型的有源中点钳位型变换器（Active Neutral-Point-Clamped converter, ANPC），通过特定的混合调制策略，将高频开关动作主要集中于SiC器件而Si器件则运行于工频工况，实现了效率和成本的综合优化。进一步地，在文献[16]的基础上，文献[17]通过在SiC器件两侧并联钳位电容，进一步减小了SiC器件的开关损耗。然而，2 SiC+4 Si型ANPC由于调制路径的固定导致器件结温不平衡问题较为显著。为此，文献[18]提出一种4 SiC+2 Si型ANPC，相比于2 SiC+4 Si型ANPC，虽然有成本增加，但装置的结温更加均衡，功率密度也更高。以上基于Si与SiC器件混合的ANPC变换器相比于传统单一Si器件结构在成本及效率上实现了综合优化，但混合结构中的SiC器件与Si器件耐流相同。受限于现有SiC器件，其额定电流较小，装置的容量难以提升，且大容量SiC器件成本过高。
为此，有学者提出混合器件的概念，使Si器件和WBG器件实现并联分流，以降低开关损耗且提高器件容量[19-20]。文献[21]将文献[16]中的SiC支路替换成混合器件，让WBG器件承担开关过程并且只流过小部分电流，Si器件实现软开关且通过大部分电流，有效提高了效率和功率密度。但WBG器件在开关延时过程中的过电流，混合器件驱动设计复杂和电流的内部被动分配等问题仍有待解决。进一步地，文献[22]提出了基于SiC器件并联输出的ANPC结构，两条高频SiC支路均分电流，有利于降低WBG器件电流应力。与传统的ANPC相比，所提结构具有更多电平和更高的等效开关频率。这种利用两条SiC支路分流输出的拓扑虽然拓展了装置的整体容量，但会增加SiC器件的数量，成本方面并未得到显著优化。
本文提出一种基于异质混合半桥分流输出的混合型ANPC，简称混合型ANPC（Hybrid ANPC, HANPC）。首先，分析该拓扑的结构及工作原理，并以运行损耗最优为目标对参数进行了优化设计。其次，根据其高频模块和低频模块分流输出的特点，给出相应的控制策略。再次，通过仿真和实验验证了所提拓扑结构及其控制策略的有效性。最后，对不同工况下所提HANPC与现有拓扑进行对比，验证了所提HANPC在成本和运行损耗上的优势。
所提HANPC拓扑结构如图1所示，其由基频模块（Fundamental-Frequency Module, FFM）、低频模块（Low-Frequency Module, LFM）、高频模块（High-Frequency Module, HFM）构成。其中，FFM和LFM由Si IGBT器件构成，而HFM由SiC MOSFET器件构成。L1为LFM的分路电感，L2为HFM的分路电感，直流电压源两端连接特性相同的电容C1和C2进行分压，Vdc为HANPC直流侧电压，VC1、VC2分别为直流侧电容C1、C2的电压，il、ih、i分别为LFM输出电流、HFM输出电流、总输出电流。
图1 所提HANPC拓扑结构
Fig.1 Topology of the proposed HANPC
FFM中Si IGBT器件（S1, S2, S3, S4）工作于基频开关状态；LFM中Si IGBT器件（Sl1, Sl2）工作于1～2 kHz的低频开关状态，且流通大部分负载电流；HFM中SiC MOSFET器件（Sh1, Sh2）工作于20 kHz以上的高频开关状态，其流通小部分负载电流并补偿LFM产生的谐波电流以保证输出电流的波形质量。所提HANPC拓扑等效电路和调制策略如图2所示。
图2 所提HANPC拓扑等效电路及调制策略
Fig.2 The topology equivalent circuit and modulation strategy of the proposed HANPC
HANPC的开关模式见表1，表1中，Sx表示开关状态，定义开关函数Xl和Xh分别为
（1）
由基尔霍夫电压、电流定律可得所提HANPC的数学模型分别为
（2）
（3）
表1 所提HANPC开关模式
Tab.1 Switching mode of the proposed HANPC
开关模式S1(S3)S2(S4)Sl1Sl2Sh1Sh2vlvh 1101010Vdc/2Vdc/2 2101001Vdc/20 31001100Vdc/2 410010100 501101000 60110010-Vdc/2 7010110-Vdc/20 8010101-Vdc/2-Vdc/2
（4）
（5）
式中，vo(t)为HANPC输出电压；vs(t)为系统电压；R、L分别为线路等效电阻和电感。
根据表1开关模式分析可知，共有八种开关模式，对应的正、负半周期开关模式电路如图3和图4所示。开关管S1、S2、S3、S4工作于工频，在半个周期内的开关状态不发生变化。如图3所示，这里以正半周期为例进行分析。
图3 电压正半周期开关模式
Fig.3 Switching mode of voltage positive half cycle
模式1：开关管Sl1和Sh1导通，Sl2和Sh2关断，此时直流侧分压电容中性点接地，低频模块的分路电感L1和高频模块的分路电感L2左端直接接到直流侧分压电容C1高电位端，电压值为+Vdc/2。由式（2）～式（4）可得，低频模块的分路电感电流il上升，高频模块的分路电感电流ih上升，故总电流i上升。
图4 电压负半周期开关模式
Fig.4 Switching mode of voltage negative half cycle
模式2：开关管Sl1和Sh2导通，Sl2和Sh1关断，低频模块的分路电感L1左端接到直流侧分压电容C1高电位端，高频模块的分路电感L2左端接到直流侧分压电容的中性点。由式（2）～式（4）可得，低频模块的分路电感电流il上升，高频模块的分路电感电流ih下降。因低频模块的分路电感L1比高频模块的分路电感L2大，一个SiC器件的开关周期内，分路电感L1电流变化量小于分路电感L2电流变化量，故总电流i下降。
模式3：开关管Sl2和Sh1导通，Sl1和Sh2关断，低频模块的分路电感L1左端接到直流侧分压电容的中性点，高频模块的分路电感L2左端接到直流侧分压电容C1高电位端。同理，也有低频模块的分路电感电流il下降，高频模块的分路电感电流ih上升，总电流i上升。
模式4：开关管Sl2和Sh2导通，Sl1和Sh1关断，低频模块的分路电感L1和高频模块的分路电感L2左端直接接到直流侧分压电容的中性点。低频模块的分路电感电流il下降，高频模块的分路电感电流ih下降，故总电流i下降。
电压负半周期具体开关模式分析同理，这里不再赘述。
低频模块与高频模块的分流原理如图5所示，为降低开关损耗，低频模块的Si IGBT以1～2 kHz的开关频率工作，但会产生较大的低频电流纹波，如图5中LFM电流il所示。图5中，
为il的平均值，DIl为电流il纹波。为应对较大的低频电流纹波，高频模块通过谐波补偿的方式抵消低频电流纹波，以保证总电流的电能质量，如图5中HFM电流ih所示，
为ih平均值，DIh为电流ih的纹波。虽然SiC MOSFET器件工作于高频，但其具有开关损耗低的优势且只通过小部分电流，故整体开关损耗可以保持在较小数值。
图5 低频模块与高频模块的分流原理
Fig.5 The shunt schematic diagram of low-frequency and high-frequency module
设两个模块之间的功率分配比为K（0＜K＜1
，则电流之间的关系分别为
（6）
（7）
由图5易得，HFM中的电流纹波可以分为两部分：一是较大的高频纹波
，其与LFM电流纹波极性相反、大小相同，实现低频模块上电流纹波的补偿；另一个是高频纹波DIh，由HFM高频开关动作产生，其相对于低频电流纹波可以忽略不计。在消除了来自LFM和HFM的两个较大的低频电流纹波后的总电流i如图5中所示，
为总电流i平均值，DI为总电流纹波，总电流的纹波特性与HFM的高频纹波特性一致。
图6展示了HFM中SiC器件一个开关周期内的电流纹波变化，Th为SiC器件的开关周期，Dh为A相HFM上开关管导通的占空比。以电压正半周期为例，在SiC器件的开关周期Th中，LFM的开关函数Xl可以视为一个定值。当Xl=1时，如图6a所示，DIMl为LFM的分路电感电流变化量，DIMh为HFM的分路电感电流变化量，分别表示为
（8）
（9）
图6 SiC器件的开关周期内电流纹波变化
Fig.6 The change of current ripple in the switching period of SiC device
由总电流与LFM以及HFM电流的关系可得，总电流在SiC器件的一个开关周期内的变化量DIM为
（10）
仍以电压正半周期为例，在LFM开关函数为0时，分路电感电流变化分析如图6b所示。由式（2）和式（10）可得任意一个SiC器件的开关周期内总电流纹波的变化量为
（11）
同理可得，电压负半周期内任意一个SiC器件的开关周期内总电流的纹波变化量。从上述表达式可以看出，当HFM最大输出功率能实现对LFM低频纹波的完全补偿时，总电流的纹波变化量与LFM和HFM之间的功率分配比以及LFM的开关频率无关，这是后续参数优化设计的基础。在设计合理的HFM开关频率后，所提HANPC拓扑可以输出较好的电能质量，而对LFM和HFM之间的功率分配比以及LFM的开关频率的优化设计不会影响总电流的电能质量，故可以在一定范围内对所提HANPC拓扑的损耗及成本进行优化。
由于FFM中器件（S1、S2、S3、S4）的工作频率固定为工频，且需承受总的负载电流，故FFM的运行损耗由负载功率所决定，而LFM的开关频率以及与HFM间的功率分配比会影响整个装置的运行损耗。为保证整体输出电流的波形质量，HFM维持在较高的开关频率范围，SiC器件的开关损耗波动较小。因此，本节以HANPC运行损耗最优为目标，对LFM和HFM之间的功率分配比以及LFM开关频率进行优化设计。Si IGBT器件选用Infineon的IKQ100N60T，SiC MOSFET器件选用Wolfspeed的C3M0045065D。
Si IGBT受电导调制效应影响，通态等效电阻随通态电流增加而减小，而SiC MOSFET的通态等效电阻基本不变。LFM与HFM之间负载电流分配不同会对总体的导通损耗造成影响，故应找到LFM与HFM之间负载电流分配的最优点。基波电流的导通损耗P1与LFM电流的有效值相关，即
（12）
式中，VCE为Si IGBT的导通零电流集电极-发射极电压；RSi为Si IGBT的集电极-发射极导通电阻；RDS(on)为SiC MOSFET的漏极-源极导通电阻；
和ISiRMS分别为LFM电流的平均值和有效值，表示为
（13）
（14）
式中，ISiMAX为LFM的电流峰值；M为调制比；cosf 为功率因数。进一步地，由总电流与LFM以及HFM电流的关系，得
（15）
式中，IRMS为总电流的有效值。因此，所提HANPC拓扑中高频模块和低频模块的电流分配比可由式（16）和式（17）得到。
（16）
（17）
降低LFM的开关频率可以减少开关损耗，但低开关频率意味着LFM电流的谐波较高，而谐波电流也会造成导通损耗增加。故要对LFM的开关频率进行优化，找到一个能让开关损耗和导通损耗折中的最优点。基于谐波电流的导通损耗以及LFM的开关损耗P2与LFM的开关频率有关，即
（18）
式中，IhSiRMS为LFM低频开关产生的谐波电流；fSi为LFM开关频率；ESiMAX为Si IGBT的最大开关能量损耗。进一步地，IhSiRMS可表示为
（19）
式中，THDSi为滤波参数一定时的LFM电流总谐波畸变率。通过最小二乘拟合得到THDSi和fSi之间的函数关系为
（20）
调制比M由最优电流分配中得到。由于基于基波电流的导通损耗、基于谐波电流的导通损耗和LFM开关损耗的变量之间有耦合关系，故应综合考虑LFM开关频率与功率分配比K对P1和P2之和的影响。
综合以上优化分析，以负载电流有效值45.96 A为例，建立不同LFM开关频率fSi和功率分配比K下的功率损耗关系模型，如图7所示。此外，为避免低频模块和高频模块间产生较大环流，低频模块基波电流和纹波电流之和应小于总电流。由式（12）、式（17）和式（18）可知，对于45.96 A的总电流，通过LFM负载电流为37.22 A，通过HFM负载电流为8.74 A；即该工况下对于所选器件，LFM分配81%的功率，而HFM仅分配19%的功率，就能使所提HANPC拓扑有最低的基波电流导通损耗。所选器件的最佳LFM开关频率约为1 700 Hz，此时有最低的谐波电流导通损耗以及LFM开关损耗。
图7 不同低频模块开关频率fSi和功率分配比K下的功率损耗
Fig.7 Under different low-frequency module switching frequency fSi and power distribution ratio K
所提HANPC的控制框图如图8所示。由HANPC各模块特性，分为FFM控制、LFM控制和HFM控制三个部分。LFM控制中将总电流d轴参考值
乘以一个功率分配比K得到LFM电流的d轴参考值
，q轴分量同理。LFM输出电流的d轴、q轴分量Ild、Ilq分别与参考值进行比较，通过PI控制器并减去耦合分量得到LFM调制波的d、q轴分量。该分量做坐标变换得到交流量LFM调制波
，与低频载波比较后生成LFM开关信号。在FFM控制中，通过判断的极性生成FFM的开关信号。
图8 所提HANPC控制框图
Fig.8 The control block diagram of the proposed HANPC
由于总电流电能质量与LFM开关频率以及功率分配比K无关，HFM控制需要保证总电流的电能质量，所以将总电流参考值减去LFM实际输出电流得到HFM的电流参考值Dilh。HFM输出电流ih作为控制反馈和HFM需要补偿的电流Dilh进行比较，Dilh和ih等物理量均为瞬时值。HFM的电流参考值Dilh为交流量，PR控制能实现对交流量的无静差跟 踪[23]，故将所得误差输入PR控制器中得到HFM调制波
。该调制波与高频载波比较后生成HFM开关信号。
为验证所提拓扑及调控策略的有效性，在Matlab/ Simulink中搭建所提HANPC并网仿真模型，仿真参数见表2。
4.1.1 基波补偿工况
以A相为例，HANPC在基波补偿工况下的仿真波形如图9～图12所示。网侧电压和电流波形如图9所示，在0.65 s之前，HANPC仅补偿无功功率，网侧电压、电流保持同相位；在0.65 s之后，既补偿无功功率又输出一定的有功功率，网侧电流减小。输出功率波形如图10所示，在0.65 s之前，输出有功功率为0，无功功率为36 kvar；0.65 s后经过一个短暂的暂态过程，输出有功功率最终稳定在24 kW而输出无功功率保持36 kvar不变。所提HANPC的LFM电流、HFM电流以及总电流如图11所示。在0.65s之前，LFM电流总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）为9.53%，而总电流THD=2.01%；0.65 s之后，LFM电流THD=9.47%，而总电流THD= 2.45%，总电流满足THD＜5%的要求。图12a～图12c分别为FFM、LFM和HFM器件的耐受电压，LFM器件工作于低频，而HFM器件工作于高频，充分发挥了SiC MOSFET器件开关损耗低的优势。
表2 仿真参数
Tab.2 Simulation parameters
参 数数 值 电网电压幅值VsN311 直流侧电压Vdc/V750 LFM电感L1/mH2.34 HFM电感L2/mH0.48 HFM频率fl/Hz1 700 HFM频率fh/kHz20 负载有功功率P/kW36 负载无功功率Q/kvar36 直流侧电容C1, C2/mF5 600 d轴PI参数kP110 kI110 q轴PI参数kP28 kI21 PR参数kP30.2 kR11 kR25 kR32
图9 网侧电压电流波形
Fig.9 Voltage and current waveforms on the grid side
图10 输出功率波形
Fig.10 Output power waveforms
图11 A相输出电流波形
Fig.11 Output current waveforms of phase A
图12 各器件耐受电压波形
Fig.12 The withstand voltage waveforms of each device
4.1.2 谐波补偿工况
以A相为例，HANPC在谐波补偿工况下的仿真波形如图13～图15所示。在0.65 s时刻，向负载侧注入3次谐波电流，如图13所示。在0.65 s之前，所提HANPC仅补偿无功功率；0.65 s之后，同时补偿负载侧无功电流及谐波电流，且谐波补偿电流仅通过HFM传输，以充分发挥SiC MOSFET器件的高频优势。其输出的补偿电流如图14a、图14b所示，从电流细节波形可以看出，HFM电流对LFM的低频电流纹波补偿效果较好。网侧电压和电流波形如图15所示，网侧电压、电流同相位，且未受谐波电流影响。
图13 负载电流波形
Fig.13 Load current waveform
为进一步验证所提拓扑及其调控策略的可行性，搭建HANPC在环实验平台。
4.2.1 基波补偿工况
以A相为例，HANPC的LFM、HFM以及总输出电流实验波形如图16所示。在5 s之前，仅输出无功功率为36 kvar，5 s时刻开始同时输出24 kW的有功功率和36 kvar的无功功率。输出功率突变后LFM和HFM输出电流均能快速响应。且HFM的电流将LFM的低频电流纹波补偿后，总输出电流仅呈现出高频特性。需要说明的是，SiC器件的开关频率可以达到50 kHz以上[24]，而本实验中SiC器件的开关频率远低于其最高工作频率。因此，若把SiC开关频率进一步提升，输出电流的波形质量可以进一步得到优化。
图14 A相补偿电流波形
Fig.14 Compensation current waveforms of phase A
图15 网侧电压电流波形
Fig.15 Voltage and current waveforms on the grid side
图17为各器件耐受电压实验波形，分别给出了FFM、LFM和HFM的器件耐压。FFM器件工作于工频，LFM器件工作于低频而HFM器件工作于高频，充分证明了所提调制策略的有效性。
图16 A相输出电流波形
Fig.16 Output current waveforms of phase A
图17 各器件耐受电压波形
Fig.17 The withstand voltage waveforms of each device
图18为网侧电压电流以及负载电流实验波形。在5 s之前，HANPC仅补偿无功功率，网侧电压、电流保持同相位；在5 s时刻开始，既补偿无功功率又输出一定的有功功率，网侧电流减小且负载电流保持稳定。
图18 网侧电压电流及负载电流波形
Fig.18 Grid-side voltage and current waveforms load current waveform
4.2.2 谐波补偿工况
以A相为例，图19为谐波补偿工况下的A相补偿电流实验波形。5 s时刻开始向负载侧注入3次谐波电流。在5 s之前，HANPC仅补偿无功功率；5 s之后，同时补偿负载侧无功电流及谐波电流，谐波补偿电流仅通过HFM传输且能实现快速响应。
图19 A相补偿电流波形
Fig.19 Compensation current waveforms of phase A
图20为谐波补偿工况下的网侧电压电流及负载电流实验波形。网侧电压和电流能保持同相位，在负载电流中注入谐波电流后，负载电流发生明显畸变，但网侧电流未受其影响。
图20 网侧电压电流及负载电流波形
Fig.20 Grid-side voltage and current and load current waveforms
为验证所提拓扑在运行损耗上的优势，基于Matlab/Simulink与PLECS联合仿真平台，在波形质量接近的条件下搭建了基于全Si IGBT器件的ANPC（Si-ANPC）、全SiC MOSFET器件的ANPC（SiC-ANPC）、文献[16]所提2 SiC+4 Si型ANPC、文献[22]所提SiC器件并联输出的ANPC以及所提HANPC拓扑的热损耗模型。其中，拓扑参数均与表2保持一致。其中，Si IGBT型号为Infineon- IKQ100N60T，SiC MOSFET型号为Wolfspeed- C3M0015065D和C3M0045065D。
在器件结温Tj=100℃、等效输出开关频率feq= 20 kHz条件下，不同负载功率时五种拓扑的损耗对比如图21所示。在开关损耗方面，Si-ANPC拓扑的开关损耗远高于其他拓扑，而文献[22]所提拓扑与所提HANPC拓扑的Si器件都工作在低频，SiC器件开关频率高但电流较小，很大程度上降低了开关损耗。在通态损耗方面，随着负载功率增大，五种拓扑的通态损耗增加。受器件通态特性以及通流水平影响，文献[22]所提拓扑的通态损耗随功率增加而增长最快。对于总损耗而言，Si-ANPC损耗最大。输出功率小于36 kvar时，LFM低开关频率造成的低频纹波较大，所提HANPC拓扑的损耗接近于SiC-ANPC拓扑；输出功率大于36 kvar时，低频纹波对损耗造成的影响减少，本文所提拓扑具有HFM只处理小部分功率的优势，损耗最低。以负载功率39 kvar为例，本文所提HANPC拓扑总损耗相比于Si-ANPC、SiC-ANPC、文献[16]拓扑和文献[22]拓扑分别降低38.1%、17.9%、16.1%和6.4%。
图21 不同负载功率下五种拓扑的损耗对比（Tj=100℃, feq=20 kHz）
Fig.21 Five topology loss comparison under different load power cases (Tj=100℃, feq=20 kHz)
在器件结温Tj=100℃、负载功率30 kvar条件下，不同等效输出开关频率时五种拓扑的损耗对比如图22所示。在开关损耗方面，Si-ANPC开关损耗最大，且随开关频率增加而增长最快，所提HANPC拓扑的HFM中SiC器件的电流小，故其开关损耗随开关频率增加而增长最慢。由于通态损耗不受开关频率变化的影响，故通态损耗基本保持不变。对于总损耗而言，所提HANPC拓扑损耗远低于Si-ANPC，且随开关频率增加而增长最慢。以等效开关频率25 kHz为例，所提HANPC拓扑总损耗相比于Si-ANPC、SiC-ANPC、文献[16]所提拓扑分别降低43.2%、12.4%和8.3%。
图22 不同等效开关频率下五种拓扑的损耗对比（Tj=100℃, Q=30 kvar）
Fig.22 Five topology loss comparison at different equivalent switching frequencies (Tj=100℃, Q=30 kvar)
不同负载功率下的效率曲线如图23所示。轻载条件下，效率接近SiC-ANPC；输出功率大于36 kvar后，所提HANPC效率优于SiC-ANPC和基于SiC器件并联输出的ANPC拓扑。
图23 不同负载功率下效率曲线（Tj=100℃, feq=20 kHz）
Fig.23 Efficiency curves under different load power cases (Tj=100℃, feq=20 kHz)
为进一步验证所提拓扑的优势，将所提拓扑与现有拓扑在开关器件、驱动芯片、驱动电源和滤波电感方面进行成本对比。基于全Si IGBT器件的ANPC、全SiC MOSFET器件的ANPC、文献[16]拓扑、文献[22]拓扑以及本文所提HANPC拓扑的成本对比见表3。其中Si IGBT选择Infineon- IKQ100N60T；SiC MOSFET选择Wolfspeed- C3M0015065D与C3M0045065D；Si IGBT驱动芯片和驱动电源分别选择1EDI60112AF和B1515S- 1WR3；SiC MOSFET驱动芯片和驱动电源分别选择1ED020I12-F2和QA153C-1504R3。以Si-ANPC拓扑成本为基准，SiC-ANPC拓扑成本增加222.2%，文献[16]所提拓扑成本增加71.8%，文献[22]所提拓扑成本增加65%，而本文所提HANPC拓扑相比Si-ANPC拓扑成本增加46.7%。故在保证输出性能的情况下，成本得到显著降低。
表3 成本对比
Tab.3 Cost comparison
拓扑元器件参数 (型号)价格/美元数量成本/美元 Si- ANPCSi IGBTInfineon-IKQ100N60T11.8718302.73 SiC MOSFET——— 驱动芯片1EDI60112AF2.0118 驱动电源B1515S-1WR30.8818 滤波电感3 mH (50 A)12.353 SiC- ANPCSi IGBT———975.36 SiC MOSFETWolfspeed-C3M0015065D48.1718 驱动芯片1ED020I12-F22.7518 驱动电源QA153C-1504R31.7718 滤波电感1 mH (50 A)8.983
（续）
拓扑元器件参数 (型号)价格/美元数量成本/美元 文献[16]Si IGBTInfineon-IKQ100N60T11.8712520.2 SiC MOSFETWolfspeed-C3M0015065D48.176 驱动芯片1EDI60112AF2.0112 1ED020I12-F22.756 驱动电源B1515S-1WR30.8812 QA153C-1504R31.776 滤波电感1 mH (50 A)8.983 文献[22]Si IGBTInfineon-IKQ100N60T11.8712499.44 SiC MOSFETWolfspeed-C3M0045065D19.6712 驱动芯片1EDI60112AF2.0112 1ED020I12-F22.7512 驱动电源B1515S-1WR30.8812 QA153C-1504R31.7712 滤波电感1.9 mH (25 A)5.346 本文所提HANPCSi IGBTInfineon-IKQ100N60T11.8718443.97 SiC MOSFETWolfspeed-C3M0045065D19.676 驱动芯片1EDI60112AF2.0118 1ED020I12-F22.756 驱动电源B1515S-1WR30.8818 QA153C-1504R31.776 滤波电感2.4 mH (40 A)9.693 0.5 mH (10 A)1.363
为提升并网变换器的输出性能及效率，本文提出一种基于异质混合半桥分流输出的有源中点钳位型变换器，得出如下结论：
1）所提HANPC拓扑通过分流输出的方式将大部分负载电流分配给低频模块，而高频模块只通过小部分电流，高频模块中SiC器件的所需容量显著降低，相较传统的全SiC-ANPC拓扑，成本降低了54.5%。
2）所提调制策略能将输出电压的高频开关动作集中于SiC MOSFET器件，Si IGBT工作于工频及低频，充分发挥了SiC器件开关损耗低的优势，可有效提高并网变换器的运行效率。
3）通过损耗及效率对比分析，验证了在轻载条件下，所提HANPC效率接近SiC-ANPC；输出功率大于36 kvar时，所提HANPC效率优于SiC-ANPC和基于SiC器件并联输出的ANPC拓扑。
此外，在后续工作中将构建有功输出以及谐波补偿工况下的损耗模型，进一步丰富损耗的对比 数据。
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Active Neutral-Point-Clamped Converter Based on Heterogeneous Hybrid Half-Bridge Shunt Output and Its Control Strategy
Abstract The multi-level converter based on the hybrid of SiC and Si devices can achieve the equivalent switching frequency and operating loss similar to the full SiC device converter, greatly reducing the device cost. To realize the comprehensive optimization of efficiency and cost of active neutral-point-clamped converter, this paper proposes an active neutral-point-clamped converter based on heterogeneous hybrid half-bridge shunt output, referred to as hybrid active neutral-point-clamped converter (HANPC). HANPC consists of a fundamental frequency module based on a Si IGBT device, a low-frequency module, and a high-frequency module based on a SiC MOSFET device.
This paper adopts the high- and low-frequency hybrid modulation strategy to utilize the low switching loss of SiC devices. Furthermore, the shunt compensation principle of the low-frequency and high-frequency modules is introduced. The low frequency of the Si device compensates for the large current, while the high frequency of the SiC device compensates for the small current and improves the waveform quality of the output current. The split ratio and switching frequency of the low-frequency and high-frequency modules are optimized, and the control strategy of HANPC is given.
The proposed topology can ensure the waveform quality of the total current. The Si IGBT works at the fundamental frequency and low frequency, while the high-frequency switching action is concentrated on the SiC MOSFET. In terms of operating loss, based on the joint simulation platform of Matlab/Simulink and PLECS, HANPC is compared with the existing topology under different load powers and equivalent switching frequencies. Taking the load power of 39 kvar and the equivalent switching frequency of 20kHz as an example, the total loss of the proposed HANPC topology is 38.1% and 17.9% lower than that of Si-ANPC and SiC-ANPC, respectively. In terms of cost, the proposed topology is compared with the existing topology in terms of switching devices, drive chips, drive power supplies, and filter inductors. The proposed topology cost is 46.7% higher than that of Si-ANPC and 54.5% lower than that of SiC-ANPC.
The following conclusions can be drawn. (1) The proposed HANPC topology distributes most of the load current to the low-frequency module through the shunt output, while the high-frequency module only passes a small part of the current. The required capacity of the SiC device in the high-frequency module is significantly reduced. Compared with the traditional full SiC-ANPC topology, the cost is reduced by 54.5%. (2) The proposed modulation strategy can focus the high-frequency switching action of the output voltage on the SiC MOSFET device, and the Si IGBT works at the fundamental frequency and low frequency, effectively improving the grid-connected converter's operation efficiency. (3) The efficiency of the proposed HANPC is close to that of SiC-ANPC under light load conditions. When the output power is greater than 36 kvar, the efficiency of the proposed HANPC is better than that of SiC-ANPC and ANPC topology based on the parallel output of SiC devices.
Keywords：Active neutral-point-clamped converter, Si IGBT, SiC MOSFET, shunt output, optimization design
中图分类号：TM464
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.241583
南方电网公司科技资助项目（090000KC23020073）。
收稿日期 2024-09-06
改稿日期 2024-12-17
钟 延 男，2000年生，硕士研究生，研究方向为电力电子在电力系统中的应用。
E-mail: yzhong_1120@163.com
侯玉超 男，1997年生，博士，研究方向为电力电子在电力系统中的应用。
E-mail: houyuchaoyx@163.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）