图1 Si/SiC混合器件结构与开关模式
Fig.1 Structure and switching pattern of Si/SiC hybrid switch
摘要 Si/SiC混合器件兼具低成本、低损耗等优势，是支撑电力电子装备大容量、高可靠发展的重要器件。而负载电流变化引起的SiC MOSFET大幅结温波动，制约了Si/SiC混合器件整体寿命的提高。为解决该问题，该文详细分析驱动电压对混合器件开关轨迹及损耗的影响，提出一种考虑驱动电压主动切换的Si/SiC混合器件结温波动平滑控制策略。所提策略通过在低电流负载区间采用SiC MOSFET损耗较高的驱动电压模式来补偿损耗，高负载电流区间则采用SiC MOSFET损耗较低的驱动电压模式来降低损耗，可以显著平滑Si/SiC混合器件中SiC MOSFET的结温波动，降低其与Si IGBT的结温波动差值，有效延长Si/SiC混合器件整体的剩余使用寿命。实验结果表明，任何负载波动下，该文所提驱动电压主动切换策略均可以将SiC MOSFET的结温波动平滑30%以上，同时SiC MOSFET与Si IGBT的结温波动幅值差减小84.4%。
关键词：Si/SiC混合器件 SiC MOSFET 结温波动平滑 驱动电压模式 负载波动
由SiC MOSFET和Si IGBT并联组成的Si/SiC混合器件不仅具有Si基器件大电流容量的特点，也兼备SiC基器件低导通电阻、高开关速度的优势[1-4]，且其功率等级覆盖面较广，可满足不同应用场景下的容量需求。然而，在风力发电、光伏发电、城轨车辆牵引等场合下时，变流器处理的负载易发生较大范围的波动[5-7]，此时小芯片面积、高热阻的SiC MOSFET内部将产生显著结温波动，其摆幅远大于Si IGBT，最终引起Si/SiC混合器件的整体寿命缩短，因此针对Si/SiC混合器件进行主动热管理控制至关重要[8-12]。
现有主动热管理方法根据调控参量可分为系统运行层与器件驱动层两大类。面向系统运行层的热管理方法主要包括开关频率调节[13-15]、调制策略控制[16]、动态功率分配[17]等。在开关频率调节方面[13-15]，主要通过在小负载区间提高开关频率，大负载区域降低开关频率来弥补损耗差异，该方法对器件结温波动的抑制效果显著；在调制策略控制方面[16]，侧重于使功率器件周期性交替开关，来实现各器件功耗和温升的平衡；在功率分配方面[17]，通过采用矢量控制技术，来动态调节多个变流器之间的损耗分布进而改善结温波动现象。上述针对系统运行层的结温平滑策略都存在着影响输出侧电能质量的缺点，相较之下，从驱动层面出发的热管理工作不会对变流器输出波形造成负面影响，在结温调控方面具有独特的优势。
针对器件驱动层面的热管理方法主要可分为驱动时序、驱动电阻和驱动电压这三类。在驱动时序方面，主要包括了开关模式切换[18-19]与延迟时间控制[20-21]。通过开关模式与驱动时序的调整可以有效降低两个内部器件的结温差，但这种方式对延时时间的在线调节精度要求较高，将会加深微控制器的计算负担与控制方案的复杂度。在驱动电阻方面，一般由少量电阻与其他参量协同调控[22]，或是通过复杂的栅极电阻网络实现不同负载工况下电阻的多级调节[23]，进而减小功率器件的结温波动。但驱动电阻分级调节面临实现难度大与热管理效果不成正比的问题。在驱动电压方面，主要是基于器件的损耗分析模型，根据结温变化趋势自主调节驱动电压来控制损耗，可兼顾损耗调节灵敏度与驱动电路设计难度[24-25]。
首先，驱动电压作为一种驱动层级的调控参量，基于此开展器件的热管理工作不会引起变流器输出波形的畸变。其次，驱动电压能对单个器件的损耗进行独立调节，且控制方案相对驱动时序而言更为简单。最后，驱动电压能同时影响器件的导通过程，具有多调控自由度，相比驱动电阻而言对损耗的调控范围更广，因此驱动电压在功率器件的结温管控方面具有较大潜力。而目前尚未有学者针对驱动电压在Si/SiC混合器件中的结温调控能力展开研究，且Si IGBT和SiC MOSFET损耗同时受双驱动电压耦合影响，这进一步加深了驱动电压在混合器件热管理应用研究中的复杂度。
为解决以上问题，首先，本文分析了驱动电压对Si/SiC混合器件开关轨迹的影响机理。其次，基于混合器件在不同驱动电压组合下的损耗分布规律，确定了四种驱动电压模式以对应额定电流所等分出的四个负载区间，并结合设计的驱动电压自主切换电路形成了一套完整的Si/SiC混合器件热管理方案。最后，对所提策略的结温波动平滑效果进行了实验验证。实验结果表明，本文所提策略可以有效降低Si/SiC混合器件中SiC MOSFET由负载波动引起的结温摆幅。
Si/SiC混合器件由Si IGBT和SiC MOSFET并联构成，其结构如图1a所示，图中，ID为SiC MOSFET漏极电流，IC为Si IGBT集电极电流，VDS为漏源电压。开关时序如图1b所示，Vg_MOS与Vg_IGBT分别为SiC MOSFET与Si IGBT的驱动信号，Toff_delay为关断延时时间。
图1 Si/SiC混合器件结构与开关模式
Fig.1 Structure and switching pattern of Si/SiC hybrid switch
考虑到器件的成本效益，混合器件一般采用较大电流等级的Si IGBT与较小电流等级的SiC MOSFET组成。Si/SiC混合器件的电路结构使其栅极控制具有双自由度的优势，从SiC MOSFET的角度来看，存在“先开后关”“先开先关”“后开先关”“后开后关”等多种开关时序。而为了最小化Si/SiC混合器件的总损耗，一般采用Si IGBT与SiC MOSFET同时开通、SiC MOSFET晚于Si IGBT关断的开关模式[26]。由于SiC MOSFET自身开通速度较快，该开关模式可以实现Si IGBT的零电压开通与关断，由SiC MOSFET承担主要的开关损耗，称为最小损耗开关模式，如图1b所示。下面基于最小损耗模式，详细分析驱动电压对混合器件的开通、导通以及关断三个阶段的影响。
混合器件的开通过程主要分为五个阶段，不同驱动电压组合下的Si/SiC混合器件开通波形对比如图2所示。
图2 不同驱动电压组合下的Si/SiC混合器件开通波形
Fig.2 The turn-on waveforms of Si/SiC hybrid switch under different drive voltage combinations
图2中，VGS为MOSFET栅源电压，VGE为IGBT栅射电压；VGM与VGT分别为MOSFET与IGBT的驱动正压，VE为二者的驱动负压；VGPM与VGPT分别为MOSFET与IGBT的米勒平台电压；VTHT与VTHM分别为驱动MOSFET与IGBT的阈值电压；VDC为直流母线电压；IDpon与ICpon分别为开通过程中MOSFET漏极电流峰值与IGBT集电极电流峰值；Von为混合器件的稳态压降。
阶段1 [t0, t1
：当SiC MOSFET和Si IGBT的开通栅极信号被同时触发时，VGS与VGE开始上升，VDS保持为VDC，t时刻下的VGS与VGE表达式分别为
（1）
（2）
式中，tM和tT分别为MOSFET和IGBT的栅极回路RC充放电常数。
阶段2 [t1, t2：当VGS达到VTHM时，ID开始上升，ID及其变化率如式（3）所示。同时，较高的dID/dt在漏感上产生压降，VDS出现陡降过程。
（3）
式中，b 为常数。ID的上升率由VGS、dVGS/dt共同决定，而VGS及其变化率主要与tM、VGM和VE有关。在其他参数保持不变的情况下，VGM越高，栅源电容的充电速度越快，VGS的上升速率越高，进而ID上升越快。
阶段3 [t2, t3：当VGE达到VTHT时，IC开始上升，ID继续增加。驱动正压与器件开通电流上升率呈正相关，VGT越高则IC上升越快，t3时刻达到ICpon。
图2a中，VGM与VGT均为15 V，IC缓慢上升，流入IGBT的动态电流较小，ICpon也随之较低。图2b中，VGM不变，VGT上升为20 V，VGT的增大使IC上升加快，ICpon相应增大。总负载电流一定时，IC增加则ID减小，故图2b中的IDpon低于图2a。因此，VGM与VGT通过影响电流上升速率从而改变SiC MOSFET与Si IGBT的开通电流轨迹。
阶段4 [t3, t4：进入米勒平台，VGS与VGE分别保持VGPM与VGPT不变，栅极电流IGM与IGT分别给米勒电容CGD与CGC充电，VDS快速下降直至达到稳态导通压降Von，其下降速率表达式为
（4）
式中，RGM与RGT分别为MOSFET与IGBT的栅极电阻。由式（4）可知，提高VGM与VGT均可以加快VDS的下降速度。图2a中，VGM与VGT较小时VDS下降迟缓。图2b中，VGT上升为20 V，VDS下降速率得到提升，t3～t4时间段缩短。
阶段5 [t4, t5]：由于IGBT电导调制效应的存在，MOSFET导通后的过多电流开始逐步换流至IGBT，最终到达稳态分流状态，VDS稳定为Von。
综上所述，在器件开通过程中，VGM与VGT不仅影响MOSFET与IGBT的电流上升速率与电流峰值，也与漏源电压VDS的下降速度密切相关。因此，调节驱动电压可对MOSFET与IGBT的开通电流轨迹与开通电压轨迹产生影响。
在混合器件的导通过程中，正向电流被并联的SiC MOSFET和Si IGBT自动分流。在负载电流较小时，器件正向导通电流绝大部分从SiC MOSFET流过。在负载电流较大时，由于Si IGBT的电导调制效应，器件正向导通电流绝大部分从Si IGBT流过，具体分流情况分别为
（5）
（6）
式中，IMOS为SiC MOSFET的导通电流；IIGBT为Si IGBT的导通电流；IF为混合器件总电流；RDS和RCE分别为SiC MOSFET和Si IGBT的导通电阻；VTH为IGBT的开启电压。由式（5）和式（6）可知，IMOS和IIGBT的大小由RDS、RCE以及VTH决定。IGBT与MOSFET数据手册上的I-V特性曲线表明，随着驱动电压的增加，I-V特性曲线的斜率逐渐增大，即器件的导通电阻随之减小。VGM与VGT的选择将决定混合器件内部MOSFET和IGBT的分流大小，图3为四组驱动电压下的Si/SiC混合器件分流情况。
图3 不同驱动电压组合下的混合器件稳态分流情况
Fig.3 Steady-state shunt of hybrid switch under different drive voltages combinations
综上所述，驱动电压与该器件的分流占比成正比，VGM与VGT通过影响MOSFET和IGBT的导通电阻值进而改变混合器件内部的分流情况。
在混合器件的关断过程中，采用SiC MOSFET晚于Si IGBT关断这种关断时序时，Si IGBT几乎为零电压关断，而SiC MOSFET的关断过程仅受其驱动负压影响。因此两个器件的驱动负压对混合器件的关断轨迹影响并不做详细分析。
为探究器件损耗随驱动电压变化的趋势，接下来基于双脉冲测试平台[27-28]开展考虑驱动电压影响的Si/SiC混合器件损耗分析。在母线电压为400 V，负载电流为20 A实验条件下，不同驱动电压组合对应的IGBT开通损耗Eon_IGBT与MOSFET开通损耗Eon_MOS如图4所示。
图4 混合器件开通损耗与驱动电压的关系
Fig.4 The relationship between the turn-on loss of the hybrid switch and the drive voltage
结合图4与1.2节的开通轨迹分析可知：
（1）VGT一定，VGM增大时，MOSFET动态电流增大，流过IGBT的电流对应减小，故Eon_IGBT随VGM的增大而减小。VGT较低时，加快MOSFET开通速度所减小的损耗高于开通过程中更多动态电流流入所增加的损耗。VGT较高时，IGBT开通速度很快，开通电流的分配对二者的开通损耗影响更大。故Eon_MOS在VGT较低时随VGM的增大而减小，在VGT较高时随VGM的增大而增大。
（2）VGM一定，VGT增大时，IGBT开通过程中的动态电流增加，流过MOSFET的电流对应减小。故Eon_IGBT随VGT的增大呈缓慢增加的趋势，而Eon_MOS与VGT呈负相关。
针对导通损耗，根据数据手册提供的I-V特性曲线可以拟合得到不同驱动电压下的MOSFET导通电阻RDS、IGBT导通电阻RCE与阈值电压VTH。RDS与RCE与各自的驱动电压间近似呈指数关系，具体表达式分别为
（7）
（8）
式中，k1、k2、g、l1、l2、m均为常数，由数学拟合得到，g与m均小于0，即导通电阻随驱动电压的增加而减小。
当负载电流小于IGBT的开通临界电流ITH时，混合器件内部MOSFET单独导通全部负载电流IF。当负载电流高于ITH时，混合器件内部由MOSFET和IGBT共同导通负载电流，将式（7）和式（8）代入式（5）和式（6）便可得到混合器件内部MOSFET和IGBT的分流IMOS和IIGBT。MOSFET和IGBT的导通损耗Econd_MOS、Econd_IGBT可分别表示为
（9）
（10）
MOSFET驱动电压VGM一定时，VGT增大，则RCE减小、IIGBT增大，IMOS对应减小。故MOSFET导通损耗随VGT的增大而减小，而IGBT导通损耗在导通电阻减小与导通电流增加的共同作用下变化不大。
IGBT驱动电压VGT一定时，VGM的增大引起RDS减小与IMOS增加，二者共同作用下Econd_MOS随VGM的增加而小幅增加；而此时IIGBT减少，因此Econd_IGBT与VGM呈负相关。考虑到驱动正压对关断过程并无影响，本文采用传统关断损耗模型[29]。
综上所述，MOSFET总损耗与IGBT驱动电压VGT呈负相关，在VGT较低时随MOSFET驱动电压VGM的增大而减小、在VGT较高时则随VGM的增大而增大，而IGBT总损耗与VGT呈正相关、与VGM呈负相关。
驱动电压通过改变混合器件的开通轨迹与稳态分流过程影响SiC MOSFET与Si IGBT的损耗，为充分挖掘驱动电压在平滑混合器件结温波动方面的调控潜能，本节依据不同驱动电压组合下的损耗分布情况划分出与负载区间相匹配的四种驱动电压模式，并设计了一套可根据负载电流进行驱动电压模式自主切换的驱动电路，进而形成基于驱动电压主动切换的Si/SiC混合器件热管理方案。
为实现混合器件中MOSFET的结温波动平滑，下面根据不同驱动电压组合下的损耗情况设计驱动电压调节策略。考虑到驱动电压VGM、VGT低于12 V时，MOSFET与IGBT无法完全导通；高于22 V时器件易发生电压振荡，故本文选定Si/SiC混合器件的驱动电压调节范围为15～20 V（负压均为-5 V）。
在15～20 V范围内探究驱动电压对IGBT总损耗EIGBT与MOSFET总损耗EMOS的实际调节能力，结果如图5所示。由图5可知，SiC MOSFET与Si IGBT的总损耗随两个驱动电压VGM与VGT的变化趋势与1.4节分析一致。SiC MOSFET总损耗在VGM= 15 V、VGT=15 V组合下实现最大化，达到了578.8 mJ；而VGM=15 V、VGT=20 V组合下MOSFET损耗达到了最小值423.7 mJ，二者差值为155.1 mJ。Si IGBT整体损耗最大值为293.2 mJ，最小值为197.5 mJ，变化幅度仅相差95.7 mJ，可见驱动电压对SiC MOSFET的损耗调节灵敏度大于Si IGBT。
图5 混合器件总损耗与驱动电压的关系
Fig.5 The relationship between the total loss of hybrid switch and the drive voltage
考虑到小电流容量SiC MOSFET的热阻一般为大电流容量Si IGBT的2～3倍，结合二者损耗随驱动电压的变化幅度可知，驱动电压对SiC MOSFET的结温调节效果更为显著，对Si IGBT的调节作用则较弱。此外，最小损耗开关模式下SiC MOSFET承担了所有开关损耗和关断延时时间内的额外导通损耗，且其芯片面积很小，故非平稳工况下MOSFET的结温波动远高于IGBT，这将加速MOSFET的老化失效，不利于混合器件整体寿命的提升。基于此，本文以MOSFET结温摆幅平抑为主要调控目标，以减小混合器件内部的结温波动差值。
由于驱动电压组合为VGM=15 V、VGT=15 V时MOSFET总损耗取最大值，VGM=15 V、VGT=20 V组合下MOSFET总损耗实现最小化，故仅利用驱动电压在15 V与20 V间的切换即可实现对MOSFET总损耗最大范围的调节。此外，考虑到实现多级驱动电压调节将大大加深硬件电路的设计难度，且无论是采用增加电源模块的方式，或是通过电阻、电容网络结构来实现多级驱动电压可调，都将引起驱动电路的成本增加。因此，综合考虑结温调节效果、硬件设计的难度与成本，本文针对驱动电压15 V与20 V设计出如图6所示的四种驱动电压模式，MOSFET损耗总损耗由模式Ⅰ～模式Ⅳ逐渐降低。
现有热管理研究思路都是从损耗角度出发，在轻载时补偿损耗以抬高器件结温、重载时减小损耗以降低器件结温，由此实现对器件的结温波动平滑。基于线性调温原则，本文将额定电流In等分成4个负载区间
0, 1/4In]、1/4In, 1/2In]、1/2In, 3/4In]和3/4In, In]，各负载区间分别采用损耗情况不同的四种驱动电压模式，二者的对应关系见表1。根据负载区间切换对应的驱动电压模式，可以实现对MOSFET损耗的在线调节，平滑MOSFET在负载变化时的结温波动。
图6 Si/SiC混合器件驱动电压模式
Fig.6 Drive voltage mode of Si/SiC hybrid switch
表1 负载区间与驱动电压模式的对应关系
Tab.1 The corresponding relationship between the load interval and the drive voltage mode
负载区间0, 1/4In]1/4In, 1/2In]1/2In, 3/4In]3/4In, In] VGT/V15152020 VGM/V15202015 驱动电压模式ⅠⅡⅢⅣ
为实现不同负载电流下驱动电压模式之间的有效切换，本文在驱动电路板上集成15 V与20 V驱动电源，并采用辅助三极管对SiC MOSFET驱动电压VGM和Si IGBT驱动电压VGT进行独立控制。具体驱动电压自主切换电路工作原理如图7所示。
图7中，三极管Q1和Q2用于控制VGM，Q3和Q4用于控制VGT，三极管的控制信号由FPGA对负载电流有效值的反馈量进行判断得到。当负载电流有效值IF位于0, 1/4In]区间时，Q1～Q4的控制信号为高电平，此时Q1与Q3导通，VGM与VGT均为15 V；当负载电流有效值IF位于1/4In, 1/2In]区间时，Q1和Q2的控制信号为低电平，Q3和Q4的控制信号为高电平。此时Q2与Q3导通，VGM为20 V，而VGT则为15 V；同理，当负载电流有效值IF位于1/2In, 3/4In]区间和3/4In, In]区间时，也将输出对应的Q1～Q4控制信号。
图7 驱动电压自主切换电路工作原理
Fig.7 Working principle of drive voltage autonomous switching circuit
基于此，本文所设计的驱动电路可根据负载电流反馈值实现驱动电压模式的自主切换。相比于驱动时序调控方案，该驱动电压切换电路结构简单，对微控制器的要求更低。
为实现负载随机波动引起的结温摆幅的平抑，本文基于单相逆变器实验平台设计了考虑驱动电压主动切换的Si/SiC混合器件热管理方案，具体控制框图如图8所示。
图8 Si/SiC混合器件热管理方案控制框图
Fig.8 Control block diagram of thermal management scheme for Si/SiC hybrid switch
（1）FPGA针对电流传感器采回的负载侧电流获取基波电流有效值IF，判断IF的所属负载区间。其中负载区间Ⅰ为0, I1]，负载区间Ⅱ为I1, I2]，负载区间Ⅲ为I2, I3]，负载区间Ⅳ为I3, I4]（I1= 1/4In, I2=1/2In, I3=3/4In, I4=In）。
（2）确定负载电流区间后，FPGA输出对应的Q1～Q4控制信号给混合器件驱动电路。如当IF位于负载区间Ⅰ时，设定1为导通信号，0为关闭信号。此时Q1～Q4的控制信号为[1 0 1 0]，对应驱动电压模式Ⅰ，其余负载工况同理。
（3）根据不同的驱动电压模式控制信号，驱动电压切换电路对应输出MOSFET的驱动电压VGM与IGBT的驱动电压VGT。
（4）驱动芯片在接收到MOSFET的PWM信号VG_MOS、驱动电压VGM和IGBT的PWM信号VG_IGBT、驱动电压VGT后，分别输出驱动信号Vg_MOS与Vg_IGBT给MOSFET和IGBT，实现两个器件在不同负载区间的驱动电压模式切换。
基于本文所提出的Si/SiC混合器件热管理方案，可以根据负载工况实现对SiC MOSFET损耗的在线调节，进而平滑负载变化引起的SiC MOSFET结温波动。
本文搭建了基于混合器件的单相逆变器实验平台，用于验证所提策略的有效性，如图9所示。研究对象为Si IGBT（IGW25N120H3，1 200 V/25 A）与SiC MOSFET（C2M0160120D，1 200 V/12.5 A）并联组成的Si/SiC混合器件，具体的实验平台参数见表2。
图9 基于Si/SiC混合器件的单相逆变器实验平台
Fig.9 Experimental platform of single-phase inverter based on Si/SiC hybrid switch
表2 实验平台参数
Tab.2 Parameters of experimental platform
参 数数 值 输入电压/V400 开关频率/kHz20 滤波电感/mH1 MOSFET驱动电阻/W20 MOSFET驱动电压/V15, 20 输出电压/V220 (RMS) 调制度0.78 滤波电容/mF11 IGBT驱动电阻/W20 IGBT驱动电压/V15, 20
为实现SiC MOSFET与Si IGBT驱动电压的在线切换，本文设计了可实现15 V驱动电压和20 V驱动电压切换的双通道驱动电路板，如图10所示。
图10 可实现驱动电压自主切换的驱动电路板
Fig.10 A drive circuit board that can realize autonomous switching of drive voltage
为验证该驱动电路板的驱动电压切换功能，在单相逆变器功率等级为4 kW下，依次从驱动电压模式Ⅰ切换至驱动电压模式Ⅳ，四种驱动电压模式下的实验波形如图11所示。由图11可知，所设计的驱动电压切换电路可以实现四种驱动电压模式的准确输出，且每一种驱动电压模式下单相逆变器均可以稳定输出正弦交流电流。因此该驱动电压切换电路的准确性和有效性得到验证。
图11 四种驱动电压模式波形
Fig.11 Four drive voltage mode waveforms
将所提四种驱动电压模式应用于4 kW单相逆变器中，可得混合器件内部Si IGBT与SiC MOSFET结温Tj_IGBT、Tj_MOS的实验波形，如图12所示。
由图12可知，驱动电压模式Ⅰ下MOSFET的结温达到最高值81.62℃，从驱动电压模式Ⅰ～Ⅳ结温依次递减，驱动电压模式Ⅳ下MOSFET结温达到最低值68.82℃。驱动电压模式Ⅰ与驱动电压模式Ⅳ下MOSFET的结温差值达到12.8℃。而IGBT结温受驱动电压模式影响的变化幅度较小，驱动电压模式Ⅱ和驱动电压模式Ⅳ之间的最大结温差值为7.67℃。因此，这四种驱动电压模式下混合器件的结温变化规律与2.1节的理论分析相符，可用于混合器件后续的结温波动平滑策略实验验证。
图12 四种驱动电压模式下的混合器件结温实验波形
Fig.12 Junction temperature experimental waveforms of hybrid switch under four drive voltage modes
为验证本文所提基于驱动电压主动切换的Si/SiC混合器件结温波动平滑策略实际效果，本文以图13所示的负载剖面为例开展混合器件的热管理工作。运行于该负载剖面实验条件下，驱动电压根据负载电流自适应切换动态波形如图14所示。
图13 负载剖面
Fig.13 Load profile
图14 驱动电压自适应切换动态波形
Fig.14 Drive voltage adaptive switching dynamic waveforms
将驱动电压调节前（MOSFET与IGBT驱动电压恒定为15 V）与调节后（采用本文所提策略）的结温Tj_MOS、Tj_IGBT波形和结温摆幅DTj_MOS、DTj_IGBT进行对比，实验数据如图15和图16所示。
由图15和图16可知，当负载从1 kW波动到3 kW时，驱动电压调节前后SiC MOSFET的结温摆幅从24.1℃降落至15.9℃，降低了34%，MOSFET与IGBT的结温摆幅差值减少了7.4℃。当负载从4 kW波动至1 kW时，驱动电压调节前后SiC MOSFET的结温摆幅降低了12.8℃，结温波动被平滑了32%。MOSFET与IGBT之间的结温波动差值从14.8℃平滑至2.3℃，减小了84.4%。其他负载波动下SiC MOSFET的结温波动平滑度均达到30%以上，MOSFET与IGBT之间的结温波动差值也均随之减小了49%以上。
图15 热管理前后的SiC MOSFET结温实验数据对比
Fig.15 Junction temperature of SiC MOSFET before and after thermal management
图16 热管理前后的Si IGBT结温实验数据对比
Fig.16 Junction temperature of Si IGBT before and after thermal management
本文基于驱动电压对混合器件开关轨迹的影响机理，揭示了Si IGBT和SiC MOSFET损耗随驱动电压的变化规律，并在此基础上提出一种考虑驱动电压主动切换的Si/SiC混合器件结温波动平滑控制策略。得到了以下结论：
1）调整驱动电压不仅会改变混合器件开通过程的电流、电压轨迹，也会通过影响导通电阻改变MOSFET与IGBT的稳态分流情况，驱动电压对混合器件损耗的调节具有多调控自由度。
2）在Si/SiC混合器件中，驱动电压调节能够对SiC MOSFET的结温产生显著影响，但对Si IGBT的结温调节效果较差，驱动电压在减小混合器件内部结温波动幅值差方面具有很大潜力。
3）在不同负载电流区间通过四种驱动电压模式的切换，即VGM=15 V、VGT=15 V；VGM=20 V、VGT= 15 V；VGM=20 V、VGT=20 V；VGM=15 V、VGT=20 V，可以在重负载工况下降低SiC MOSFET的损耗使其结温下降、在轻负载工况下抬高SiC MOSFET的损耗使其结温上升，进而实现非平稳工况下的SiC MOSFET结温波动平滑。
4）实验结果表明，任何负载波动下本文所提驱动电压主动切换策略均可以将SiC MOSFET的结温波动平滑30%以上，同时SiC MOSFET与Si IGBT的结温波动幅值差减小84.4%，有利于延长Si/SiC混合器件的整体使用寿命。
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Smooth Control For Junction Temperature Fluctuation of Si/SiC Hybrid Switch Based on Active Switching of Drive Voltage
Abstract The Si/SiC hybrid switch has low cost and low loss advantages for supporting the development of large capacity and high reliability of power electronic equipment. The change of load current causes a significant fluctuation of the junction temperature of SiC MOSFET, and then the improvement of the overall life of the Si/SiC hybrid switch is restricted. Therefore, this paper proposes a smooth control strategy for junction temperature fluctuation based on active switching of drive voltage. The junction temperature fluctuation of the SiC MOSFET in the Si/SiC hybrid switch is significantly smoothed. The difference in junction temperature fluctuation between the SiC MOSFET and Si IGBT is also reduced, and the remaining service life of the whole hybrid switch is effectively extended.
Firstly, the influence of drive voltage on the switching trajectory of the hybrid switch is analyzed. The loss model of the hybrid switch, considering the influence of drive voltage, is established. Secondly, based on the loss distribution of the hybrid switch under different drive voltage combinations, four drive voltage modes are determined to correspond to the four load intervals divided by the equal rated current. Combined with the designed drive voltage autonomous switching circuit, a complete set of the Si/SiC hybrid switch thermal management schemes is formed. Finally, the designed drive circuit board is mounted on a single-phase inverter. The drive voltage switching function of the drive circuit board and the effect of the proposed strategy on the junction temperature swing suppression are verified.
Based on the experimental platform, when the inverter runs under the load profile set, four drive voltage modes are output accurately by the designed drive voltage switching circuit according to the effective value of the load, and the sinusoidal AC current can be stably output by the single-phase inverter in each drive voltage mode. Through the proposed strategy, under any load fluctuation, the smoothness of the junction temperature fluctuation of MOSFET is more than 30%, and the difference in junction temperature fluctuation between MOSFET and IGBT is reduced by more than 49%.
The following conclusions can be drawn. (1) The drive voltage affects the current trajectory, voltage trajectory, and steady-state shunt between MOSFET and IGBT during the turn-on process of the hybrid switch. The drive voltage has multiple degrees of freedom to control the loss of the hybrid switch. (2) In the Si/SiC hybrid switch, the junction temperature of MOSFET is greatly affected by the drive voltage regulation, but the junction temperature of IGBT is less affected. (3) Through the switching of four drive voltage modes in load current intervals of VGM=15 V, VGT=15 V; VGM=20 V, VGT=15 V; VGM=20 V, VGT=20 V; VGM=15 V, VGT=20 V, the loss of MOSFET can be reduced under heavy load conditions to reduce the junction temperature and increased under light load conditions to increase the junction temperature. (4) Through the proposed strategy, the junction temperature fluctuation of MOSFET can be smoothed by more than 30% under any load fluctuation, and the junction temperature fluctuation’s amplitude difference between MOSFET and IGBT is reduced by up to 84.4%. The service life of the Si/SiC hybrid switch is extended.
Keywords：Si/SiC hybrid switch, SiC MOSFET, smoothing of junction temperature fluctuation, drive voltage mode, fluctuation of load
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.241233
国家自然科学基金资助项目（52130704）。
收稿日期 2024-07-12
改稿日期 2024-08-12
白 丹 女，2001年生，硕士研究生，研究方向为电力电子系统可靠性。
E-mail: baidan@hnu.edu.cn
龙 柳 女，1996年生，博士研究生，研究方向为电力电子系统可靠性。
E-mail: liu_l@hnu.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）