（1）
摘要 电池换电站可提供充电服务，大大缩短了充电时间。随着电动汽车充电功率水平越来越高，电池换电站需要连接到中压电网以扩大其容量。在传统解决方案中，电力电子变压器用于构建低压直流母线，充电桩通过分布式直流变换器与低压母线相连接。然而这种拓扑结构需要大量变换器和两个功率变换级，由此增加了设备成本。该文提出一种仅需一个功率变换级的大规模电池充电拓扑结构，以减少变换器中器件数量，实现了开关管的零电压软开关（ZVS），提升了系统效率。此外，还提出一种电压均衡电路和电压匹配控制策略，以解决由荷电状态差异引起的功率不匹配问题。电压匹配控制可以拓宽变换器充电电压范围，降低蓄电池充电电流纹波。仿真和实验验证了拓扑和控制策略的可行性。
关键词：电池充电 热插拔 模块化变换器 电压均衡
空气污染与全球气候变暖问题日益严重，而电动汽车的发展可以有效地缓解这些问题[1-5]。与燃油汽车相比，电动汽车的不足在于充电过程比较费时。采用外置变换器的直流快速充电桩功率可以达到几十kW，但充电时间仍然在小时级别。而电池换电站可以解决这一问题，并提供更好的经济效益和调度灵活性[6-7]。
换电站为电动汽车提供充满电的电池，并对于回收耗尽的电池进行统一的充电。换电站中为蓄电池充电的充电桩可选拓扑方案很多，常见的拓扑基于低压交流电网，如带功率因数校正的整流器加直流变换器的两级式结构[8]。另外也有基于低压直流母线的分布式充电拓扑。文献[9-10]采用三电平CLLC谐振变换器的充电拓扑，可适用于宽范围的蓄电池电压。文献[11]采用电容钳位型LLC变换器作为充电拓扑，可以减小磁性元件的体积，从而提高功率密度。上述拓扑适用于小功率充电结构，而不适用于大规模换电站。
大规模换电站充电系统需要接入中压配电网以提升充电容量。文献[12-13]采用基于级联H桥及隔离型直流变换器的固态变压器实现中压交流到低压直流的变换，电池充电部分功率处理器连接到低压母线。但充电功率经过了两级变换，带来较高的功率损耗和设备成本。目前的方案都依赖于交流电网，而将充电系统接入备受关注的中压直流电网[14-15]，则更能发挥动力电池的直流优势。连接中压母线与低压单元常采用模块化结构[16]，但将模块串联以接入中压直流电网，会由于换电站动力电池荷电状态（State of Charge, SOC）不同，带来串联电压不均的问题，部分模块可能损坏有源器件或者无法给蓄电池充电，这将在第1节进行说明。为了保证电容电压均衡，可以借鉴现有的拓扑方案，包括升降压型[17]、开关电容型[18]、Cuk型[19]、串联LC支路[20]等。但上述拓扑都需要额外的均压单元实现电压均衡，增加了有源器件数量。
上述模块串联结构[17-20]的电压均衡控制，都可令各模块电压相等。考虑到本文应用场景中输出侧为端口电压不固定的蓄电池，令各模块电压相等忽视了各端口蓄电池电压特性。相较于固定电压，令输入端口电压根据蓄电池电压进行调整，有助于变换器每个子模块的输入输出侧电压更加匹配。
文献[21-22]将电动汽车蓄电池连接至模块化多电平换流器（Modular Multilevel Converter, MMC）的子模块电容上以接入中压电网，这种拓扑采用单级功率变换，但没有实现端口间电气隔离。而且由于MMC端口外接蓄电池，很容易由于有功功率差异导致电容电压不均衡，进而致使MMC基波环流和子模块电容电压纹波增加[23]。
因此，本文提出了一种适用于换电站的单级模块化多端口变换器及相应的电压匹配控制策略，变换器由模块化移相全桥电路组成，具有一个中压端口和多个低压端口。优点如下：通过器件复用技术使得变换器仅需一级功率变换，减少了有源元件，有利于降低成本；具有串联电压均衡功能，便于从中压直流电网取电，且能应对动力电池SOC不均的情况，实现了均压支路开关管的零电压软开关（Zero Voltage Switching, ZVS），提升了效率；采用热插拔策略实现充电口即插即用及充电端口间的电气隔离。
本文主要创新如下：
（1）提出了一种只需要一级功率变换的蓄电池充电拓扑并分析了其工作原理，通过器件复用减少了有源器件的数量，实现了均压支路所有开关管的零电压软开关。
（2）提出了电压匹配控制策略，使中压侧端口电压能匹配蓄电池电压，更适合蓄电池充电场合。该策略可以拓宽变换器充电电压范围，还能降低蓄电池的充电电流纹波。
为了将模块化结构接入中压直流电网，传统方案是将其串联以承受高电压，然而将其运用到换电站给不同动力电池充电时，会导致模块输入电压不均衡。
动力电池在充电时需要根据SOC选择不同的充电电流或者功率。由于电池是从不同电动汽车上回收的，因此动力电池SOC不相等，这就导致每个子模块的功率不一致，即
（1）
式中，pk（k=1, 2,…, N）为第k个模块的功率。若忽略模块输入侧电容上的纹波，可以得到
（2）
式中，uk为第k个模块的输入侧电压；iin为多端口直流变换器的输入电流，所有子模块输入侧串联，因此输入电流相等。根据式（2）可以推导出
（3）
由此可知自然状态下，子模块输入电压是不均衡的，功率越大的模块电压越高。而子模块电压之和等于中压直流母线电压，因此会出现某些电压远高于额定值，某些电压远低于额定值的情况。
模块输入电压过低会导致该模块无法为电池充电，变换器工作区域示意图如图1所示。由于变换器的输出增益有限，假设增益固定，变换器的工作区间可以表示为图1的区域1、2、3。由于变换器二次侧接动力电池，而电池为了防止过充过放，存在充电截止电压Uoc和放电截止电压UBoff，因此变换器二次侧工作区间被限制为电池工作区间，变换器只能工作于区域1。由图1可知，若变换器输入电压过低，低于Vin_min，变换器只能工作于区域2，但该区域不在电池工作区间内，输出的电压比UBoff低，因此无法给蓄电池充电。由于所有模块电压和等于中压电网电压，部分模块输入电压过低必然会导致其他模块电压过高。
图1 变换器工作区域示意图
Fig.1 The working area of the converter
综上所述，传统输入串联型拓扑运用于换电站场合，由于动力电池SOC不同会导致子模块输入电压不均衡。一方面，由于有源器件的耐压有限，电压过高可能会损坏开关器件，不利于接入中压电网；另一方面，电压过低会限制充电功率而无法实现充电。因此，保证输入电压均衡是将输入串联型拓扑运用到换电站的重要环节。
本文提出适用于大规模动力电池充电的单级多端口直流变换器拓扑，如图2所示，图2中标注了所有元器件及电压电流测量点。图2中，u1～uN为各模块的输入侧电压，iin为变换器的输入电流，S1,1～S4,N为变换器一次侧开关管，VD1,1～VD4,N为二次侧二极管，LB与CB分别为LC支路中电感与电容，Lf为移相全桥中电感，LBAT为连接蓄电池的电感。
采用模块化设计，共N个模块。子模块选用移相全桥，所有开关管占空比均为50%。通过调节两个主桥臂驱动信号之间的移相角来控制子模块传输的功率，移相全桥的输入侧串联以连接中压直流母线，输出侧单独作为充电端口，连接动力电池。由于移相全桥含有高频变压器，因此所有充电端口实现了电气隔离，可实现储能电池设备接地，降低工作人员触电风险。从中压直流母线到充电端口，仅含有一级功率变换，有助于降低硬件成本和变换器功率损耗。
图2 提出的单级模块化多端口变换器拓扑
Fig.2 The single-stage modular multi-port converter
将几种传统电压均衡拓扑与本文LC支路结构进行对比，假设模块数为N，不同拓扑器件数量比较见表1。可以看到，几种传统电压均衡拓扑都需要至少2(N-1)个开关管，而本文拓扑通过器件复用，只增加了无源器件，不增加开关管，减少了整个变换器中有源器件数量。
表1 不同拓扑器件数量比较
Tab.1 The number of devices in different topologies
拓扑类型开关管电感电容 Buck-Boost[17]2(N-1)N-10 开关电容[18]2N0N-1 Cuk[19]2N0N LC环形均衡[20]2(N-1)N1 本文LC支路0N-1N-1
针对传统移相全桥拓扑，为了解决串联电压不均衡问题，本文在相邻模块输入侧插入LC均衡支路，由LB,k和CB,k（k=1, 2,…, N-1）组成，如图2所示。LB,k和CB,k用于均衡Ck和Ck+1的电压。各子模块的S1,k与S3,k被复用，在实现移相全桥为蓄电池充电的同时，通过控制不同子模块的S1,k和S1,k+1之间的移相角，实现两个子模块电容之间功率传输。
将各模块之间充电功率的差值，命名为差异功率。LC均衡支路通过给差异功率提供额外的传输通道，让充电功率低的模块向充电功率高的模块传输功率，最终实现子模块充电功率均衡。第k个LC均衡支路所需传输的差异功率PBref_k应满足
（4）
式中，Pi为第i个子模块的蓄电池充电功率。由此可以得到变换器所需传输的最大差异功率PBref_max为
（5）
式中，PSM为子模块额定功率。
将电压均衡的目标设定为各模块电压相等，以方便差异功率传输过程的分析。电压均衡稳态过程分析如下：假设初始时刻各子模块输入电压相等，即uk=uk+1=VSM，VSM为子模块额定电压，均衡电路的功能是传输差异功率。以Ck向Ck+1传输能量为例进行说明，S1,k+1滞后S1,k导通，两模块均衡电路在一个开关周期内的工作过程如图3所示。为了将均衡原理推广至多模块，图4展示了三模块均衡电路的关键波形，图3对应的工作过程涵盖在其中。图中，iLB,k为电感LB,k的电流，uLB,k为电感LB,k的电压，uCB,k为电容CB,k的电压。定义dB,k为S1,k和S1,k+1之间的移相角占开关周期的比值，Ts为开关周期。
图3 均衡电路工作过程
Fig.3 The process of the self-voltage balancing
图4 电压均衡过程关键波形
Fig.4 Key waveforms of the self-voltage balancing
下面结合图3与图4，求取电感电流表达式，以进一步分析其功率传输过程。由图3a可知，由于死区时间内S1,k与S3,k关闭，电流为负，电流流过S1,k的反并联二极管。电感LB,k承受正向电压，电感电流上升。电感电流满足
（6）
由图3b可知，S1,k开始导通。由于电感LB,k始终承受正向电压，初始电流为负，因此电流经历换向过程，t1～t2时段电流为负且不断降低，t2～t3时段电流为正且不断上升。电感电流表达式依旧满足式（6）。
由图3c可知，S1,k+1与S3,k+1关闭，电流为正，电流流过S1,k+1反并联二极管，功率从Ck传输到CB,k。电感电流满足
（7）
由图3d可知，S1,k+1开始导通。功率依旧从Ck传输到CB,k。电感电流仍满足式（7）。
与上述分析类似，另外半个周期内的电感电流表达式也可以求取，因此一个周期内电感电流表达式为
（8）
由稳态下电感的伏秒平衡可以得到电容CB,k的电压表达式为
（9）
进而可以求得电感电流iLB,k的表达式为
（10）
由分析可知，当t0≤t＜t3时，为电流换向阶段；当t3≤t＜t5时，为功率传输阶段，电容Ck向CB,k传输能量；当t5≤t＜t8时，为电流换向阶段；当 t8≤t＜t10时，为功率传输阶段，电容CB,k向Ck+1传输能量。因此，一个开关周期Ts内，传输的差异功率满足
（11）
因此，通过改变移相角dB,k的大小，就能改变每个开关周期内，电容Ck向电容Ck+1传输的功率，若该功率值等于所需传输的差异功率PBref,k，就能维持相邻两模块电容的电压均衡。由图4可知，三模块的电压均衡电路可以视为2个两模块电压均衡电路的叠加，且电压均衡过程互不影响。因此，可以将两模块的电压均衡原理推广至多模块，每两个相邻模块间电压均衡，最终保证了所有模块电压均衡。
S1,k和S3,k被均衡电路和全桥电路复用。S1,k、S3,k与S2,k、S4,k、Lf,1、VD1,k～VD4,k、LBAT,k组成全桥电路，通过模块内移相完成对蓄电池的充电控制。S1,k、S3,k与LB,k、CB,k、S1,k、S3,k组成均衡电路，通过模块间移相控制完成传统电压均衡或者电压匹配控制，为全桥电路提供一个稳定的电压。由于只有S1,k、S3,k被复用，其只工作于导通或关闭状态，因此可以单独分析全桥电路与均衡电路，再将S1,k、S3,k的电流叠加，即可得到其实际电流。
S1,k和S3,k的驱动需要特别注意。对于第1个模块，S1,1和S3,1的驱动信号是固定不变的，对于第k（k≥2）个模块，S1,k和S3,k的驱动信号则以S1,k-1和S3,k-1的驱动信号为基准进行模块间移相。对于所有模块，S2,k和S4,k的驱动信号以S1,k和S3,k为基准进行模块内移相。
如果开关管S1,k与S3,k的体二极管在其驱动信号为高电平之前处于导通状态，则实现ZVS导通。S1,k与S3,k实现ZVS导通的条件为
（12）
式中，tS1,k为S1,k导通时刻；tS2,k为S2,k导通时刻。
通过对LC均衡电路的分析，结合图4，可知无论移相角为正或者为负，都能得到
（13）
由传统移相全桥电路的分析可知，移相全桥相位超前臂能够实现ZVS。因此可以得到式（14），S2,k与S4,k闭锁时等号成立。
（14）
结合式（13）与式（14）可知，可以满足式（12）的ZVS条件，因此开关管S1,k与S3,k能实现电压均衡工作状态下的ZVS。相位滞后管S2,k与S4,k的ZVS实现条件与传统移相全桥电路的分析一致，不再赘述。
根据式（11）可知，当dB,k≥0时PB,k的表达式，同样地，可以推出dB,k＜0时PB,k的表达式。考虑到采用电压匹配控制时输入电压不相等，将PB,k表达式进行调整，得到式（15）。模块间能传输的最大差异功率PB_max表示为式（16）。
（15）
（16）
将dB,k限制在-0.25＜dB,k＜0.25范围内。当0＜ dB,k＜0.25时，功率从模块k转移到模块k+1，移相角越大，传输的功率越大；当−0.25＜dB,k＜0时，功率从模块k+1转移到模块k，|dB,k|越大，传输的功率越大。由式（15）可以求得dB,k的表达式为
（17）
1.7.1 电感LB的参数设计
当dB,k=±0.25时，|PB,k|取得最大值PBmax。由式（16）可知，LB的大小决定了模块间差异功率的传输能力。由式（5）可得LC支路所需传输的差异功率的最大值为PBrefmax。假设rmar为传输裕度，为了确保LC支路传递足够的差异功率，应满足
（18）
电感LB的取值为
（19）
1.7.2 电容CB的参数设计
电容CB的作用是维持稳定的电压。在选择CB参数时主要考虑其电压纹波。CB的电流等于LB的电流。根据图4，CB在半个开关周期内以ILB的电流充电，而在另一半开关周期内以-ILB的电流放电。因此，电压纹波的计算公式为
（20）
ILB的值可近似为
（21）
综合式（20）与式（21），可以得到
（22）
将r定义为设定的电压纹波比，因此可以得到电容参数为
（23）
考虑到不同端口外接蓄电池SOC和健康状态（State of Health, SOH）状态不同，不同端口的电压差会比较大。而保证输入端口电压u1～uN的绝对相等是非必须的，只要保证各模块电压在预设范围之内即可，如小于1.2Vg/N，Vg为中压直流母线电压。系数1.2可以根据实际电路进行调整。为了确保对蓄电池进行充电，还需要让输入电压大于蓄电池电压。因此电压匹配控制策略是在上述电压均衡分析的基础上，根据端口蓄电池电压，按比例调整对应模块输入电压，使得每个模块输入电压与输出电压更加匹配，具体约束为
（24）
考虑到部分端口不接入蓄电池，将其电压设定为相邻两模块电压平均值，以减小相邻模块间电压差。如果模块N没有接入蓄电池，其输入电压等于模块N-1的电压。
最后得到各模块电压求解过程如图5所示。各模块电压求解过程解释如下：首先找到第1个接电池的端口n（n≤N），以其端口电压un为基准，按蓄电池电压uB,i与uB,n的比例得到其余接电池的端口i对应的电压ui；通过相邻模块电压平均值得到不接电池的端口对应的电压uj；将求得的N个模块电压相加，总和为Vg，解得基准值un，进而求得所有模块端口电压；随后将各端口电压与阈值进行比较，如果所有端口电压都不超过阈值，则求解结束；如果某个端口电压超过阈值，则将其设定为阈值。即uk＞1.2Vg/N时，令uk=1.2Vg/N；当uk＜(1+g)uB,k时，令uk=(1+g)uB,k；系数g 根据变换器送出功率所需的输入输出端口电压差确定；将固定值返回并覆盖对应ui，重新求解直至结束。
图5 各模块电压求解过程
Fig.5 The process of solving for the voltages
将各端口电压参考值的选择从传统电压均衡控制中的电压完全相等改为端口电压匹配蓄电池电压，具有两点好处。一方面，变换器各模块给蓄电池充电，需要满足模块输入电压高于蓄电池电压。采用传统电压均衡控制时，输入电压为Vg/N；而改为电压匹配控制时，输入电压最高可达1.2Vg/N。如果需要兼容更高电压的蓄电池，在变换器安全裕度内，还能继续提升。如果多个蓄电池电压过高，即使按比例分配还是电压不足，可以闭锁部分模块，待部分电池充满退出后再给其余模块充电。通过上述措施，拓宽变换器可充电的蓄电池电压范围。另一方面，针对蓄电池电压低的模块，降低输入侧电压，可以降低二次侧二极管的整流电压，从而减小输出电感LBAT所承受的电压，进而降低其电流纹波。综上所述，电压匹配控制策略可以拓宽变换器可充电的蓄电池电压范围，还能降低电压较低的蓄电池的充电电流纹波。
移相全桥传输的功率与其一次侧两个桥臂之间的移相角有关，工作状态与传统移相全桥一致。蓄电池充电策略选择为经典的恒流（Constant Current, CC）充电与恒压（Constant Voltage, CV）充电，参考电流和电压分别定义为Iset和Uset。文献[24]推导了移相全桥的小信号模型以及输出电压/输出电流闭环控制策略，因此选取其作为蓄电池恒压/恒流充电的控制策略，并融合了恒流/恒压充电自动切换原理，如图6a所示。
由于变换器二次侧充电端口接入不同的蓄电池或者不接入蓄电池，充电端口功率很容易不均衡，根据式（4）可知，某一蓄电池充电功率发生变化，就需要调整所有功率均衡支路的功率PB,k以维持电压均衡。考虑到充电功率的差异进而引起输入电容电压的变化需要一定时间，为提高响应速度，加入功率前馈作为内环，最终控制框图如图6b所示。uk_ref与uk+1_ref为根据电压匹配控制策略计算出来的电压参考值。利用式（4）和式（17），可以计算出dB,k的理论值DB,k，再结合电压闭环的微调，得到最终移相角dB,k。一旦功率差异出现变化，所有电压均衡模块立即做出响应，以快速到达稳态。
（a）蓄电池充电策略
（b）电压均衡控制策略
图6 系统控制框图
Fig.6 Control diagram of the system
由于蓄电池充电的模块内移相控制与电压均衡的模块间移相控制同时工作，因此如果两种控制的响应速度接近，会相互影响。
为了降低这种影响，两者的控制速度需要重点考虑。电压均衡能稳定子模块输入电压，是蓄电池充电的必要条件。因此，模块间移相角控制优先级高于模块内移相角控制。让模块间移相控制速度远快于模块内移相控制速度，使两者近似独立，尽可能地降低相互影响。
动力电池不会同时被充满，最先充满的会被先卸下来备用并换上耗尽的电池，在更换充满电的电池时，其余端口需要保持继续工作。因此，设备需要具备热插拔的功能。基于本文拓扑提出如下热插拔的策略。
通过端口电压对端口所处的状态进行判断。当第k个充电端口未连接电池时，其输出电压uB,k=0，该端口处于待机状态，S2,k和S4,k被闭锁，无功率输出，但S1,k和S3,k仍处于开关状态，配合LB,k和CB,k维持Ck的电压，为下一次充电做好准备。
当电池接入充电端口时，由于端口电感的存在，不会有过电流，此时检测到该端口电压超过电池的截止电压UBoff（电池被完全放电所处的电压），认定有电池接入，端口进入充电状态，S2,k和S4,k进入开关状态。当电池充满电时，S2,k和S4,k将重新被闭锁，使得输出电感的电流为0，保证电池被卸载时不会有过电压。
电池从装载到卸载的整个过程如图7所示。实线表示电池端电压，点画线表示蓄电池电流。t1时刻检测到端口有蓄电池接入，开始采用恒流充电模式。电流保持恒定，电压缓慢增加。t2时刻电池电压到达切换阈值，充电模式变为恒压充电，充电电流开始缓慢下降。t3时刻，蓄电池充电电流达到阈值，充电完成。t4时刻将充满电的电池卸载。
图7 电池充电过程
Fig.7 The charging process of a battery
采用Matlab/Simulink搭建了5模块的仿真模型，中压直流母线电压为5 kV，变换器参数见表2。
表2 变换器参数
Tab.2 Parameters of the converter
参 数仿真值实验值 模块参数直流母线电压/V5 000120 子模块额定功率PSM/W85 000300 子模块额定电压VSM/V1 00060 输入电容C1,C2/mF220150 变压器电压比1:11:1 电感LSM/mH108 开关频率fs/kHz2020 LC支路参数电感LB/mH1220 电容CB/mF180100 电池参数标称电压/V82044.4 额定容量/(A·h)20012 截止电压/V63833.3
首先，通过仿真验证电压匹配控制功能，如图8所示。每个蓄电池设定不同的工作状态，蓄电池1至蓄电池5的端口电压分别为650、700、800、850、900 V。t0时刻之前，电池充电电流iB,1～iB,5分别设定为100、90、80、80、80 A，如图8a所示。可以看到变换器实际输出电流能够跟踪到给定值。t0时刻之后，改变电池充电电流参考值为100、90、70、60、50 A，电流依然能跟踪到给定值。图8b为变换器的输入电压。可以看到，虽然变换器输出功率（电池充电功率）不均衡，但各子模块能根据电压匹配控制策略，将输入电压保持为给定值，分别为833、897、1 026、1 090、1 154 V。t0时刻功率突变，输入电压出现轻微的波动后迅速恢复到设定值。因此拓扑的电压匹配控制功能得到验证。
（a）输出电流
（b）输入电压
图8 均压功能验证
Fig.8 Verification of voltage equalization
接下来从拓宽变换器可充电电压范围与降低电压较低蓄电池的充电电流纹波两方面，对传统电压均衡控制与电压匹配控制策略进行对比。
首先，通过变换器1与变换器2分别给端口电压为970 V的两组蓄电池充电，充电电流参考值都设置为100 A，波形如图9a所示。模块1的输入电压提升为1 154 V，代表采用电压匹配控制增大了输入电压，电流用iB,a表示。模块2的输入电压固定为1 000 V，代表采用传统电压均衡控制将输入电压固定为电网电压平均值，电流如iB,b所示。可以看到，模块1的充电电流能跟踪到参考值100 A，而模块2只能以4.5 A给蓄电池充电，功率传输受限。
然后，通过变换器1与2分别给电压为600 V的两组蓄电池充电，充电电流参考值都设置为100 A。波形如图9b所示。模块1的输入电压为1 000 V，代表采用传统电压均衡控制，电流如iB,c所示；模块2的输入电压为833 V，代表采用电压匹配控制降低输入电压，电流如iB,d所示。充电电流iB,c与iB,d平均值都为100 A，但iB,c电流纹波为5.5 A而iB,d电流纹波降低为3.3 A。因此通过电压匹配控制降低输入电压，可以降低蓄电池充电电流纹波。
（a）不同电压下充电电流
（b）充电电流纹波
图9 传统电压均衡控制与电压匹配控制策略对比
Fig.9 Comparison of different voltage balance control strategies
仿真验证了变换器的输入电压均衡功能，电压匹配控制的优势也得到了验证。
为验证理论分析，制作了一个3模块小比例实验样机，直流母线电压为180 V，如图10所示。中压直流母线由电压源（ITECH IT6513D）模拟。图10中样机参数见表2中实验值，以下面两种工况进行了实验。
工况1：验证电压匹配控制功能。端口1～3所接蓄电池电压分别为35、45、50 V，输入侧直流母线电压为180 V，按照蓄电池电压比例得到输入端口电压分别为48、62、70 V。端口1和端口2处于恒流模式，端口3处于恒压模式，实验波形如图11所示。t1时刻将电流指令值由6 A变为3 A，由图11a可知，蓄电池充电电流能跟踪到参考值。由图11b可知，虽然整个过程中三个端口的充电功率不同，但子模块的输入电压能保持为给定值，分别为48、62、70 V。因此，变换器电压匹配控制得到验证。
（a）原理
（b）实验台架
图10 实验样机
Fig.10 Experimental prototype
工况2：验证热插拔功能。初始时刻三组电池都不接入，如图12所示，t1时刻给端口3蓄电池恒流充电，充电电流为6 A；t2时刻给端口2蓄电池恒流充电，电流为6 A；t3时刻给端口1蓄电池恒流充电，电流也为6 A。电流依次能跟踪到给定值，实现了蓄电池的热插拔。由图12b可知，虽然三个端口的充电功率始终不同，但子模块的输入电压保持不变。
（a）电池充电电流
（b）模块输入电压
图11 工况1波形
Fig.11 Waveforms ofCase 1
（a）电池充电电流
（b）模块输入电压
图12 工况2波形
Fig.12 Waveforms of Case 2
接下来验证电压匹配控制相较于传统电压均衡控制的优势。首先通过变换器1与变换器2分别给端口电压为59 V的两组蓄电池充电，充电电流参考值都设置为6 A。实验波形如图13a所示。模块1的输入电压固定为70 V，如u1所示，代表采用电压匹配控制策略来提高输入电压。模块2的输入电压固定为60 V，如u2所示，代表采用传统电压均衡控制策略。可以看到，模块1的充电电流能跟踪到参考值6 A，而模块2无法给蓄电池充电。
随后，通过变换器1与变换器2分别给端口电压为35 V的两组蓄电池充电，充电电流参考值都设置为6 A，实验波形如图13b所示。模块1的输入电压为60 V，模块2的输入电压为48 V。测量电感LBAT1与电感LBAT2两端电压与充电电流。可以看到，充电电流iB,1与iB,2平均值都为6 A，但iB,1电流纹波为1.54 A，而iB,2电流纹波降低为0.95 A。因此通过匹配控制降低输入电压，可以降低蓄电池充电电流纹波。
（a）不同电压下充电电流
（b）充电电流纹波
图13 不同电压均衡控制的实验对比
Fig.13 Experiments of different balance control strategies
Buck-Boost电压均衡拓扑是一种传统的电压均衡拓扑，将通过实验对比其与本文拓扑在软开关与效率方面的差异。Buck-Boost电压均衡拓扑电感为450 mH。
测量开关管端电压以及驱动电压，可以判断开关管是否实现ZVS。Buck-Boost电路中，以其中两个开关管Q1,1与Q2,1为例，测量波形，如图14a所示。可以看到，开关管Q2,1实现了ZVS，但Q1,1为硬开关。由Buck-Boost工作原理可知，只有一半开关管能实现ZVS。而且可以看到开关管两端电压为120 V，即VSM。LC均压支路以开关管S1,1与S3,1为例，其波形如图14b所示。可以看到，S1,1与S3,1都实现了ZVS。测量S1,2、S3,2、S1,3、S3,3波形，也能得出同样结论。因此LC均压支路所有开关管都实现了ZVS，与理论分析一致。而且开关管两端电压只有60 V，等于VSM。
（a）Buck-Boost
（b）LC支路
图14 均压电路ZVS实现情况
Fig.14 ZVS waveforms of voltage balance
为了比较Buck-Boost与LC均压支路的效率，移相全桥采用了3个相同的子模块。使3个子模块工作于不均衡工况，其中SM1与SM3输出相同的功率，分别为100、200、300 W；SM2输出功率分别为0、100、200、300 W，测量整个装置的变换效率。改变SM1、SM2、SM3输出功率，测量Buck-Boost型变换器的效率，结果如图15a所示，带LC支路的变换器的效率测量结果如图15b所示。两种变换器都是当差异功率降低（Lower Mismatched Power, LMP），变换器输出功率增大时，效率升高；反之，降低。如Buck-Boost变换器功率差异最小，输出功率最大的A点（P1=P2= P3=300 W），效率最高，为92.3%。LC支路对应的B点效率为93.2%。可以看出，得益于更少的开关管与软开关，LC支路型变换器的效率总体上比Buck- Boost型变换器高。
（a）Buck-Boost
（b）LC支路
图15 两型拓扑效率的测量结果
Fig.15 Two type topology efficiency
在换电站将电池连接到中压直流电网以扩大其容量的应用背景下，面向不同动力电池的SOC引起串联模块电压不均衡的问题，本文提出一种用于换电站的单级模块化多端口变换器。在分析其工作原理的基础上，提出对应的电压匹配控制策略，并进行仿真和实验验证，得到如下结论：
1）通过器件复用技术，所提变换器电压均衡结构不需要增加开关管，仅增加无源元件，有利于降低硬件成本。N模块变换器只需要N-1个电容与N-1个电感。仅有一级功率变换环节，开关管能实现ZVS，提高了变换器效率。
2）通过控制变换器模块内移相角与模块间移相角，同时实现电池充电控制和子模块电压均衡控制。提出的电压匹配控制策略使中压侧端口电压匹配蓄电池电压，能拓宽变换器充电电压范围，降低蓄电池的充电电流纹波，更适合蓄电池充电场合。
3）通过检测充电端口电压，配合灵活的充电控制策略，能实现各端口即插即用。充电端口间的电气隔离，可实现储能电池设备接地，降低工作人员触电风险。
本文提出的电压匹配控制策略可以拓宽变换器充电电压范围，还能降低蓄电池的充电电流纹波。但各模块输入电压设定值按照蓄电池电压成比例地分配，电压设定值的选择上较为简单。考虑到不同输入端口间电压差对效率的影响，以及输入输出端口间电压差对充电纹波的影响，未来研究可以着眼于如何灵活地选择各端口电压，尤其是空闲端口的电压，以进一步优化上述多个指标。
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Abstract Battery-swapping stations offer an alternative charging service, significantly reducing charging duration. As the number and charging power of electric vehicles continue to rise, these stations require connection to a medium-voltage grid to expand capacity. However, the traditional solution entails numerous converters and two power conversion stages, resulting in significant device costs and power loss. This paper proposes a single-stage modular multi-port converter with voltage balancing for Battery-Swapping Stations. By integrating just one power converter stage, this approach effectively lowers equipment costs and minimizes power losses. Additionally, a voltage balancing circuit and a voltage matching (VM) control strategy are proposed to address power mismatch issues arising from state-of-charge differences.
The sub-module utilizes a phase-shifted full-bridge (PSFB) configuration to regulate charging power by adjusting the phase-shift angle of the drive signals between the two main bridge arms. The input side of the PSFB is linked in series to the MVDC bus, while the output side serves as a distinct charging port for connecting to the power battery. This configuration ensures only one power conversion stage from the MVDC bus to the charging port. This paper introduces LC balance branches at the input side of adjacent modules to solve series voltage mismatch, thereby conserving active devices. Mismatched power transfers between two sub-modules while the PSFB ensures continuous battery charging. The two switches of the leading leg of each submodule are multiplexed and continue to operate in the zero-voltage switching (ZVS) state. Furthermore, this paper proposes a voltage matching (VM) control strategy. Based on the battery voltage, the corresponding input voltage of each module is adjusted proportionally, aligning more closely with the battery voltage. Compared to traditional voltage equalization control methods, this approach broadens the charging voltage range of the converter and reduces battery charging current ripples.
Simulation results demonstrate that the converter output current consistently aligns with the reference value, even when the reference value changes. When the port voltages of batteries 1 to 5 are 650, 700, 800, 850, and 900 V, respectively, the submodule effectively maintains input voltages at 833, 897, 1 026, 1 090, and 1 154 V through the VM control. Notably, the VM control successfully charges the 970 V battery, a task unachievable with traditional voltage equalization control due to insufficient power output. When concurrently charging a 600 V battery, the current ripple reduces from 5.5 A with the conventional control to 3.3 A with the VM control. The experimental results demonstrate that the switches can still operate in the ZVS state.
The following conclusions can be drawn. The proposed LC voltage balance structure eliminates the need for additional switches, thereby reducing hardware costs. With only one stage of power conversion and switches capable of ZVS, the converter enhances efficiency. By controlling both the intra-module and inter-module phase-shift angles of the converter, battery charging control and submodule VM control can be realized simultaneously. The proposed VM control strategy makes the input voltage match the battery voltage, thereby broadening the charging voltage range of the converter and reducing battery charging current ripples.
With the VM control, each module’s input voltage reference value is proportionally distributed based on the battery voltage, which has a rather simplistic selection process. Future research will focus on the flexible voltage reference selection for each port.
keywords：Battery charging, hot swapping, modular converter, voltage balancing
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240019
中图分类号：TM46
国家自然科学基金面上资助项目（51877160）。
收稿日期 2024-01-04
改稿日期 2024-03-04
黄艳辉 男，1995年生，博士研究生，研究方向为储能变流器、多端口变换器。E-mail: huangyanhui@whu.edu.cn
刘 飞 男，1977年生，教授，博士生导师，研究方向为多端口电力电子拓扑与控制、光伏直流升压汇集系统、微电网拓扑与控制和电能质量治理等。E-mail: lf_dyj@whu.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）