图1 轴承电蚀的主要类型
Fig.1 Main types of motor bearing electric erosion
摘要 随着电驱系统电压水平和开关频率的不断提高，轴承电流导致轴承电蚀损伤进而引起驱动电机故障的问题愈发严峻，成为限制电机寿命的主要原因，因此轴承电蚀抑制措施的研究成为当前和未来电驱系统的关键瓶颈之一。该文在轴承电流击穿传导机制和轴承电蚀介电损伤机制的基础上，从硬件、软件和混合措施三个方面对目前学者们提出的电蚀抑制措施进行了全面总结。根据硬件加装改造位置和软件原理实现方式的不同，总结归纳了四类硬件措施、四类软件措施及三类混合措施，同时对各个措施的抑制原理、作用位置、抑制效果和主要特征进行了详细的对比分析。最后对轴承电蚀抑制措施研究中的关键技术缺陷和未来发展方向进行了总结和展望。
关键词：电机驱动系统 轴承电流 轴承电蚀 电蚀抑制措施
近年来，驱动电机反复出现的轴承故障成为影响电驱系统可靠性的主要问题之一[1]，占到了电机总故障的40%～70%[2]。然而，造成电驱系统轴承故障[3]的原因除了负载过大、维护不足等机械原因[4]外，还与电流、电压等电气原因有关[5-6]。当轴承电压/轴电压超过轴承润滑脂的最大耐受电压（即润滑脂所能承受的最大电压值，或被称为“阈值电压”）时，就会发生击穿，同时寄生耦合电容失去绝缘特性变换为欧姆特性（转变为电阻），产生轴承电 流[7-8]，放电之后轴承寄生耦合电容电压下降，润滑脂膜的重新建立会使其再次转换为电容。因此，影响轴承电流发生频率和大小的因素主要是轴承电 压[9]/轴电压[10]和轴承阻容特性。轴承电压/轴电压和轴承阻容特性的大小决定了轴承电流的大小，而轴承阻容特性的模式切换频率决定了轴承电流的发生频率[11]。
轴承电流会导致轴承中润滑脂的电化学分解[12]、磨损颗粒的迅速累积以及轴承材料的磨损和局部熔融，从而致使润滑失效[13]和轴承表面的形态损伤[14]，这两类由轴承电流引起的轴承电气故障被称为轴承电蚀[15]，其主要类型如图1所示。电蚀会破坏轴承滚珠和滚道间的良好配合，加剧电机的振动和噪声[16]，降低轴承的使用寿命，造成轴承的早期失效，还可能会导致电磁干扰和射频干扰问题[17]。据统计，约有25%的轴承故障是由轴承电蚀引起的[18]，且这一百分比会随着电机持续运行时间的增加而逐渐增加，是一个自我放大的过程[2]，对电驱系统的可靠性造成了极大的影响。因此，有必要对轴承电蚀的抑制措施进行深入研究。
图1 轴承电蚀的主要类型
Fig.1 Main types of motor bearing electric erosion
尽管学者们在轴承电蚀领域进行了大量的研究，对轴承电流的击穿传导机制[19]和轴承电蚀的介电损伤机制[20]形成了普遍认可的科学解释[11-21]，并已提出了众多针对轴承电蚀的抑制措施。然而，目前几乎没有文献可以提供全面系统的轴承电蚀抑制措施的总结归纳，对于工程实践的应用价值十分有限。因此，为给未来电机驱动系统背景下轴承电蚀评估与抑制领域的潜在工作提供参考和指导，以期有效缓解或避免轴承的电蚀损伤，保证电机轴承的长期稳定运行，有必要对现有轴承电蚀的抑制措施进行全面审查。
一般来说，电驱系统轴承电蚀的抑制措施可分为三类：硬件抑制措施、软件抑制措施和混合抑制措施，如图2所示。本文全面详细地回顾了现有不同类型电机轴承电蚀抑制措施的关键研究进展：首先，根据作用位置的不同归纳了四种不同类型的轴承电蚀硬件抑制措施；其次，根据软件措施实现方式的不同总结了四种类型的轴承电蚀软件抑制措施；然后，对多个硬件、软件以及软硬件结合的轴承电蚀抑制措施进行概述；最后，对当前研究进展进行了简要评述，并提出了未来轴承电蚀抑制措施研究的方向和前景。
图2 电机轴承电蚀抑制措施的分类
Fig.2 Classification of motor bearing electric erosion suppression measures
脉宽调制（Pulse Width Modulation, PWM）技术所固有的高频脉冲特性，会产生高的电压变化率（dv/dt），造成三相电压不均衡，从而形成高频的共模电压（Common-Mode Voltage, CMV）Ucm[22-23]（三相绕组中点与参考地的间电位差）。共模电压脉冲会在逆变器每次开关操作时发生变化，其频率等于逆变器的开关频率[24]。高dv/dt的共模电压会形成定子绕组到地间的高频共模电流（Common-Mode Current, CMC）Icm，且逆变器输出的高频共模电压作用于电机端会引起轴承电压和轴电压，进而导致高频轴承电流的产生，轴承电流和电蚀的形成机理如图3所示。
S. Bell等[25]发现由PWM技术产生的高频轴承电流引起轴承电蚀故障的速度是传统低频轴承电流的7倍。这主要是由于传统的低频连续轴承电流虽然具有更高的总累积能量，但能量会均匀地分布在轴承表面上；而PWM产生的高频脉冲轴承电流则具有更高的瞬时峰值能量，其单个脉冲引起的局部微小区域损伤的累积，使得高频脉冲电流与高能低频电流相比可在更短的时间内造成轴承电蚀损伤[26]。
图3 PWM逆变器下的轴承电蚀形成机理
Fig.3 Formation mechanism of bearing electric erosion under PWM inverter
早期引起轴电压/轴承电压的原因主要与磁场不对称或静电电荷聚集有关[27]，但近年来机械设计和制造工艺的改进使得由这两种因素引起的轴承电压/轴电压的比例大大降低。目前，采用PWM逆变器的变频驱动电机可以显著减小转矩脉动，降低谐波损耗，提高系统的动态响应性能，具有更低的噪声和更高效的电磁功率转换，从而得到越来越广泛的应用[28-29]。因此，在PWM逆变器形成的高频共模电压作用下，引起的高频轴承电压/轴电压进而引发的高频轴承电流成为目前造成轴承电蚀损伤的主要原因[11]。
根据抑制轴承电流/电蚀的原理和加装改造位置的不同，可将电机轴承电蚀的硬件抑制措施分为四类：在共模电压产生后，对轴承电压/电流进行抑制的基于电机本体结构改造和基于轴承/润滑脂更换的被动抑制方法，以及直接从源头上对共模电压进行抑制的基于逆变器拓扑结构改造和基于加装逆变器与电机间滤波器的主动抑制方法。
1.1.1 静电屏蔽法
静电屏蔽（又称法拉第屏蔽）指通过在电机中插入接地的高电导率材料，改变定子槽的电场线分布，从而隔断或减小电机的寄生耦合电容[30]，进而降低轴承电压[31]。根据其屏蔽效果可分为：完全静电屏蔽[32]、部分静电屏蔽[33]和槽表面静电屏蔽[34]，如图4所示。
（1）完全静电屏蔽。D. F. Busse等[32]通过在定子和转子之间加装连续的接地铜表面屏蔽了转子与定子绕组/机壳间的寄生耦合电容（Cwr或Crf），有效降低了98%的轴承电压，由此消除了由轴承电压引起的静电放电加工（Electrical Discharge Machining, EDM）电流[35]，同时将电容耦合电流（dv/dt电流[36]）降低到可接受的水平。但由于完全静电屏蔽下高频电流的趋肤效应和屏蔽层位移电流的不均匀分布，电磁场分布散乱，会导致较大的额外涡流损耗和电机运行效率的降低[9]。
图4 三种静电屏蔽方法的结构示意图
Fig.4 Schematic structure of the three electrostatic shielding methods
（2）部分静电屏蔽。F. J. T. E. Ferreira等[33]通过在每个定子槽口处添加首尾相连并接地的静电屏蔽导体，有效地降低了寄生耦合电容Cwr、Crf和50%的轴承分压，而且这种较小的屏蔽导体不仅工艺简单，还减小了涡流损耗。
（3）槽表面静电屏蔽。P. J. Mäki-Ontto[37]通过在定子绕组的槽绝缘层中添加覆盖整个定子槽表面且同时接地的屏蔽罩，降低了定子绕组与机壳间的寄生耦合电容Cwf，为共模电流Icm[38]提供低阻抗路径，降低了由电磁感应引起的感应轴电压，有效抑制了环型共模磁通和循环轴承电流[39]，但其对Cwr影响不大，因此无法降低轴承电压。
静电屏蔽的方法无需改变电机的电磁计算程序，具有结实耐用、能够适应复杂恶劣工况的优势，但由于其改造困难、制造成本较高，暂未得到广泛应用。
1.1.2 转轴接地法
C. Ammann等[40]通过在转轴上加装接地电刷，使得转子和机壳间的寄生耦合电容Crf和轴承电容Cb被短接，电刷在转轴和机壳之间为电流提供了一个低阻抗路径，如图5所示，轴承电压变为极小的碳刷压降，可实现EDM电流的完全抑制。
接地法是目前最有效且便宜的解决方案，但传统电刷的有效性会随着使用时间的增加而迅速下降，尤其在高频信号作用下，持续保持电刷良好的高频率电接触和低阻抗是十分困难的[2]，需要外部机械调整和定期维护。为减少传统电刷常见的磨损问题，A. Muetze等[41]设计了由数百万导电微纤维制成的导电微纤维环，无需定期维护，使用寿命更长，同时适用于高频率和高电流/电压的应用。与接地电刷抑制原理类似，D. Ludois等[42]设计了一种与轴承并联的旋转电容器，其抑制轴电压和轴承电流的能力比微纤维环提高了约2倍。
图5 轴接地刷抑制原理的等效电路
Fig.5 Equivalent circuit diagram of the axial ground brush suppression principle
1.2.1 绝缘轴承
绝缘轴承通过增大轴承的阻抗或阻断轴承电流的流通路径[43-44]，显著地降低了所有类型的轴承电流，有效地抑制了轴承的电蚀损伤，是目前工程上较为常见的电蚀抑制措施。绝缘轴承主要可分为三类：普通绝缘轴承（内/外圈表面添加绝缘涂层[45]）、混合陶瓷轴承（仅滚动体为陶瓷，套圈为轴承钢）和全陶瓷轴承[46]，如图6所示。
图6 三种绝缘轴承结构示意图
Fig.6 Schematic diagram of three insulated bearing structures
（1）普通绝缘轴承。普通的绝缘轴承仍具有阻容特性，仅可在一定程度上减小电流，并不完全“绝缘”。例如，日本NTN开发的一种绝缘轴承可将其电阻提高到100 MW，击穿电压提高至2 kV[47]。A. Muetze等[36]的研究表明，安装一个绝缘轴承（非驱动端轴承）可减少40%的EDM电流和60%的循环电流；安装两个绝缘轴承可降低60%的EDM电流和80%的循环电流。绝缘层厚度的适当增加可实现电流抑制效果的增加[48]。但如果绝缘涂层结构性能不一致，高频轴承电流仍可能透过绝缘较差甚至失效的部位，形成放电回路，轴承的可靠性大幅降低。此外，D. F. Busse等[32]发现轴承的绝缘涂层会阻碍转子热量的传递（转子的热量通常经轴承传递至机壳），由此引发的散热问题也使得这种措施受到较大的限制[32]，因此部分学者认为普通绝缘轴承并非一种恰当的电蚀抑制措施。
（2）混合陶瓷轴承和全陶瓷轴承。这两种陶瓷轴承具有良好的电绝缘性能，可以切断电流通路[36]，完全抑制所有类型的轴承电流，在严酷的运行条件下也具有卓越的摩擦学性能，比一般钢制轴承的寿命长3～4倍[2]。然而，由于其成本昂贵，价格约为传统轴承的10～20倍，采购周期长，且陶瓷材料脆性大，抗压强度较弱[49]，因此暂未得到广泛的应用。
若采用轴承绝缘的方法，电机的两个轴承需同时绝缘，否则所有的电流都将流过未绝缘的轴承，加速其磨损，引起轴承的快速故障。而且，绝缘轴承的方法虽能在一定程度上抑制轴承电流，但并没有改变轴承内部电流的击穿传导机制，轴电压/轴承电压仍然存在，因此，使用绝缘轴承时，必须通过使用绝缘联轴器将转轴、负载及所有导电设备完全电气隔离，否则电流将从电机轴通过负载轴承流至地面或流经其他连接组件，引起更加难以估计的电磁损伤[9]。
1.2.2 导电润滑脂
当轴承采用导电润滑脂（或被称为低电阻率润滑油，电阻率在107 W·cm及以下）时，轴承的阻容特性仅表现为电阻，由此形成的导电通道避免了轴承润滑脂处电荷和电压的过度累积，电流“无声”地通过轴承内圈、滚珠和外圈，没有阈值电压现象的发生，从而起到抑制轴承电流和电蚀的效果[50]。同时，J. Suzumura[51]的研究也表明导电通道的形成使得相同电压下的电流密度低于非导电润滑脂。
然而，D. F. Busse等[32]发现导电润滑脂中悬浮的金属颗粒会加剧轴承的机械磨损，使得轴承表面的机械损伤增加约60%，Chen Shaotang等[52]的测试数据也表明，添加导电剂后，轴承寿命将减少至1/3。此外H. Tischmacher等[53]发现导电润滑脂会在电场作用下不断分解、变质，直至失去导电性，之后与非导电润滑脂表现类似的特性。目前，暂时还未发现导电性能较好的同时不加剧轴承磨损的润滑脂[54]。
在传统三相两电平电压源逆变器（Voltage Source Inverter, VSI）基础上，通过添加额外的硬件组件（如无源电抗、开关等）可改变VSI的拓扑结构，使得逆变器获得更多的自由度，从源头上降低甚至完全消除共模电压Ucm[55]。通过逆变器拓扑结构的改变实现电蚀抑制的措施主要包括：阻抗源逆变器、直流/交流去耦逆变器、双桥逆变器和改变接地点四种。
1.3.1 阻抗源逆变器
阻抗源逆变器是通过在传统VSI中加入无源电抗和快速恢复二极管，利用阻抗网络来替代传统直流链路的新型拓扑结构，包含两种常用架构：Z源逆变器（Z-Source Inverter, ZSI）[56]和准Z源逆变器（Quasi-Z-Source Inverter, Q-ZSI）[57]。这种拓扑允许逆变器上下桥臂的开关同时打开，无需引入死区时间，因此，逆变器可在不中断运行的情况下处理由共模电压引起的瞬时击穿，降低共模电压的变化频率，大大提高系统的可靠性。但阻抗源逆变器本身并不会降低共模电压的振幅水平，其需要与特定的调制技术结合使用，才能减少甚至完全消除共模电压/共模电流，例如，V. Erginer等[58]将改进的邻近模态脉宽调制（Near State-PWM, NS-PWM）技术用于降低光伏系统中三相ZSI的共模电压和共模电流；N. Noroozi等[59]将奇数PWM技术与Q-ZSI结合使用，消除了三相Q-ZSI中的共模电压和共模 电流。
此外，F. Bradaschia等[60]在这两种架构的基础上提出了改进型ZSI拓扑，显著降低了电压应力，降低了传导路径上的共模电流；Shen Miaosen[61]和Lei Qin等[57]分别针对ZSI和Q-ZSI提出了新型降低谐波损耗的控制方法，但阻抗源逆变器拓扑的成本和体积仍然限制了其广泛应用[62]。
1.3.2 直流/交流去耦逆变器
众所周知，当基于空间矢量PWM（Space Vector PWM, SV-PWM）技术的传统VSI应用零矢量时，会产生最高水平的共模电压Ucm=±Udc/2，其中Udc为直流母线电压。去耦逆变器就是通过在VSI中加入额外的快速开关元件和钳位二极管，使得在调制技术中应用零矢量时，断开逆变器与直流电源（直流去耦逆变器）或交流负载（交流去耦逆变器）的连接，从而消除零矢量产生的高水平共模电压[1]。根据这一思路，学者们提出了众多不同拓扑结构的去耦逆变器，其中，直流去耦逆变器可分为H7和H8系列，交流去耦逆变器较为典型的结构为VSI零电压整流器（VSI Zero Voltage Rectifier, VSIZVR）系列，见表1。
表1 不同类型的直流/交流去耦逆变器抑制共模电压效果和运行性能的对比
Tab.1 Comparison of CMV suppression effect and operational performance of different types of DC-AC decoupled inverters
VSI直流去耦逆变器交流去耦逆变器 H7系列H8系列VSIZVR系列 H7H7z/H7D1H8H8z/H8D2VSIZVR-D1VSIZVR-D2 共模电压水平零矢量V0-Udc/2Udc/6-Udc/2Udc/4-Udc/6-Udc/6-Udc/6 奇数矢量-Udc/6-Udc/6-Udc/6-Udc/6-Udc/6-Udc/6-Udc/6 偶数矢量Udc/6Udc/6Udc/6Udc/6Udc/6Udc/6Udc/6 零矢量V7Udc/2-Udc/4Udc/6-Udc/4Udc/6-Udc/6Udc/6 共模电压波形 性能电控效率— 传导损耗—≈≈ 开关损耗—≈≈≈≈ 参考文献—[63][64][65][66][67][67]
注：逆变器拓扑性能的表现好坏以传统VSI为参照，≈表示与VSI性能类似；
表示性能优于VSI；
表示性能劣于VSI；或 的数量表示更大程度的优化或恶化。
然而，这些去耦逆变器需要添加大量的有源器件才能消除最高水平的共模电压，附加设备会导致电机损耗的增加和效率的降低[1]，其复杂的操作和较大的开关损耗极大地限制了去耦逆变器的应用[68]。
1.3.3 双桥逆变器
R. Baranwal等[69]针对开式绕组电机[70]的电蚀问题，提出了双桥逆变器的方法。双桥逆变器是在传统VSI三相六个开关的基础上，再加上六个次序与之相反的开关，形成的两个逆变器分别连接开式绕组电机的两端，这两个极性相反的逆变器会产生平衡励磁，在与相应调制技术的配合下，几乎可以完全消除共模电压和轴承电流。但是这种方法的复杂性导致该方法暂时没有得到广泛应用[71]，且由于需要改变绕组的连接方式，仅限用于双绕组电机和开式绕组电机，如图7所示。
图7 双桥逆变器用于双绕组/开式绕组电机的拓扑结构
Fig.7 Topology of dual bridge inverter for dual winding/open winding motor
1.3.4 更改接地点
K. Iimori等[72]将传统VSI的直流母线电压用4个电容器隔开，根据逆变器不同的输出电压矢量，通过逻辑电路改变了直流母线的接地点。这种新颖的逆变器拓扑的改进方法，可将共模电压幅值降至Udc/6。该方法可用于电动汽车、移动电源等移动设备，但过多的组件数量会引起较大的损耗，通用性较差[73]。
逆变器拓扑结构的改变，可以从源头上降低或消除共模电压，进而降低轴承电流，抑制轴承的电蚀损伤。但拓扑结构的改变使得驱动系统的控制策略、调制技术也需随之改变，增加了系统的成本、体积、复杂性和额外的损耗。
1.4.1 无源滤波器
无源滤波器通常由两种方式实现：简单的级联到主电路的共模扼流圈[74]/共模变压器[75]和并联到主电路的电感-电容（LC）/电阻-电容（RC）/电阻-电感-电容（RLC）衰减网络[76]。
（1）共模扼流圈/共模变压器。共模扼流圈/共模变压器通过限制电机输入端的电压变化率，抑制高频共模电流的振荡，可降低30%～90%的高频共模电流（具体取决于滤波器的类型和参数），从而抑制轴电压、循环轴承电流和转子接地电流，但其却无法改变逆变器输出的共模电压和轴承电压，无法抑制EDM电流。例如，A. Muetze[77]和Fu Dianbo等[78]提出的共模扼流圈由绕在一个公共铁心上的三个对称绕组组成，由图8a可知，其可将共模电流峰值减小到原始值的10%，但对方均根值和平均值无明显效果[79]。在共模扼流圈的基础上，S. Ogasawara等[75]额外连接了一个紧密耦合的二次绕组，并通过电阻Rt将端子短路，设计了一种公共铁心更小的共模变压器，如图8b所示，它可以将共模电流的方均根值降低到初始值的25%。但由于共模扼流圈/共模变压器通常非常巨大、沉重且昂贵，一般用于绝缘系统较差、长电缆的电机系统，而且N. Hanigovszki等[80]的研究表明这种方法可能引起振铃过冲，导致峰值电压超过直流母线电压的两倍，增加了双脉冲发生的可能性。
图8 共模扼流圈/共模变压器的结构示意图
Fig.8 Schematic structure of common mode choke/transformer
（2）LC/RC/RLC衰减网络。典型的无源衰减网络包括：正弦滤波器（LC）[81-82]和dv/dt滤波器 （RLC）[83-84]，如图9a和图9b所示，它们均属于差模滤波器，可同时减少差模和共模电压变化率，从而抑制电机端的共模电压和共模电流。例如，H. Akagi等[82]提出的含有显著电抗的正弦滤波器，可使电机端电流/电压波形接近正弦曲线，大幅抵消了电机端子处的共模电压，但由于其在电压和电流中引入了额外的相移，需要同时修改控制策略，且修改后的控制策略必须考虑滤波器电感和电容[80]。M. Pastura[84]和A. B. Anirudh等[83]设计的dv/dt滤波器可降低70%的共模电流，且其电感和电容低于正弦滤波器，具有更小的尺寸、更低的损耗和更高的可靠性。
图9 典型无源衰减网络的结构示意图
Fig.9 Schematic structure of a typical passive attenuation network
除了以上两种典型的无源滤波器，学者们也提出了众多变体[85-87]。例如，D. A. Rendusara等[88]将电容器的中性点交替连接到逆变器直流母线或形成直流链路的电容器中点；这些方案可以更大程度地降低共模电压和共模电流，但也使得系统更为复杂，甚至有时需要对逆变器内部进行干预。此外，电阻和电感的使用使得大多数无源滤波器具有体积大和损耗高的缺点[89]，虽然可以有效降低dv/dt，但其对于输出电压的谐波抑制效果非常有限，故而暂时只有较少的实际商业化应用。
1.4.2 有源滤波器
为降低滤波器的体积和损耗，I. Takahashi等[90]利用两个互补晶体管和一个共模变压器实现了共模电流的补偿，这种有源电流注入补偿的方法有效地抑制了电机端的共模电流，且不会因系统负载和阻抗发生谐振。在此基础上，S. Ogasawara等[91]设计了一种有源共模噪声消除器（Active Common-mode noise Canceller, ACC），通过在逆变器和电机之间施加与共模电压幅值相同、极性相反的补偿电压，实现了共模电压的所有频率分量的补偿，同时抑制了共模电压和共模电流，轴承电流几乎被完全消 除[92]。传统的ACC如图10所示[91]，但由于推挽晶体管线性面积的限制，这种传统的有源滤波器暂时无法适应于高压应用[89]。
图10 典型有源共模噪声消除器结构示意图
Fig.10 Schematic diagram of the structure of a typical ACC
此后，众多学者们在ACC的基础上进行了深入研究[93-94]，这些改进后的有源滤波器拓扑不仅更大程度地抑制了共模电压和共模电流，还提高了整个驱动系统的可靠性和电磁兼容性，增强了高压/高频驱动系统的适用性。例如，Mei Chenggang等[95]通过引入单独直流电源将ACC与中压PWM逆变器集成；S. Takahashi等[96]设计的带有高速运算放大器的ACC可以降低30 MHz以上的高频噪声；R. M. Tallam等[97]提出的基于可控电子设备的ACC可同时降低差模和共模电压，解决了单独ACC无法衰减差模dv/dt的缺点；郑柳鹏[98]提出的第四臂共模电压补偿器（the Fourth-Arm CMV Compensator, FACC）不受调制指数范围的限制。尽管所有有源滤波器方法都被证明是有效的，但它们需要接入直流母线并集成一个笨重的共模变压器以进行电压补偿，共模变压器体积大且设计制造复杂，尤其在目前高度集成的趋势下，不便于对现有电机驱动系统的改造[71]。
综上所述，在逆变器与电机之间添加有源或无源滤波器都是一种昂贵且复杂的解决方案[99]。此外，滤波器的实际衰减情况难以确定且易受输入/输出参数的影响，随着运行时间的增加或运行条件的改变，滤波器可能失去最佳工作状态或失去作 用[73]，甚至导致系统不稳定、通用性较差。
表2总结归纳了各硬件抑制措施的抑制效果与主要特征，对电驱系统进行改造的硬件措施虽能在一定程度上抑制轴承的电蚀损伤，但制造维护成本和系统复杂性的增加极大地限制了这些措施的实际应用。近年来，基于逆变器PWM技术优化的软件抑制措施以更经济、更灵活且无需额外硬件改造的优势引起了广泛的关注。
表2 轴承电蚀硬件抑制措施的抑制效果与主要特征
Tab.2 Suppression effects and main characteristics of bearing electric erosion suppression measures of hardware
共模电压共模电流轴电压轴承电压dv/dt电流EDM电流循环电流转子接地电流优点缺点 电机本体结构静电屏蔽完全静电屏蔽[32]×××完全大幅完全××结实耐用，无需改变电磁计算程序，能够适应复杂恶劣工况改造困难且成本昂贵，涡流损耗大 部分静电屏蔽[33]×××部分大幅大幅×× 槽表面静电屏蔽[34]×提供低阻抗路径大幅×大幅×大幅部分 接地法轴接地刷[40]×提供低阻抗路径大幅大幅部分完全与对面绝缘轴承结合使用有效若无高频接地带和绝缘联轴器可能增加改造简单，成本低寿命短，需定期维护单独使用会导致系统中其他部位电流的增加 导电微纤维环[41]无需定期维护，寿命长，适用于高频高压的应用成本昂贵，采购周期长 旋转电容器[42, 100] 轴承处绝缘轴承普通绝缘涂层轴承[45, 48]××××部分部分大幅大幅改造简单，成本低绝缘涂层易被击穿，可靠性低；阻碍转子散热需同时配合使用绝缘联轴器或接地电刷，否则可能损伤电机其他部件及负载 混合陶瓷/全陶瓷轴承[101-102]××××完全完全完全完全改造简单；抑制效果好；寿命长，可靠性高；适用于严酷条件成本昂贵，采购周期长，脆性大，抗压强度差 导电润滑脂[51, 53]××不会降低，无阈值电压现象电流“无声”地通过轴承，无击穿现象发生成本低，易于实施易分解变质，加剧机械磨损，降低轴承寿命 逆变器阻抗源逆变器[57, 59]本身仅降低共模电压的变化频率，但无法降低共模电压振幅，与特定调制技术结合使用时，才能减少甚至完全消除源头上降低共模电压/共模电流，可靠性好高复杂性，高成本；附加器件导致电机损耗的增加和效率的降低；控制策略/调制技术需随之改变，通用性差 直流/交流去耦逆变器[65, 67]部分或大幅部分部分部分部分部分部分部分 双桥逆变器[69]完全大幅完全完全完全完全完全完全 改变接地点[72]大幅部分部分部分部分部分部分部分 逆变器与电机间无源滤波器共模扼流圈[77]/共模变压器[75, 78]×大幅部分×大幅×部分部分抵消电机端输入的共模电压/共模电流；无需改变逆变器与电机本体结构高复杂性，高成本；体积大，损耗大；滤波器衰减情况难以确定，且易受输入/输出参数的影响，通用性差 LC/RC/RLC衰减网络[83, 84]部分甚至大幅降低，具体取决于滤波器类型和参数 有源滤波器[92, 96]大幅降低甚至完全消除，具体取决于滤波器类型和参数
注：×表示该措施无抑制效果。
逆变器的PWM可通过载波PWM（Carrier Based-PWM, CB-PWM）[103]或SV-PWM[104]的方法实现[1]，而其中CB-PWM零序信号的注入（三相载波同时处于高/低电平）和SV-PWM零空间矢量（V0/V7）的作用会导致共模电压最高水平±Udc/2的出现[105]，因此CB/SV技术中零状态的出现是输出最大共模电压的主要原因。针对这一问题，学者们设计了众多基于CB/SV的共模电压抑制技术（Reduced Common Mode Voltage-PWM, RCMV- PWM），从源头上缓解轴承电蚀损伤。
CB-PWM指通过调制波和载波比较产生开关控制脉冲的调制策略，正弦脉冲宽度调制（Sine Pulse Width Modulation, SPWM）就是一种典型的CB-PWM，如图11a所示。目前，学者们在SPWM的基础上，通过改变载波信号位置的方式设计了众多抑制共模电压的CB-PWM技术[106]，比较典型的包括载波相移PWM（Carrier Phase Shift PWM, CPS- PWM）和载波峰值位置调制（Carrier Peak Position Modulation, CPPM）[107]，如图11b和图11c所示。
图11 SPWM、CPS-PWM、CPPM技术下三相逆变器中不同载波（上）、三相输出脉冲（中）和输出共模电压（下）的波形
Fig.11 Waveforms of different carriers (top), three-phase output pulses (middle) and output common-mode voltage (bottom) in three-phase inverter with SPWM, CPS-PWM, CPPM techniques
2.1.1 载波相移PWM（CPS-PWM）
J. W. Kimball等[108]通过将SPWM三个载波的峰值相互交错Tc/3（Tc为载波周期）（见图11b），避免了三相载波同时处于高/低电平，由此提出的CPS-PWM有效地降低了零状态出现的频率。但由于该方法本质上是在载波相移过程将电压谐波由共模转移至差模，与典型的SPWM相比，其会产生显著的电压/电流纹波现象，引起输出电压和输出电流的总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）增加[109]，从而导致电机运行效果下降。此外，该方法还受到调制指数Mi（线性调制范围[110]）的限制。当Mi＜0.523时，零状态被完全消除，共模电压峰值降至±Udc/6；而当Mi＞0.523时，零状态无法被完全消除，输出共模电压的方均根值虽被有效降低，但峰值仍为±Udc/2。
2.1.2 载波峰值位置调制（CPPM）
为打破CPS-PWM调制指数Mi的限制，Huang Jin等[111]提出了CPPM方案，使用斜三角载波代替传统的对称三角载波，在考虑死区切换时间的同时使得三角载波的峰值位置延迟或提前，避免了所有调制指数下的零状态，其输出的共模电压只出现两电平电压±Udc/6，如图11c所示。但由于CPPM输出的差模电压谐波与CPS-PWM技术类似，且延迟或超前脉冲会导致输出的电压波形在正弦峰值附近出现轻微失真，因此其输出线电压的THD甚至略高于CPS-PWM技术下的THD[111]。
针对CPS-PWM和CPPM的电压/电流纹波问题，学者们进行了诸多改进，例如，Huang Jin等[112]提出基于实时谐波参数估计的反向注入的方法，通过生成与低频谐波相位相反的正弦波，抵消共模电压的低频谐波。
SV-PWM指通过开关状态的不同组合使得输出电压矢量旋转接近圆形轨迹的一种调制技术，输出矢量由某一扇区的两个非零矢量和两个零矢量的不同时间组合得到，如图12a所示。与基于载波的SPWM相比，SV-PWM可拓宽约15%的电压线性调制范围，且具有更低的电压/电流纹波。离散脉宽调制（Discontinuous PWM, D-PWM）如图12b所示。目前，学者们在SV-PWM的基础上，通过避免零矢量的应用设计了众多无零矢量脉宽调制（Nonzero PWM, NZ-PWM）技术[113]，主要包括疏远模态脉宽调制（Remote State PWM, RS-PWM）、邻近模态脉宽调制（Near State PWM, NS-PWM）、有效零矢量脉宽调制（Active Zero State PWM, AZS-PWM）及它们的变体技术，如图12c和图12e所示。
图12 SV-PWM、D-PWM和NZ-PWM技术下参考矢量合成图与各矢量开关状态及对应的共模电压水平
Fig.12 Reference vector synthesis diagram with switching states and common mode voltage levels corresponding to each vector for SV-PWM, D-PWM and NZ-PWM techniques
2.2.1 疏远模态脉宽调制（RS-PWM）
M. Cacciato等[114]提出的RS-PWM技术采用与SV-PWM不同的扇区划分方式，在三个各为120°的扇区中仅使用产生相同共模电压水平的三个相差120°的有效矢量，即仅使用固定矢量组：偶数组（V2、V4、V6）或者奇数组（V1、V3、V5）来合成参考矢量Vref。该方法可将共模电压水平保持在+Udc/6或-Udc/6，如图12c所示。但由于该方法只有三种开关状态，因此每个周期中矢量切换次数增加引起的额外开关损耗会降低逆变器的控制效率。
此外，RS-PWM可输出的线性调制范围与SV-PWM相比大大缩小，Mi最大仅为0.604，极大地限制了该方法的应用。因此，RS-PWM通常仅应用于额定电压低于0.5×2Udc/3（Mi＜0.52
或与输出滤波器结合使用的情况[115]。M. Cacciato等[114]针对这一问题提出了RS-PWM的变体，通过交替使用奇偶矢量，以共模电流方均根值的略微增加为代价将线性范围增大了16%。
2.2.2 邻近模态脉宽调制（NS-PWM）
E. Un等[116]设计的NS-PWM技术划分的六个扇区与SV-PWM的扇区相差30°，其通过使用距离Vref最近的矢量和相邻的两个活动矢量合成目标矢量，将共模电压水平保持在-Udc/6～+Udc/6，如图12d所示。该方法可使逆变器的一个分支在一个周期内不改变状态，降低了开关损耗，特别是在高调制指数范围内，表现出优异的整体性能特征。但NS-PWM可实现的调制范围仅为Mi∈[0.61, 0.91]，限制了电驱系统速度（或转矩）控制范围，当用于某些需要全线性范围的应用时，通常需要与其他技术相结合，创建混合调制。
2.2.3 有效零矢量脉宽调制（AZS-PWM）
G. Oriti等[117]提出的AZS-PWM技术在SV-PWM已选择的两个有效矢量的基础上，使用两个相位相反的有效矢量（V1V4、V2V5、V3V6）代替两个零矢量（V0、V7），每个矢量的作用时间为原本零矢量的作用时间。该方法可将共模电压水平保持在-Udc/6～+Udc/6，且其扇区的划分方式、线性调制范围、控制器效率和开关损耗与SV-PWM技术相同，因此与其他NZ-PWM技术相比，具有明显的优势，如图12e所示。
由于两个相反相位有效矢量选择方案的多样性，因此形成了AZS-PWM1[118]、AZS-PWM2[119]、AZS-PWM3[110]等多种衍生技术，如图13所示。AZS- PWM1和AZS-PWM2重复选择了其中一个已使用的矢量和与之对应的相位相反的矢量；AZS-PWM3则选择了与已使用两个有效矢量不同的相反矢量，但这三种方案每个周期的逆变器开关的换向次数和开关损耗均是相同的。
图13 AZS-PWM技术三种变体的矢量合成
Fig.13 Vector synthesis of the three variants of the AZS-PWM technique
尽管以上三种NZ-PWM都可将共模电压幅值降低到±Udc/6，但在开关切换瞬间，共模电压的阶跃电平仍为Udc/3。由于共模电压dv/dt对共模电流起着决定性作用，因此这几种NZ-PWM技术仅可部分降低共模电流的方均根值，无法降低共模电流的峰值[89]，其中，RS-PWM可以在一个PWM周期内保持共模电压的恒定，因此其降低共模电流的性能优于其他RCMV-PWM技术[115]。而且，以上所有NZ-PWM技术均会引起输出电压/输出电流的谐波含量和THD的增加，以及直流母线电容器中电压纹波现象的加剧，增加了逆变器交流侧和直流侧的应力，降低了电机电压/电流的输出质量。甚至Jiang Dong等[120]发现，当共模环路谐振频率接近相应的谐波时，NZ-PWM会放大共模电流，加剧共模电流幅值。
与基于CB/SV的RCMV-PWM技术不同，D- PWM技术[121]无法降低共模电压和共模电流的幅值水平，其通过在每个调制周期中仅使用一个零矢量和两个相邻的有效矢量，可实现共模电压在每个周期内转换次数的降低。T. D. Nguyen等[122]指出，D-PWM虽仅将共模电压幅值控制在-Udc/6～+Udc/2或-Udc/2～+Udc/6，但使得逆变器的平均开关频率降低了33%[122]，可在保持与SV-PWM相同线性范围的同时，降低开关损耗，如图12b所示。
学者们对D-PWM技术进行了深入研究，提出了众多变体[123-125]，这些技术对共模电压的抑制效果虽不如RCMV-PWM技术优异，但其属于多目标技术，在电压调制范围、输出电流纹波、直流总线电流纹波和平均开关频率要求等方面表现优异，且不会影响驱动系统的运行效率。然而，Jiang Dong等[120]却发现，在低调制指数区域中，D-PWM的调制信号幅值远大于基于SV/CB的RCMV-PWM技术，会产生更多的共模电流导致更严重的电蚀损伤，因此不建议将D-PWM用于低调制指数应用。
现有研究中从软件层面降低共模电压的方法大多都基于各种PWM技术，但电机控制策略的改进也可实现共模电压幅值水平的降低。模型预测控制（Model Predictive Control, MPC）是一种灵活且稳健的控制策略，可较容易地将降低共模电压作为附加目标合并到传统的MPC中[126-127]，例如，S. K. Hoseini等[128]提出的两种基于SV-PWM和误差最小化的预测电流控制（Predictive Current Control, PCC）策略（见图14a、图14b）、S. K. Mun等[129]提出的不使用成本函数的模型预测电流控制（ModelPredictive Current Control, MPCC）策略（见图14c）和M. Rivera[130]改进后的调制模型预测控制（Modu- lation Model Predictive Control, MMPC）策略（见图14d）等，均通过有效矢量代替零矢量的方式将共模电压限制在±Udc/6以内。而且MPC策略在整个线性范围内均有效，包括过调制范围，虽然同样也会引起输出电流失真，但其输出电流的THD问题明显优于之前的RCMV-PWM技术，可实现更精确的电流控制、相对较低的电流纹波和电流误差[131-132]。
图14 基于MPC策略的电蚀软件抑制措施结构框图
Fig.14 Block diagram of the structure of electric erosion suppression measures of software based on MPC
表3总结归纳了各软件抑制措施对共模电压的抑制效果及其对电机驱动系统主要性能特征的影响。表中线性调制范围（Mi调制指数）定义为[110, 121]：Mi=U1m/U1m6-step，其中，U1m6-step为六步操作中线电压基波分量幅值的大小，即U1m6-step=2Udc/p，U1m为线间电压基波分量的大小。线性调制范围反映了电机驱动系统转速或转矩控制范围，在线性调制范围之外的调制器，其瞬态动态性能会显著劣化，输出电压幅度始终与参考值不同，且输出电压伴有显著的低频谐波，导致电机电流波形的严重失真。
从源头上降低共模电压的RCMV-PWM技术，虽可较大程度地减少轴承电流的产生和轴承电蚀损伤，但其对电压线性调制范围、直流电压利用率、交流输出电压/电流纹波（THD）、直流母线电流纹波、开关损耗、电控效率等逆变器调制品质带了不可避免的负面影响，使得电机运行过程中的转矩脉动和噪声振动问题更加严峻，降低了电机驱动系统的运行质量。从控制角度抑制共模电压的MPC策略，虽通过调整成本函数的权重，可在抑制CMV和保持调制性能之间找到良好的平衡，但会引起计算成本的增加，影响电机驱动系统转速/转矩的控制精度、过冲程度、响应时间等控制性能[132]。
表3 轴承电蚀软件抑制措施的抑制效果与主要特征
Tab.3 Suppression effect and main characteristics of bearing electric erosion suppression measures by software
基于载波D-PWM[122-123]基于空间矢量控制策略MPC[132] SPWM[133-134]CPS-PWM[108, 135]CPPM[89, 111]SV-PWM[136]AZS-PWM[119, 137]RS-PWM[114]NS-PWM[116, 138] 使用电压矢量———每个周期仅用一个零矢量所有矢量有效矢量只有奇数/偶数矢量交替使用奇/偶矢量有效矢量— 抑制效果CMV峰值±Udc/2Mi＜0.523,±Udc/6Mi＞0.523,±Udc/2±Udc/6±Udc/2±Udc/2±Udc/6-Udc/2或+Udc/2±Udc/6±Udc/6±Udc/6 CMV波形—— 调制性能线性调制范围Mi0～0.7850～0.7850～0.7850～0.910～0.910～0.910～0.520～0.600.61～0.910～0.91 直流电压利用率0.8660.8660.8661110.580.6711 电控效率≈≈≈—≈ 传导损耗≈≈≈≈—≈≈≈≈ 开关效率≈≈≈—≈ THD— 直流母线电流纹波— 两相同时切换现象否否否否否是是否否
注：各软件抑制措施调制性能的优劣以经典SV-PWM为参照，≈表示与SV-PWM性能类似； 表示性能优于SV-PWM； 表示性能劣于SV-PWM； 或 的数量表示更大程度的优化或恶化。
此外，AZS-PWM和RS-PWM技术还涉及到逆变器脉冲反转和死区效应问题[110]，这两类技术需要不同支路的同时切换，此时瞬时的线间电压和转矩纹波的极性反转会导致电机端子处出现明显的过电压；虽然实际应用中，死区时间的存在使得几乎不可能同时切换两个支路，但死区效应下仍会产生额外的零状态，引起短时高CMV脉冲的发生。
单一的软件措施虽可从源头上通过降低或消除共模电压实现轴承电流的抑制，但会对电机驱动系统的运行质量产生负面影响；而单一硬件措施的加装和改造极大程度地增加了制造系统复杂性和维护成本，甚至某些硬件措施在减少某一类型轴承电流的同时，可能会增加其他类型的轴承电流或驱动系统其他部分的破坏性电流[2]。因此，部分学者通过将各个硬件或软件措施相结合，在抑制轴承电流和电蚀问题的同时，弥补了单一硬件/软件措施的缺陷。
现有轴承电流/电蚀混合抑制措施可分为混合硬件措施、混合软件措施和软硬件结合的抑制措施。
单一的被动硬件措施无法抑制所有类型的轴承电流，甚至某些硬件措施在减少某一类型轴承电流的同时，可能会增加其他类型的轴承电流或驱动系统其他部分的破坏性电流[2]。例如，接地电刷单独使用时仅可抑制EDM电流，但若将电机转轴一侧的接地电刷与对侧绝缘轴承配合使用，则可同时实现循环轴承电流的抑制[2]。而且当机壳没有充分接地时，电流会通过接地电刷流向负载，导致转子接地电流的增加，此时可在接地电刷的基础上结合绝缘联轴器或在电机机壳和驱动负载之间使用高频接地带[2, 71]，减少转子接地电流。
对于抑制效果有限的单一硬件措施，多个硬件措施的混合配置可以更大程度地抑制轴承电流/电蚀，例如，单一共模扼流圈的抑制效果会随着逆变器和电机间电缆长度的增加而降低，但正弦滤波器和共模扼流圈配合使用即可在长电缆场景下最大程度地降低电机的dv/dt[71]；P. Garg等[139]提出的双桥逆变器与第四臂共模电压补偿器结合的新型拓扑可将共模电压降低60%，共模电流降低80%；Chen Xiyou等[140]提出的共模变压器与RLC差模滤波器的混合配置，可同时抑制共模和差模的dv/dt，甚至可将共模电压的方均根值降低80%。
经济灵活的主动软件措施虽可从源头上通过降低或消除共模电压实现轴承电流的抑制，但各单一的RCMV-PWM技术会对电机驱动系统的调制性能和运行质量产生负面影响，甚至部分RCMV-PWM技术的应用还极大程度地受到线性调制范围和直流电压利用率的限制。
目前的混合软件措施大多是综合考虑各单一RCMV-PWM技术优缺点的混合调制技术[141]，例如，为扩大RS-PWM的线性调制范围，M. Cacciato等[142]将RS-PWM与改进的空间矢量调制相结合，提出了混合调制（Modified RS Space Vector PWM, MRS-SV-PWM）方法，该方法在扩大线性调制范围和降低共模电流之间取得了良好的折衷，弥补了单一RS-PWM指数的限制，但该混合调制技术仍面临单一RS-PWM技术的死区时间效应的问题，其死区时间内的共模电压达到直流母线电压的一半。进而，为避免死区时间效应下共模电压峰值的突增，A. Janabi等[143]提出了一种混合空间矢量脉宽调制方法，虽然该方法仅可将共模电压峰值降低至Udc/3，但其可将共模电压的谐波集中至三倍的基频范围内，低频的共模电压可降低EDM电流的发生次数，缓解电驱系统的电磁干扰。此外，为避免AZS-PWM技术面临的逆变器脉冲反转问题，A. M. Hava等[144]将高调制指数下整体性能优越NS-PWM与适用于低调制指数AZS-PWM3相结合，显著降低了50%的共模电压和30%的共模电流，该方法在提高线性调制范围的同时，避免了电机端子处的过电压，使得在脉冲反转期间具有足够长的零电压时间。
多种硬件措施的混合配置使得电机驱动系统更为复杂，极大程度地增加了系统的功率损耗和制造维护成本；而且，与单一的RCMV-PWM技术相比，现有混合调制技术的交流测和直流侧电压/电流纹波现象并无明显改善。因此，近年来，部分学者常通过将软件抑制措施分别与硬件措施（改变逆变器拓扑结构或加装无源/有源滤波器）相结合，创建软硬件结合的混合措施，以此完全消除共模电压，或降低系统的功率损耗、缓解输出电流的纹波现象[145]。
三相两电平逆变器拓扑结构的改变通常伴随着电机驱动系统控制策略/调制技术的随之改变。通过在逆变器拓扑结构改进的基础上，结合各抑制共模电压的控制策略/调制技术，几乎可完全消除共模电压和共模电流。改进后的逆变器拓扑与RCMV- PWM技术的结合，例如，双桥逆变器与混合脉宽调制技术[146]的结合、VSIZVR-D2逆变器拓扑结构与CCMV-PWM[67]技术的结合可实现共模电压和共模电流的完全消除，但这种结合方式未能缓解RCMV-PWM技术的电流纹波现象，且加剧了逆变器的功率损耗；双桥逆变器与模型预测转矩控制相结合的混合措施[70]同样面临MPC策略的计算负担问题。
逆变器与电机间加装的滤波器通常具有较多的元件数量和较大的尺寸，但滤波器与RCMV-PWM技术的联合应用，可降低滤波器的尺寸和系统成本，例如，具有组合滤波器的两相PWM技术[147]可在减小滤波器结构体积和质量的同时，降低91%的轴承电流有效值；无源滤波器与AZS-PWM的联合应用[148]，可将无源滤波器的尺寸减半。然而，这种混合措施无法缓解AZS-PWM输出电流的纹波现象。为缓解现有RCMV-PWM技术的纹波现象，提高逆变器输出电压/电流的质量，Huang Jin等[89]通过CPPM与混合滤波器结合的方式，同时降低了共模和差模谐波，将输出电流的THD从9%降低到2.5%以下，满足了大多数负载对逆变器输出交流电压的要求。
驱动电机内部的轴承电蚀损伤综合了电力电子技术、电磁场理论、流体力学理论、接触力学理论、电机设计等多学科理论，是一个极其复杂的现象。对于轴承电流和电蚀的研究和抑制是当前和未来电驱系统的关键瓶颈之一。本文对轴承电流和电蚀的硬件、软件和混合抑制措施进行了审查，以获得对电蚀抑制措施原理、效果、特点及缺陷全面和系统的理解。虽然众多学者已对电蚀的抑制措施进行了大量的研究，可以在一定程度上较好地缓解共模电压、轴承电流和电蚀现象，但就目前研究的深度和广度而言，仍需对相关方向进行更多更深入的研究，具体如下：
1）单一的硬件抑制措施均会较大程度地增加电机驱动系统的复杂性和制造维护成本。接地电刷、绝缘轴承及导电润滑脂等简单硬件措施，虽抑制效果有限且可靠性差需定期维护，但却成本低廉、改造简单、易于实施。静电屏蔽、改变逆变器拓扑结构和加装滤波器等复杂硬件措施则成本昂贵、结构复杂、通用性差，且会加剧电机驱动系统的损耗，但改变逆变器拓扑结构和静电屏蔽方法的可靠性高、无需后期维护，加装滤波器的方法易于安装，无需对逆变器和电机本体进行改造。
2）单一的软件抑制措施均会降低系统的运行质量。软件抑制措施虽更为灵活通用、易于实施，但基于载波或空间矢量的RCMV-PWM技术会对输出电压/电流纹波、电控效率等逆变器调制性能造成负面影响，甚至部分RCMV-PWM技术的应用极大程度地受到电压线性调制范围/直流电压利用率的限制。DPWM等多目标技术虽在调制范围、电流纹波和功率损耗等方面表现优异，但其对共模电压或共模电流的抑制效果较差。MPC等控制策略则会引起计算成本的增加，对控制精度、过冲程度、响应时间等电机驱动系统的控制性能产生负面影响。
3）现有混合软件/硬件抑制措施的抑制效果有限且负面影响大。多种硬件措施的混合配置会使得系统更为复杂、通用性更差，极大程度地增加了系统的功率损耗和制造维护成本。而现有混合软件措施多聚焦于混合调制技术，其无法改善单一RCMV- PWM技术下逆变器交流测和直流侧电压/电流的纹波现象和功率损耗问题。融合MPC等控制策略优异调制性能和RCMV-PWM调制技术简单抑制思想（避免零状态的出现）的混合“调控”措施可能是未来潜在的重要研究方向。
4）从软硬件结合的角度进行轴承电蚀抑制的措施仍需深入研究。各种单一或混合的硬件或软件抑制措施在抑制效果、复杂性、通用性、成本等方面各有优劣。如何合理结合电机本体、轴承、逆变器、滤波器等硬件措施和调制技术、控制策略等软件措施，在抑制轴承电流和电蚀的同时，保持或提高电机的直流电压利用率、输出电压电流质量以及运行效率是电蚀抑制措施研究中的重要方向。
5）轴承电流和轴承电蚀之间极其复杂的相互关系使得抑制措施较难标准化、通用化。根据电机工作环境和轴承电流类型，针对性选择或设计合适的抑制措施也是十分重要的研究方向。例如，工业电机驱动系统和车载电机驱动系统的共模电路存在较大差异：车内有限的空间导致电源与车体间距离较小，使得电源/直流母线与车体间的寄生电容较大，从而导致电机等效电路架构的改变；电动汽车行驶工况复杂，路面不平度、爬坡度和频繁的加减速会引起电机运行参数的频繁变化，从而导致电机等效电路参数的改变等。由此可对综合考虑电动汽车结构、行驶工况、电压平台等因素的轴承电蚀抑制措施进行针对性的深入研究。
此外，近年来，性能更高、开关速度更快、损耗更少的新型宽带隙半导体器件正在逐步进入电机驱动系统领域[149-150]。与传统的基于硅的绝缘栅双极晶体管技术相比，新型宽带隙半导体器件更短的电压爬升时间会导致更高的dv/dt[68, 84]和更严重的轴承电蚀损伤。因此，十分有必要针对性地开展轴承电流和轴承电蚀抑制措施的持续研究。
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A Review of Research on Bearing Electrical-Erosion Suppression Measures in Electric Drive Systems
Abstract In recent years, the recurring issue of bearing electrical erosion in drive motors has deteriorated the coordination between bearing balls and raceways, exacerbating motor vibration and noise, reducing bearing lifespan, and causing early failure. Extensive research has been conducted on bearing electrical erosion, with widely accepted scientific explanations for the dielectric damage mechanism, the breakdown conduction mechanism of bearing currents, and the proposal of numerous suppression measures for bearing electrical erosion. However, comprehensive and systematic summaries remain lacking, limiting their applicability and value in engineering practice.
Based on the breakdown conduction mechanism of bearing currents and the dielectric damage mechanism of bearing electrical erosion, this paper reviews the suppression measures from three perspectives: hardware, software, and hybrid. A detailed comparative analysis of each measure’s suppression principles, location of action, suppression effects, and key characteristics is presented. According to the different places of hardware modifications, the hardware suppression measures are categorized into four types: “motor structure”, “bearing”, “inverter”, and “between inverter and motor”. Although these hardware measures, which involve modifications to the electric drive system, can suppress bearing electrical erosion to some extent, the increased manufacturing and maintenance costs and the added complexity of the system severely limit their practical application. As a result, software-based suppression measures aimed at reducing the common-mode voltage at the source have garnered widespread attention due to their cost-effectiveness, flexibility, and lack of additional hardware modifications. According to the different implementation methods, this paper classifies the software suppression measures into four categories: carrier-based pulse-width modulation (PWM), space vector PWM modulation, discontinuous PWM, and control strategies like model predictive control. These software measures can significantly reduce the bearing current and mitigate electrical erosion. However, adverse impacts on the motor’s operational performance, such as output quality and operational efficiency, are inevitable. According to the different ways of mixing, this paper classifies the hybrid measures into three categories: hybrid hardware configuration, hybrid modulation software, and hardware and software combination. However, the suppression effect of the existing hybrid suppression measures is still limited and has a significant negative impact.
Bearing electrical erosion remains a critical bottleneck in electric drive systems. Therefore, future research will focus on maintaining or improving DC voltage utilization, output voltage/current quality, and operational efficiency; suppressing bearing currents and electrical erosion; and selecting or designing appropriate suppression measures based on the motor’s operating environment and types of bearing currents.
Keywords：Electrical drive systems, bearing currents, bearing electrical-erosion, electrical-erosion suppression measures
中图分类号：TM341
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.241632
重庆市技术创新与应用发展专项重点资助项目（CSTB2022TIAD- KPX0050）。
收稿日期 2024-09-14
改稿日期 2024-10-10
肖宗鑫 女，1998年出生，博士研究生，主要研究方向为新能源汽车与智能网联汽车、电动汽车动力传动系统。
E-mail: xxiaozongxin@163.com
胡明辉 男，1975年出生，博士，教授，博士研究生导师，主要研究方向为车辆动力传动及控制、混合动力传动系统、电动汽车动力传动系统。
E-mail: hu_ming@cqu.edu.cn（通信作者）
（编辑 崔文静）