图1 IGBT典型短路故障类型
Fig.1 Typical short-circuit fault types of IGBT
摘要 高压大功率绝缘栅双极型晶体管（IGBT）作为柔性直流输电工程中的核心器件，若其在运行过程中发生短路故障，将严重威胁换流装备甚至输电系统的安全可靠运行。因此，构建IGBT短路故障模拟方法，明晰短路失效机理，探究短路保护方法对提高IGBT短路强健性和系统稳定性具有重要意义。首先，系统地介绍了IGBT的常见典型短路故障及模块化多电平换流器（MMC）应用工况条件下的短路故障类型，分析了相应的短路应力特征。归纳和总结了针对不同短路故障类型的短路故障模拟电路，并分别对其运行原理进行了详细介绍。其次，从芯片级和封装级两个层面系统梳理了IGBT的短路失效模式及失效机理，并探讨了相关影响因素。再次，介绍了多种短路故障检测和保护及技术及其应用特点，讨论了不同应用场景下各检测技术的适用性和有效性。最后，对IGBT短路可靠性的研究难点与应用趋势进行了展望。
关键词：绝缘栅双极型晶体管（IGBT） 短路故障 失效机理 短路保护
柔性直流输电作为高效、大容量、长距离电能传输的可靠技术手段之一，能够有效地解决我国清洁能源和负荷空间分布不均问题，实现电力系统低碳运行[1-2]。高压大功率绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）是柔直换流和控制装备中的核心器件，广泛应用于可再生能源并网、电力灵活调控等多个关键场景[3-4]，其安全稳定运行关乎电力系统的可靠性。
然而，随着IGBT器件应用拓扑和工况情景的不断扩展，其控制逻辑日益复杂，面向电力系统应用工况，IGBT在运行过程中不可避免地面临短路故障。短路故障发生时，IGBT将同时承受母线电压和短路大电流并进入短路工作状态，对应短路电流等级最高可达器件额定工作电流的数十倍[5]，极端情况下将导致IGBT失效甚至系统停运。区别于IGBT的过电流关断失效，虽然IGBT在关断时均同时承受高电压和大电流，但短路电流往往远大于负载电流，关断前器件内部载流子分布具有较大差异，并且在芯片内部的局部过热点也有所不同[6-7]。与SiC MOSFET相比，Si基高压大功率IGBT器件往往芯片面积更大，并且能承受更高的电流密度，芯片的散热能力更强，因此其短路耐受时间更长、耐受能力更强[8-10]，在短路可靠性要求较高的场合应用更加普遍。
目前，国内外广大学者在器件本体层面上对IGBT短路可靠性的相关研究较为集中，但对IGBT在实际应用中的短路特性及其后续失效分析的相关研究仍相对较少。一方面，器件厂商在设计IGBT的短路能力和制定测试标准时，并未完全考虑器件在不同应用场景下承受的短路应力，这导致现有短路故障模拟方法无法完全反映IGBT在实际工况下发生短路故障时所受的短路应力，从而难以准确获取IGBT在不同工况下的短路特性；另一方面，IGBT短路失效通常是多因素耦合作用的结果，短路失效机理较为复杂，且不同因素对失效的影响程度尚不明确。此外，虽然现有的短路故障检测和保护技术已相对成熟，但随着IGBT应用工况的复杂化，现有短路保护方法是否仍然适用，仍需进行系统评估，控制与保护的配合关系也需重新考量。因此，分析不同工况下IGBT的短路故障模式，梳理短路故障模拟方法，厘清短路失效机理，研究短路保护方法对提高IGBT短路强健性及系统可靠性等方面具有的重要的理论意义和工程价值。
在上述研究背景下，首先，本文详细介绍了IGBT器件的典型短路故障及模块化多电平换流器（Modular Multilevel Converter, MMC）应用工况条件下的直通短路故障类型，分析了不同短路故障类型下IGBT的应力特征。其次，梳理了不同短路故障的模拟方法，并对其工作原理进行了介绍。然后，系统总结了IGBT的短路失效模式及失效机理的研究现状。同时，本文还介绍了不同短路故障检测和保护技术，并对各短路检测技术进行了归纳和对比。最后，分析和展望了上述内容的研究趋势和发展方向。
IGBT器件在不同短路故障发生时，将承受不同的短路应力，现有的短路故障主要以IGBT在短路时的状态为依据进行简单区分。然而在柔直输电系统的实际应用中，IGBT在不同拓扑结构和运行策略下会经历更为复杂的换流过程。在这些复杂场景下，不仅会出现桥臂电流的差异，还将涉及各器件之间的相互作用和影响。下面将针对典型的三类短路故障以及MMC应用中的四类短路故障进行介绍。
1.1.1 典型的三类短路故障
以半桥拓扑中的下管为例，根据短路故障发生的位置和短路时IGBT的运行状态可以将短路故障分为三类，如图1所示。
Ⅰ类短路故障：IGBT器件的Ⅰ类短路是指器件从阻断状态直接进入短路状态，此时上管VTup处于导通或被外部短路的状态，待测器件VTdown在此情况下接收到由控制脉冲的误触发或死区设置不当引起的导通信号[11-14]，将立即进入短路运行状态，Ⅰ类短路故障电路如图1a所示。Ⅰ类短路故障通常短路回路路径短，回路杂散电感较小（nH级）[15-18]，短路电流上升率较大，也被称为硬短路故障。典型Ⅰ类短路故障波形如图2所示。Ⅰ类短路故障发生后，IGBT器件的短路电流迅速上升至对应栅极电压下的饱和电流值，IGBT将同时承受高压和大电流，之后短路电流由于自热效应而略微下降。
图1 IGBT典型短路故障类型
Fig.1 Typical short-circuit fault types of IGBT
图2 典型Ⅰ类短路故障波形[19-20]
Fig.2 Typical type Ⅰ short-circuit fault waveforms[19-20]
Ⅱ类短路故障：IGBT器件的Ⅱ类短路是指IGBT从导通状态进入短路状态，通常由IGBT在通态过程中发生的负载短路导致[21-24]，待测器件VTdown开始时正常导通并流过负载电流，随后负载发生短路，VTdown进入短路运行状态，Ⅱ类短路故障电路如图1b所示。与Ⅰ类短路相比，Ⅱ类短路故障短路回路长，短路回路杂散电感较大（mH级）[16-17, 25-26]，短路电流上升率相对较小。Ⅱ类短路故障发生后，IGBT集-射极电压vCE由导通压降立即上升至母线电压，短路电流上升率由母线电压和短路回路杂散电感决定[27-29]。此外，在Ⅱ类短路故障中由于米勒电容的负反馈作用[29-34]，栅级电压会进一步升高。典型Ⅱ类短路故障波形如图3所示。由图3可知，Ⅱ类短路电流峰值将比Ⅰ类短路故障中的更高。
图3 典型Ⅱ类短路故障波形[19-20]
Fig.3 Typical type Ⅱ short-circuit fault waveforms[19-20]
Ⅲ类短路故障：IGBT器件的Ⅲ类短路是指器件在续流二极管导通时，迅速进入短路状态，通常由快恢复二极管（Fast Recovery Diode, FRD）正向导通时负载突然短路导致[19-20, 35]。Ⅲ类故障拓扑电路如图1c所示，初始时，待测器件VTdown所并联的续流二极管VDdown导通续流，此时负载短路，随后VTdown接受导通信号开通，进入短路状态。当电流换向时，续流二极管会存在反向恢复的过程，对应的IGBT两端也会产生一个正向恢复电压峰值。Ⅲ类短路故障情况下，IGBT所受短路冲击与Ⅱ类短路故障类似，但FRD在反向恢复过程中同样会受到较大的短路电流冲击，其典型波形如图4所示。
图4 典型Ⅲ类短路故障波形[20]
Fig.4 Typical type Ⅲ short-circuit fault waveforms[20]
1.1.2 MMC应用中的四类短路故障
上述三类典型的IGBT短路故障主要聚焦于待测器件本身，并且通常将控制短路故障的触发器视为理想开关，所处工况较为简单。为进一步认知不同应用工况下IGBT的短路故障，本课题组针对MMC应用中半桥子模块的四种工作模式下可能发生的直通短路故障进行了详细的分析[36]，根据桥臂电流的流向和短路前子模块的状态，将子模块直通短路故障分为四类（类型A～类型D），如图5所示。其中短路电流ISC用红线表示，桥臂电流Iarm则用绿线表示。从图5中可以看出，在短路达到稳态时，短路电流和桥臂电流均只通过IGBT流通。此外，由于桥臂电流的存在，上下管IGBT的电流分布会出现不一致的情况，这可能导致在短路过程中上下管IGBT的电压分布发生变化[36]，因此上下管IGBT的短路行为均应得到关注。
图5 MMC半桥子模块的直通短路故障类型[36]
Fig.5 Straight-through short-circuit fault type of MMC half-bridge sub-module[36]
以四类短路故障中的类型A为例，类型A的短路分析波形如图6所示，开始时下管VTdown导通，其栅极电压vGEdown处于高电平，子模块工作于切除状态，负载电流流入下管，上管VTup承受子模块电容电压。随后VTup收到错误的栅极信号而导通，上下管发生直通短路，此时流经VTdown的电流iCEdown为短路电流与负载电流的叠加，而VTup只流过短路电流。由于上下管共同承担子模块电容电压，随着上下管的电流均上升到饱和电流值Isat附近，微小的电流增加将导致器件两端电压的急剧增大。下管电压将不断上升并最终超过上管电压，子模块电容电压在上下管IGBT器件上重新进行分配[37]。在此情形下，上下管IGBT均被视为待测器件，其所受的短路应力明显区别于前述典型的三类短路故障。
图6 类型A的短路分析波形[37]
Fig.6 Short circuit analysis waveforms of type A[37]
为掌握上述不同短路故障类型下的IGBT短路特性，揭示短路失效机理，需要根据不同研究目的及工况特征搭建短路实验平台，开展针对性的短路故障模拟实验。通常IGBT厂商都会对器件进行短路出厂测试，要求短路耐受时间至少达到10 ms[22, 38]。目前大部分实验均是基于国际电工委员会标准IEC 60747-9所规定的器件短路测试[39]，主要模拟的是前述典型的三类短路故障，针对不同的实际工况下的短路故障模拟方法的相关研究较少。
1.2.1 典型的三类短路故障模拟电路
典型的三类短路故障模拟电路如图7所示，类似于双脉冲电路的拓扑结构，通过外接电源对电容充电来提供短路实验所需电压。VTprotect为保护器件，在待测器件出现短路失效时能够及时切断短路回路。待测器件栅极接有阻值可变的驱动电阻RG1和RG2，Ls为短路回路中的寄生电感。通过改变驱动电阻的大小，可以控制开通和关断电流变化率di/dt，通过改变栅极脉冲宽度来确定短路时间的长短[40-44]。
图7 典型的三类短路故障模拟电路
Fig.7 Typical 3 short-circuit fault types simulation circuit
对于Ⅰ类短路故障，使用粗短的铜排将上管器件VT1短路，以确保短路回路的小电感特征，并给上管器件施加负栅极电压，保证其处于可靠关断的状态，之后通过驱动电路给予待测器件VT2短路脉冲从而模拟Ⅰ类短路故障。对于Ⅱ类短路故障，用一个小电感（mH级）并联在上管器件两端作为负载，首先让下管待测器件VT2导通，达到设定电流后再控制上管器件VT1导通，从而实现对Ⅱ类短路故障的模拟。对于Ⅲ类短路故障，由于增加了对FRD的短路电流冲击，因此以上管VT1为待测器件。测试过程中，首先开启下管VT2，经过Lload建立负载电流，接着VT2关断，电流通过待测器件VT1并联的二极管续流；随后，待测上管VT1开启，形成直通短路状态，从而模拟Ⅲ类短路故障。
1.2.2 MMC直通短路故障模拟电路
上述研究和故障模拟电路仅以单一芯片或者器件为研究对象，而在MMC工况中还将存在桥臂电流以及半桥拓扑中各器件之间的相互作用情况。为清晰地认知该工况下的器件短路故障特征，本课题组基于前述桥臂电流流向和短路前子模块状态不同时的四种IGBT直通短路故障类型[37]，提出了一种IGBT半桥直通短路故障模拟电路拓扑结构，如图8所示。电路分为三个主要功能回路：电容充放电回路、子模块短路实验回路和桥臂电流回路。电源经充电电阻向短路电容CSM和桥臂电容Carm充电建立电压，借助电容Carm或CSM向电感Larm充电，通过改变两电容的电压差大小，即可产生定量的正向或负向桥臂电流。该电路不仅能够实现四类直通短路故障的模拟，在通过合理改装后还能够实现Ⅰ类短路和Ⅱ类短路故障的模拟，具有一定的兼容性。同时，在短路回路和负载回路中均设置有保护开关，用以即时切断故障电流和桥臂电流，提高实验电路的可靠性。
图8 IGBT半桥直通短路故障模拟电路[36]
Fig.8 IGBT half-bridge shoot-through short-circuit fault simulation circuit[36]
1.2.3 MMC子模块短路故障模拟系统
考虑到短路故障前的正常运行状态以及突发短路故障时对系统的影响，文献[45]基于实际工况下的MMC子模块短路故障，建立了如图9所示的短路故障模拟系统，测试电路包括直流电源、测试子模块、陪试子模块和负载电抗器L、水冷系统、控制保护系统及测量系统。
图9 MMC子模块短路故障模拟系统[45]
Fig.9 MMC sub-module short-circuit fault simulation system[45]
该系统采取稳态和暂态相结合的方式运行，稳态运行时采用定电流控制，使负载电抗器L的运行电流IL控制到目标值Iset[45]。随后进行暂态短路控制，控制逻辑时序图如图10所示，即在t1～t2时刻，被测子模块按照控制系统生成的触发脉冲使VT1和VT2交替导通；在t2时刻，通过控制系统使VT1和VT2同时导通，进而模拟VT1、VT2直通短路故障。该系统具有较好的应力等效性，但控制复杂、成本较高且系统损耗较大。
图10 逻辑时序图[45]
Fig.10 The logical timing diagram[45]
以上内容分析了IGBT的短路故障类型，对短路故障模拟方法的研究现状进行了较为详细的概述。总结而言，除了遵循标准中规定的短路测试外，还需根据研究目的和器件的实际运行工况，设计满足要求的故障模拟电路以模拟各种可能出现的短路故障。考虑到实际运行工况的多样性和复杂性，这对故障模拟电路的拓扑结构提出了更高的要求，包括其安全性、兼容性、经济性和等效性等方面的考量。
根据失效部位不同，通常可以将IGBT器件的失效类型分为封装级失效和芯片级失效两类[46-47]。对于IGBT芯片级短路失效，根据短路过程中IGBT器件两端的电压、电流特征，可以观察到七种常见的短路失效模式，如图11所示。在IGBT器件短路运行过程中，这几种失效模式均有可能发生。对于封装级短路失效，根据封装形式的不同，可分为焊接型和压接型，其主要的关注点均在于短路应力对封装结构和材料老化所产生的影响。下面将针对IGBT器件短路失效模式及其失效机理展开介绍。
图11 IGBT器件芯片级短路失效模式
Fig.11 Chip-level short-circuit failure mode of IGBT device
峰值电流失效发生于短路电流上升到短路峰值电流过程中，通常由大电流导致的静态闩锁效应引起，其典型波形如图12所示，在短路开通过程中，IGBT的电流超过了闩锁电流容量，IGBT的集电极电流和结温迅速上升，vCE下降。IGBT的芯片电路模型如图13所示，其中存在寄生NPN晶体管结构，当集电极电流增大到某一临界值时，这个寄生晶体管将被激活并导通，出现NPN与PNP两个晶体管同时导通的情况，进而引发闩锁效应[7, 48-50]。在这种情况下，栅极将失去对IGBT的控制能力，电流会迅速上升，器件运行结温迅速增加，最终导致IGBT失效。短路电流的峰值处最易于触发闩锁效应，并且随着温度的升高，闩锁电流容量会相应减少，器件更容易发生闩锁。然而随着器件结构的不断优化，抗闩锁技术逐渐成熟[50-53]，该种失效模式已较少发生。对于峰值电流失效，IGBT的集-射极之间的电压对于闩锁效应的触发并没有显著的影响。因此，在给定的短路故障工况下，无论电压等级如何变化，峰值电流失效的概率基本相同，其主要影响因素为温度和栅极驱动电压，进而影响器件的最大输运电流能力。
图12 IGBT短路峰值电流失效典型波形[43]
Fig.12 Typical waveforms of IGBT short-circuit peak current failure[43]
图13 IGBT芯片电路模型[54]
Fig.13 IGBT chip circuit model[54]
栅极振荡失效由IGBT器件栅极回路的振荡引起，如图14所示，在短路开通阶段，能够观察到栅极电压明显的振荡现象。栅极回路的振荡现象是由器件的等效负微分米勒电容[55-61]、栅极回路杂散电感以及驱动电阻构成的RLC谐振回路引起，如果短路时的栅极电压vGE振荡过高，将导致IGBT栅氧击穿，引发器件失效。文献[58]指出，负微分米勒电容典型现象存在于短路电流下降但vCE表现出上升趋势的阶段，如Ⅰ类短路故障中的短路开通阶段。栅极振荡还可能引发短路电流振荡，如图15所示。振荡短路电流流过短路回路寄生电感，还将产生振荡的感应电动势，引起IGBT的vCE振荡，并通过米勒电容将振荡信号反馈回栅极，整个路径形成正反馈，因而会产生持续的高频振荡[36]，进而导致IGBT失效。此外，在测试电压较低时，米勒电容更大，更容易发生振荡。因此，栅极振荡失效对vCE较为敏感，在低压时失效概率更大。
图14 Ⅰ类短路故障中的栅极振荡波形[55]
Fig.14 Gate oscillation waveforms in type Ⅰ short-circuit fault[55]
图15 IGBT短路振荡原理[36]
Fig.15 IGBT short-circuit oscillation mechanism[36]
自关断失效发生于短路电流下降但vCE上升的阶段，与栅极振荡失效具有相似性，其典型失效波形如图16所示，不稳定机理同样源于负微分米勒电容效应[62]。快速下降的短路电流将在短路回路寄生电感上感应出负压，并在IGBT器件两端形成电压过冲。在集电极电压较高的条件下，来自集电极的空穴电流会在栅极积累正电荷，当vGE增加时，栅极将产生等效的负电荷，从而导致栅极电荷减少[56]。并且dvCE/dt会通过等效电容产生负反馈电流流回栅极回路给CGE放电，即栅极电流变为负值，使得vCE下降至阈值电压以下，IGBT器件的自关断现象发生。在杂散电感和高vCE作用下，极易使IGBT器件发生雪崩击穿而失效。区别于短路关断失效，自关断过程是由器件的本征不稳定机理导致的器件关断，而不是由驱动回路的关断信号导致的。二者的相同点则在于n-漂移区中均没有高浓度的存储载流子等离子区，相对应的关断过程都不存在载流子的抽取行为[63]。对于栅极振荡失效和自关断失效，其失效机理都与负米勒微分电容相关，米勒电容对vCE较为敏感，在低压时米勒电容较大，因此在vCE较低时，发生这两种失效的概率更大。在器件工程应用前，通常需要对栅极驱动特性与IGBT特性进行配合调试，并对驱动电压、驱动电阻以及电容进行匹配，在一定程度上能避免这两类失效。
图16 IGBT自关断失效典型波形[62]
Fig.16 Typical waveforms of IGBT self-turn-off failure[62]
短路脉冲失效发生在短路脉冲的中间时刻，短路电流由于自热的下降的阶段，其典型失效波形如图17所示。其失效原因可以归结为IGBT器件在MOSFET运行模式下，器件内集电极侧出现的电流丝现象，此时IGBT元胞间的电流分布严重不均，致使器件损坏[63-67]。3.3 kV IGBT元胞在短路脉冲阶段的电流密度如图18所示，可以明显观察到最左侧元胞的电流密度更大。此外，文献[63]提出双尖峰的电场分布特征是短路脉冲阶段内在器件内部引发严重电流分布不均现象的前提条件，其只会在IGBT器件的MOSFET运行模式下出现。图19为短路脉冲阶段n-漂移区内电场及电子和空穴浓度分布情况，在靠近发射极侧和集电极侧各有一个电场峰值。由于受到制造工艺与材料稳定性的限制，在IGBT生产过程中其内部会不可避免地引入一些不均分布，MOSFET运行模式下n-漂移区内的双峰值电场分布会促使电流流向不均匀区域，使局部元胞电流集中，导致电流严重不均，最终损坏器件。在不同的vCE条件下，n-漂移区内电场分布不同，短路脉冲失效发生的概率也有差异。vCE较低或较高时，MOSFET运行模式下n-漂移区内双峰值电场分布特性不易形成，只有在特定的中压区域，该现象更加显著，短路脉冲失效发生概率更大[63]。除了电压之外，在芯片生产过程中的工艺分散性、压接型器件芯片内部元胞压力分布不均以及温度等因素均会导致内部元胞的不均流现象，进而影响此类失效模式。
图17 IGBT短路脉冲失效典型波形[64]
Fig.17 Typical waveforms of IGBT short-circuit pulse failure[64]
图18 IGBT元胞在短路脉冲阶段的电流密度[64]
Fig.18 Current density of IGBT cells during the short-circuit pulse phase[64]
图19 n-漂移区内电场及电子和空穴浓度分布[63]
Fig.19 Electric field and distribution of electrons and holes in the n-drift region[63]
本征热击穿失效也发生在短路脉冲阶段，但其机理是自热效应使得器件内部热量累积，导致器件结温随短路脉冲宽度的延长而升高。IGBT本征热击穿失效典型波形如图20所示。器件短路导通进入短路脉冲阶段后，vGE和vCE基本不变，结温则迅速上升，直至发生热失效。对于硅基IGBT器件，其发生热失效时的临界功率密度为2～2.4 MW/cm2，临界温度为650～700 K[68-69]。超过临界温度后，本征激发产生的载流子数目已经与掺杂浓度相接近，对于低掺杂浓度的漂移区，更容易达到其本征激发温度，进而导致器件结温超过本征热击穿极限而失效[68]。通常，将此阶段IGBT能经受短路脉冲而不发生热击穿失效的脉冲宽度定义为短路耐受时 间[64, 70]，并以此作为IGBT器件短路能力设计的重要参考指标。
图20 IGBT本征热击穿失效典型波形[70]
Fig.20 Typical waveforms of IGBT intrinsic thermal breakdown failure[70]
短路关断失效的典型波形如图21所示，随着vGE的减小，短路电流将逐渐减小，由于短路回路杂散电感的作用，在IGBT两端将会产生较大的电压过冲。短路关断失效发生在IGBT短路脉冲的关断阶段，其机理被认为是在器件短路关断过程中电压过冲阶段的动态雪崩诱发的动态闩锁效应[43, 63, 68, 70]。IGBT短路关断时，漂移区的电子被集电极迅速抽取，导致电子电流迅速减小，进而引起集电极电压的快速变化，这使得电场梯度增大并且呈S形分 布[43]，在电压还未达到阻断电压时，峰值电场强度已经达到临界击穿场强，器件将发生动态雪崩，并出现内部电流聚集现象。同时，过大的dv/dt使得P型基区中的空穴数量迅速增加，形成了空穴电流的脉冲尖峰，当空穴电流尖峰产生的压降大于寄生NPN晶体管的导通电压时，将发生动态闩锁，IGBT器件短路电流将迅速增大直至器件失效[43, 68, 70]。IGBT器件的闩锁效应和动态雪崩与器件的电流和vCE均有较大关系，在高压和大电流的条件下，短路关断失效发生的概率更大。除了电压和电流会影响短路关断失效外，过高的运行结温将进一步加深雪崩和闩锁的程度。此外，对于高压IGBT器件，背面集电区的掺杂浓度较低，空穴的注入效率不高，关断时电场和载流子数量之间更容易形成正反馈；且高压IGBT芯片面积较大，在载流子寿命、掺杂浓度分布、缺陷数量等参数上易存在不均匀性，使得电流丝形成后易在芯片结构薄弱点处集聚，造成关断后形成局部热点而失效[68]。
图21 IGBT短路关断失效典型波形[43]
Fig.21 Typical waveform of IGBT short-circuit turn-off failure[43]
阻断热击穿失效，根据其特点又被称为关断延迟失效，其失效原因主要为大泄漏电流引起的热量累积，最终导致器件结温超过本征热击穿极限[38, 68, 71-73]。其典型波形如图22所示。文献[68]指出，当芯片较厚时，IGBT短路关断后热量难以迅速耗散，并且在短路导通过程中漂移区内积聚的过剩载流子也不能完全抽取。IGBT关断后，随着温度的升高，集电区的空穴注入效率会相应增强，导致更多的空穴注入漂移区，并在该区域内形成一个耗尽区。这些空穴在电势差的驱动下被输运到正面发射极，并在经过耗尽区时因碰撞电离产生电子空穴对，进而形成稳定的泄漏电流。随着泄漏电流的增大，器件的温度会进一步上升，泄漏电流和温度之间将形成正反馈，加上关断后热量在一段时间内的持续积累，器件发生热击穿失效[68]。阻断热击穿失效和本征热击穿失效的根本原因都是短路过程中的热量积累，两种失效模式的概率均与IGBT在短路故障状态下的短路持续时间有着明显关联。通常，器件在出厂时均会进行短路测试，并给出短路耐受时间的指标（10 ms）。工程上的IGBT短路保护响应时间也小于该值，能够在较短的时间内关断短路故障器件。但若器件运行结温较高、封装散热能力较差（如TO单管封装），芯片在较短的时间内也有可能达到本征热击穿极限，进而失效。
图22 IGBT阻断热击穿失效典型波形[38]
Fig.22 Typical waveforms of IGBT blocking thermal breakdown failure[38]
前述七种失效模式及失效机理均是以半导体理论为基础，针对IGBT芯片的瞬态电热特性进行分析，进而解释IGBT短路失效机理，属于芯片级的失效分析。还有部分学者从封装、材料老化特性的微观角度出发对短路失效机理进行了解释[5, 74-83]。
焊接型IGBT短路失效形貌如图23所示，失效部位通常在有源区的键合点周围，表现为IGBT键合点附近的芯片表面熔融现象。焊接型IGBT的封装老化机制主要有焊料层老化、键合线老化和铝金属化重构等[84]，多为温度波动和材料的热膨胀系数（Coefficient of Thermal Expansion, CTE）不一致所导致。
图23 焊接型IGBT短路失效形貌[5]
Fig.23 Morphology of short-circuit failure in welded IGBT[5]
压接型IGBT短路失效发展进程如图24所示，芯片表面的铝镀层受到高温和高应力的影响，逐渐发生腐蚀，并逐渐渗透到硅片内部，形成铝硅合金。随着失效进程的加速，IGBT芯片与其表面的铝镀层开始相互融合，逐渐形成渗透孔。随后短路电流流入这些渗透孔中，由于过电流现象，铝硅合金的反应速度进一步加剧，渗透孔不断扩大，进而导致IGBT失效[85]。压接型IGBT芯片的短路失效形貌如图25所示，失效位置均为有源区。
图24 压接型IGBT短路失效发展进程[85]
Fig.24 Development process of short-circuit failure in press-pack IGBTs[85]
图25 压接型IGBT短路失效形貌[74]
Fig.25 Morphology of short-circuit failure in press-pack IGBT[74]
通常，IGBT短路故障的持续时间一般为ms级，故障发生后器件被保护成功关断；否则，将发生失效。在ms级的时间尺度下，短路过程所积累的能量主要集中在芯片表面，很难传递到封装层面。因此，在短路故障工况下，芯片失效往往先于封装失效发生。芯片的短路失效是由硅芯片内部形成短路区域开始，随后铝金属层与硅发生化学反应，最终导致内部形成稳定的短路电流导通路径。若在芯片失效后，短路故障并未被切除，将会进一步引起封装失效。对于焊接型IGBT器件，其在此过程中的薄弱环节在于键合线与芯片的接触点。芯片失效后，热量逐渐扩散到键合线的焊点处，导致焊点熔融进而引发键合线脱落，短路电流通路被切断，最终器件呈现开路状态。压接型器件通过外部压力实现内部组件的电气和机械连接，由于发射极钼片面积小于芯片有源区面积，该结构导致芯片有源区边缘的热量无法及时散去，成为短路失效的薄弱环节[74]。区别于焊接型器件的直接开路状态，压接型IGBT在发生短路失效时往往可以形成稳定的短路电流通道，从而维持一段时间的短路失效状态。一段时间后，在短路失效中所形成的硅铝合金将与芯片两侧的钼片进一步发生化学反应，从而形成各种金属化合物，金属化合物的电导率较高，电流增大，功率损耗增加导致器件内部温度升高[47]，器件内部各组件熔化并形成开路，最终导致压接型器件开路失效。
影响IGBT器件短路能力的因素众多，与IGBT运行工况相关的外部电路参数主要包括直流母线电压、栅极电压、环境温度和短路回路寄生电感。
直流母线电压的高低直接影响短路期间IGBT的vCE。直流母线电压越高则vCE越大，进而导致vGE抬升和短路电流峰值增大，短路累积能量及结温均会上升，器件的短路耐受时间变短，短路耐受能力变弱。
栅极电压对IGBT的最大电流输运能力起着决定性作用。vGE越高则越会增加短路电流峰值和稳定阶段的饱和电流，导致累积能量和结温上升，同时IGBT在短路关断过程中的di/dt同样更大，将引起更大的电压过冲，增加器件在短路过程中失效的 风险。
对于环境温度，其直接影响IGBT在短路器件的运行结温。虽然温度升高能一定程度上减小短路电流的大小，但其对器件内部热量积累的影响更大，芯片将更容易达到本征热击穿极限而失效。
短路回路寄生电感将影响器件的短路电流上升率和关断电压过冲。寄生电感越大，电流上升越缓，短路峰值电流越小，但短路关断电压峰值和关断时间会增大，将增大短路关断失效的风险。因此，在IGBT的应用中，合理调整外部电路参数，考虑其对器件性能的影响，对降低短路失效概率至关重要。
除了与IGBT运行工况相关的外部电路参数外，IGBT芯片结构与封装设计也会影响IGBT的短路耐受能力。部分学者通过IGBT芯片的新结构设计和工艺改进[86-87]，优化热阻、封装材料和散热结构[80, 88-91]等措施，实现了IGBT短路耐受能力的 提高。
短路保护电路一般集成在IGBT的驱动器上，通过相应短路检测手段和机制及时获取器件的短路特征，并配合短路保护关断技术来确保IGBT在发生短路故障时能够安全、可靠地关断，进而减小器件短路失效发生的概率。同时，还需针对具体的运行工况进行合理的保护配置，防止因短路应力导致器件损坏，保障整个系统的稳定运行。
快速、准确的短路故障检测技术是实现IGBT短路保护的前提。目前，针对IGBT的短路检测技术主要有退饱和检测法、寄生电感检测法、栅极电压检测法、栅极电荷检测法，下面将对以上四种短路检测技术进行介绍。
3.1.1 退饱和检测法
退饱和检测法由于其便捷性和低成本在短路故障保护中得到了广泛应用[22, 92-99]。当IGBT发生短路时，vCE就会迅速升高并且大于正常的饱和电压，因此可以通过检测器件两端的vCE是否超过设定阈值来判断器件是否发生故障。退饱和检测电路如图26所示，其工作原理如下：当IGBT处于正常导通状态时，Q1处于截止状态，电容C1两端的电压受到二极管VD1的作用，被IGBT的饱和电压所钳位，比较器U1的输出将保持为低电平状态。在IGBT关断的情况下，Q1将变为导通状态，电容C1通过Q1进行放电，退饱和检测将闭锁。当IGBT的饱和压降出现上升时，二极管VD1的钳位功能不再有效。此时，电流源I1开始为电容C1充电，导致电容C1的电压逐渐上升。一旦电容C1的电压超过比较器U1反向输入端所设定的内部参考电压Vref，比较器U1的输出将转变为高电平状态，对驱动器发出故障信号，IGBT将即时关断[100]。
图26 退饱和检测电路[100]
Fig.26 Desaturation detection circuit[100]
此外，在退饱和检测电路中，为了防止开通时刻的电压尖峰导致保护电路的误动作，还需要合理配置C1和I1的值来设定一段前沿消隐时间[95, 101]，可计算为
（1）
式中，tb1为前沿消隐时间；C1为消隐电容；I1为内部电流源；Vref为比较器反向输入的参考电压。
然而，过长的消隐时间会导致IGBT的短路损耗增加，甚至可能导致IGBT短路时间过长而失效。为此，文献[95]提出了一种加速退饱和检测法，将退饱和检测与栅极电压反馈相结合，在未大量地增加硬件电路的前提下显著加快了故障检测速度。文献[99]则提出了一种基于vCE检测的自适应消隐电路，将其与传统退饱和检测相结合，在IGBT工作于不同的开通速度时自动调整消隐时间，能够适用于不同种类、不同工况的IGBT应用场景。此外，IGBT的输出特性对温度变化较为敏感，因此退饱和检测法在实际应用中同样会受到温度影响，从而导致测量误差的产生。
3.1.2 寄生电感检测法
对于具有辅助发射极的IGBT，可通过测量辅助发射极和功率发射极之间的寄生电感LEe两端的电压来检测短路故障，源极电感检测电路如图27所示。其主要由RC积分滤波回路构成，通过输出电压VO来检测短路回路中的电流大小。文献[101]给出了检测电路中寄生电感LEe、辅助电容Cf以及辅助电阻Rf的选值依据。VO与回路电流IC的关系式[102]为
（2）
图27 源极电感检测电路[94]
Fig.27 The source inductance detection circuit[94]
从式（2）中可以看出，VO随着IC的增大而增大，VO将作为比较器的输入信号，当其高于设定电压阈值时，比较器发生翻转，输出故障信号。寄生电感检测法本质上是在检测电流，其不受消隐时间的限制，因此速度上快于退饱和检测法，但其只能用于单管短路故障检测。此外，IGBT发生Ⅱ类短路故障时的回路电感量较大，VO可能无法达到设定阈值，容易造成故障误判。
3.1.3 栅极电压检测法
当IGBT发生短路故障时，栅极驱动电压波形会发生变化，文献[103-104]对比了IGBT在Ⅰ类短路故障和Ⅱ类短路故障下vGE的变化。不同短路故障下vGE波形如图28所示，在Ⅰ类短路故障情况下，短路开通时vGE的米勒平台会消失，vGE只有一个上升沿；在Ⅱ类短路故障条件下，vGE在短路瞬间将出现电压过冲。因此，可以根据不同短路故障对应的vGE特征对短路故障进行判别，栅极电压检测电路如图29所示。其中，Ⅰ类短路故障的检测部分由滤波器1、比较器CMP1和CMP2、T触发器和一个与门构成，在检测到开通瞬间只有一个上升沿时，将输出Ⅰ类短路故障信号。Ⅱ类短路故障的检测部分由比较器CMP3和一个SR锁存器构成，当vGE超过预设电压时，SR锁存器将被触发为高电平并保持该状态，直至Q1被保护关断。栅极电压检测速度较快，但需要复杂的电路结构相互配合，控制复杂，检测精度易受驱动回路寄生参数影响，故而并未得到广泛使用。
图28 不同短路故障下的栅极电压波形
Fig.28 Gate voltage waveforms under different short-circuit faults
图29 栅极电压检测电路[105-106]
Fig.29 The gate voltage detection circuit[105-106]
3.1.4 栅极电荷检测法
与栅极电压检测法的原理类似，栅极电荷检测法通过监测栅极电荷在正常和短路故障时的差异来判断IGBT是否发生了短路故障。正常状态下的栅极电荷和短路故障下的栅极电荷量如图30所示，在短路故障条件下的栅极电荷量小于正常状态下的栅极电荷量，并有较大差距。因此，可以通过监测栅极电荷来判断IGBT的短路故障。栅极电荷检测电路如图31所示，该检测电路主要由与栅极驱动晶体管相连的电流镜像电路和比较器构成，镜像电流、栅极电流及栅极电荷的关系式为
（3）
（4）
（5）
式中，
和
为两个驱动晶体管电流；
和
为电流镜像电路中的两个晶体管镜像电流；
和
分别为栅极电流和栅极镜像电流；
为栅极电荷量；
为检测电容；
为检测电压。依据前述原理，在短路条件下会减小，导致随之减小，当其小于比较器的参考电压时，将输出故障信号，保护电路将通过比较器信号驱动的晶体管降低vGE，进而关断故障IGBT。栅极电荷检测电路与大电流主电路分离，在故障检测速度和抗干扰度上均有明显优势。
图30 正常状态和短路故障下的栅极电荷量[103]
Fig.30 Gate charge under normal conditions and short-circuit faults[103]
图31 栅极电荷检测电路[103]
Fig.31 The gate charge detection circuit[103]
3.1.5 短路检测技术对比
上述所介绍的四种短路检测技术各有其优缺点，表1总结了各种方法的特点。
表1 不同短路检测技术性能对比
Tab.1 The performance comparison between different short-circuit detection methods
短路检测技术检测速度拓扑简易度抗扰度故障区分功能 退饱和检测法★★★★× 寄生电感检测法★★★★★★× 栅极电压检测法★★★★√ 栅极电荷检测法★★★★★★★×
从表1中可以看出，不同的短路检测方法在实际应用中存在其独特的局限性和优势。在追求高度驱动集成化和成本控制的环境下，退饱和检测法被视为较为合适的选择，但其也会受到消隐时间限制和温度波动的影响。若应用场景对短路检测的响应速度有严苛的要求，那么后三种方法均能较好地满足此需求。同时，如果检测需求涉及不同类型的短路，栅极电压检测法则是一个较好的选择。因此，需要充分考虑IGBT实际的工作条件及具体需求来选择合适的短路检测技术。
在短路检测电路检测到IGBT发生短路故障后，会迅速给IGBT驱动电路关断信号，但短路状态的IGBT两端将承受高压和大电流，如果直接关断器件，将在其两端产生较大的di/dt和dv/dt，严重时将会损坏器件。因此，为了确保IGBT的安全，需要采用合适的短路保护关断技术，以降低器件在关断过程中的应力。下面将对软关断和有源钳位这两种主流短路保护技术展开介绍。
3.2.1 软关断
软关断是IGBT短路保护关断技术中使用最普遍的一种，目前国内外驱动的厂商如PI、Semikron、英飞凌、飞仕德以及青铜剑等都在驱动产品中集成了短路软关断策略[107]。软关断的原理较为简单，在检测到短路故障时，将切换一个比原设定关断电阻阻值更大的软关断电阻来逐渐降低IGBT的vGE至0 V或者负压[108-116]。较大的软关断电阻将使得IGBT栅极电流减小，减慢栅极电容的放电速度，进而实现IGBT的缓慢关断。短路软关断的动作逻辑如图32所示，当短路检测电路检测到IGBT饱和电压超过参考电压并上报故障时，驱动电路立刻进入软关断模式，IGBT将缓慢关断。由于软关断产生的关断损耗非常大，因此只有在发生短路故障时才会触发软关断，正常情况下软关断应处于闭锁状态。此外，还有部分文献提出了慢降栅极电压的分级关断策略[98, 117-118]，也属于软关断的一部分。
图32 短路软关断的动作逻辑[107]
Fig.32 The action logic of short-circuit soft turn-off[107]
3.2.2 有源钳位
当IGBT在短路关断时，由于较大的di/dt和寄生电感，在集电极和发射极之间会产生一个较高的电压过冲。为了避免高压过冲对IGBT造成损坏，需要对vCE进行钳位处理。集-射极电压钳位属于有源钳位，其目的是将集电极和发射极两端的电压调整到某一特定值。图33为典型有源钳位电路，当集电极电位高于设定电压临界值时，单向的瞬态电压抑制器（Transient Voltage Suppressors, TVS）VD1导通并流过电流。此时VT2开通，IGBT在设定电压下被关断，限制了IGBT短路关断时的电压过冲。此外，有源钳位技术还可用于限制IGBT的vGE，进而减小IGBT的短路电流和短路能量。
IGBT驱动器在低压家电和工业变频、中压新能源发电以及高压柔性直流输电应用领域的主要短路保护配置情况见表2。
从表2中可以看出，短路检测模块作为短路保护机制的核心输入与输出环节，其配置在多样化的应用环境中均不可或缺。然而，鉴于不同工况下对驱动器性能的具体要求，制造商会根据实际使用情况定制化设计这些模块，正如前述表1所示。退饱和保护技术以其技术成熟度和成本效益，已成为商用IGBT驱动器中普遍集成的功能。有源钳位技术凭借其有效控制IGBT栅极与集-射极间电压的能力，显著降低了器件在开关过程中的电压过冲，因此也被广泛应用。对于软关断技术，它虽能通过调节栅极电压和改变关断电阻来减轻IGBT在短路关断时的应力，但此过程不可避免地伴随着较大的能量损耗。特别地，在柔性直流输电应用中，高压大功率IGBT器件具有高电压等级和低切换频率的特点，且对系统可靠性的需求远超过对功耗的考 量[119-123]。因此，相较于中低压场景，软关断技术在柔直输电领域得到了更为广泛的应用。
图33 典型有源钳位电路[107]
Fig.33 Typical active clamp circuit[107]
表2 IGBT短路保护技术在不同应用领域的配置
Tab.2 Configuration of IGBT short circuit protection technology in different application fields
应用领域家电、工业变频新能源发电柔直输电 电压等级 V600～1 2001 200～3 3003 300以上 切换频率高较高较低 短路检测√√√ 退饱和保护√√√ 有源钳位√√√ 软关断××√
据统计，在运柔直工程典型柔直换流阀故障类型中，IGBT器件驱动故障占比高达46%，短路保护仍存在误动和拒动现象[124-125]。尽管短路保护技术已较为成熟，但随着柔性直流技术的发展和应用拓扑的复杂化，其在响应速度、灵敏度和可靠性等方面仍需进一步提升。具体包括提高响应速度和缩短动作时间，以更迅速地隔离故障、减少损失；增强短路检测精度，减少误动和拒动，确保系统稳定运行；采用智能化保护方案，结合人工智能和大数据分析，提高故障预测和诊断能力，从而实现更加精准和可靠的保护。
高压大功率IGBT器件作为柔性直流输电技术的关键部件，其短路可靠性对于实现“碳达峰、碳中和”目标具有重要意义。同时，随着柔性工程传输容量的进一步增大，IGBT的电流等级需求将从3 kA逐渐过渡到5 kA，当大功率IGBT器件遭遇短路故障并引发灾难性后果时，对电力系统的稳定性和经济性都将造成更大的冲击。
通过对IGBT短路故障模拟、短路失效模式与机理以及短路检测与保护技术的总结和分析，本文给出以下四点研究展望。
1）多场景适用的短路故障模拟方法
随着IGBT器件在复杂拓扑结构中的应用愈发广泛，现有的短路故障模拟方法无法完全反映IGBT在复杂工况下的短路应力情况。例如，Ⅰ类短路故障模拟方法无法准确揭示MMC子模块IGBT直通短路故障下的短路应力。此外，为了研究IGBT器件在特定工况下的短路特性及失效机制，搭建复杂的拓扑和控制系统往往成本高昂、难度较大。因此，有必要从多场景复杂的短路故障工况中提取IGBT器件所受的短路应力特征，开发多场景适用的短路故障模拟方法。该方法不仅能够兼容不同工况下IGBT短路故障的模拟，作为研究IGBT短路失效模式及失效机理的基础，还能够指导IGBT短路考核标准的建立以及短路可靠性提升方法的研究。
2）外部因素与短路失效模式及失效机理之间的关联关系
IGBT短路失效模式及其对应的失效机理一直是短路可靠性研究的热点，现有研究主要从半导体理论和仿真分析的角度出发对短路失效机理进行揭示，多关注单一失效机理，但外部因素（电压、杂散电感、结温、驱动等）与不同短路失效模式及其失效机理之间的具体关系仍然较为模糊。鲜有外部因素量化条件下对短路失效模式及失效机理影响的研究，难以从外部因素直接获取不同失效模式的失效概率。明确其关联关系不仅能够指导IGBT使用者合理地调整应力条件，提高不同工况下IGBT的短路耐受能力，同时能够更全面地刻画IGBT短路安全运行域，获取IGBT短路失效的临界条件，提升器件自身以及整体系统的可靠性。此外，考虑短路失效前的退化状态，不同封装形式的IGBT器件在重复短路应力下的长时间尺度退化机理也是未来的研究方向之一。
3）智能化短路检测及保护技术
IGBT短路检测及保护在IGBT发生短路故障时，要求快速、灵敏检测，安全可靠地将IGBT关断。随着IGBT应用场景的多样化以及控制策略的复杂化，正常控制与短路故障检测及保护之间的协调变得更为困难，故障误判时可能出现控制时序错乱，将严重威胁器件及系统的可靠性。因此，引入智能化的短路检测及保护技术，通过智能算法实现短路故障数据准确辨识、短路故障精确定位、短路检测及保护与系统控制间的协同配合，将成为提高系统的可靠性和稳定性的有效途径。
4）抗短路能力提升方法
为了提高IGBT器件的抗短路能力，需要从IGBT的短路失效模式及机理出发，结合影响IGBT短路特性的关键因素，有针对性地改进IGBT的芯片和封装结构设计。如推进抗闩锁技术以降低与闩锁效应相关的失效概率；开发高性能封装热管理技术来减小IGBT短路故障下的热应力，从而降低与热量累积相关的失效概率；研究IGBT短路防爆性能提升及短路能量缓释方法，以减弱IGBT短路造成的次生故障。这些改进不仅能增强IGBT的抗短路能力，还能提高其在高压、高频应用中的性能。因此，抗短路能力提升方法同样是IGBT短路可靠性研究的发展方向之一。
随着柔性直流输电技术的日益成熟和器件制造技术的显著提升，高压大功率IGBT在面临极端短路工况时的可靠性问题愈发受到重视。
本文分析并探讨了IGBT的三种典型短路故障以及MMC应用工况下的四种直通短路故障类型；归纳和总结了针对不同短路故障类型的故障模拟电路及运行原理；系统梳理了IGBT的短路失效模式及失效机理；论述并比较了现有短路故障检测和保护技术及其应用特点。最后从四个层面对IGBT短路可靠性的研究难点与应用趋势进行了展望，以期在IGBT短路故障模拟、失效分析以及抗短路能力提升等方面提供支撑。
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A Review of Short-Circuit Failure Mechanism and Protection Technology of High-Voltage and High-Power IGBT Device
Abstract High-voltage, high-power insulated gate bipolar transistor (IGBT) is the core device in the flexible HVDC transmission project. During its operation, a short-circuit fault can threaten the safe and reliable operation of the converter equipment and even the transmission system. Therefore, it is of great significance to study the short-circuit failure simulation and short-circuit protection methods to improve the IGBT’s short-circuit robustness and system stability.
According to the location of the short-circuit fault and the operating state of IGBT, typical short-circuit faults can be classified into three categories. Regarding the bridge arm current’s direction and the modular multilevel converter’s submodule operating statusbefore the short circuit, the direct short-circuit faults of the submodules are classified into four categories.
To understand the short-circuit characteristics of IGBT under different types of short-circuit faults and reveal the mechanism of short-circuit failure, it is necessary to build a short-circuit experimental platform and carry out targeted short-circuit fault simulations. Therefore, short-circuit fault simulation circuits for different types of short-circuit faults are summarized and analyzed, and their operating principles are introduced in detail.
Subsequently, the short-circuit failure modes and mechanisms of IGBT are systematically sorted out from chip and package levels. The short-circuit failure modes are divided into peak current failure, gate oscillation failure, self-turn-off failure, short-circuit pulse failure, intrinsic thermal breakdown failure, short-circuit turn-off failure, and blocking thermal breakdown failure at the chip level. Packaging failures at the packaging level are bonding wire failures, solder layer failures, etc. The effects of gate voltage, ambient temperature, and parasitic inductance of short-circuit circuits on short-circuit failure are explored.
The short-circuit detection techniques for IGBT include desaturation detection, parasitic inductance detection, gate voltage detection, and gate charge detection. The technology and its application characteristics are analyzed, and the applicability and effectiveness of each detection technique in different application scenarios are discussed. Appropriate short-circuit protection turn-off technology must be adopted to reduce the stress on the device during the turn-off process. Two main stream short-circuit protection technologies, soft turn-off and active clamp, are discussed.
The research on the short-circuit failure mechanism and protection technology of IGBT is the main trend to increase the short-circuit robustness and system stability. There are still many problems. Research hotspots in the future will focus on (1) short-circuit fault simulation method for multi-scenario applications, (2) the relationship between external factors and short-circuit failure mode, (3) intelligent short-circuit detection and protection technology, (4) anti-short circuit capability improvement method.
Keywords：Insulated gate bipolar transistor (IGBT), short-circuit fault, failure mechanism, short-circuit protection
中图分类号：TN322.8
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.241174
国家电网有限公司总部管理科技资助项目（LCC-VSC混联换流站非同类阀系统复杂电磁特性及可靠性提升技术研究，5500- 202318521A-3-2-ZN）。
收稿日期 2024-07-03
改稿日期 2024-08-03
冯甘雨 男，1998年生，博士研究生，研究方向为高压大功率电力电子器件的封装、测试及可靠性。
E-mail: ganyu_feng@ncepu.edu.cn
李学宝 男，1988年生，副教授，博士生导师，研究方向为高压大功率电力电子器件封装绝缘及可靠性。
E-mail: lxb08357x@ncepu.edu.cn（通信作者）
（编辑 郭丽军）