基于噪声源钳位的输入并联输出串联全桥变换器共模噪声抑制方法

宋 猛1 秦苏新1 朱子锐2 刘 涛2 吴红飞1

(1. 南京航空航天大学多电飞机电气系统工信部重点实验室 南京 210016 2. 空间电源全国重点实验室(上海空间电源研究所) 上海 200245)

摘要 该文提出基于噪声源钳位原理的输入并联输出串联全桥变换器改进拓扑结构,解决了传统输出串联结构导致的共模噪声恶化问题。采用输出串联结构能够减小高压输出场合下器件电压应力,但高频整流电路直接串联使得dv/dt噪声源叠加作用,导致更严重的共模噪声问题。该文建立输入并联输出串联全桥变换器共模噪声分析模型,分析串联噪声源相互影响。在此基础上,通过调整滤波电感位置,为噪声源构造了稳定的参考地,从而避免了噪声源串联叠加导致的共模噪声问题。最后,实验结果验证了所提的改进电路结构能够有效地降低共模噪声。

关键词:输入并联输出串联 全桥变换器 共模噪声抑制 噪声源钳位

0 引言

随着电力电子技术的快速发展,隔离型变换器在电力电子变压器、电动汽车和新能源发电等多个领域得到了广泛的应用[1-3],全桥变换器由于其一次、二次侧之间天然的电气隔离特性和简单的电路结构,广泛地应用于多种大功率直流隔离型的场 合[2-4]

在隔离型变换器中,输入输出侧电压高频跳变产生的共模噪声会通过变压器的结电容相互传输从而对系统稳定运行产生危害[5-7]。例如,平面变压器中一次、二次绕组间大重叠面积带来的寄生电容会带来严重的寄生电容问题[5];而针对移相全桥变换器,移相控制会导致桥臂中点电平无法对消从而增加了额外的系统共模干扰[6];为满足安规要求而额外增加的滤波器件也会对系统的体积以及功率密度产生影响[7]

经变压器一次、二次绕组间结电容流入安全地是隔离型全桥变换器共模噪声的关键传输路径[8]。在隔离型变换器共模噪声抑制策略中,噪声抵消法和屏蔽法是抑制变换器一次、二次侧的共模噪声传导的主要方法[9-14]。基于噪声抵消策略,通过构造与原电路极性相反的噪声源,使得两个噪声源通过寄生电容产生大小相等、方向相反的共模噪声,实现对噪声的抑制效果[9, 11]。例如,利用电路中原有极性相反的共模噪声源,仅通过增加电容方式补偿共模噪声,即实现噪声对消[9]。噪声屏蔽技术核心是阻断变压器绕组间的电场耦合,以消除流经分布电容位移电流[12-14]。可以看到,目前针对变压器共模传导抑制方法,均显著增加变压器的整体尺寸或绕组结构的复杂程度,且无法兼顾变压器两侧电路中固有的噪声问题。

而在输出高压的场合下,输入并联输出串联(Input-Parallel Output-Series, IPOS)的多相电路因能够有效地降低器件应力和输出侧每相噪声源的幅值而得到广泛的应用[15-17]。例如,在输出高压的场合下,通过多模块的输出串联,单模块仅需低电压等级的器件即可满足系统的正常运行[15];而基于载波的调制策略也可以使IPOS结构的隔离式矩阵整流器的共模电压降低约50%[16]。但多相组合的结构会带来电路之间噪声源和噪声路径的耦合[18-19],需要采取额外的措施以避免共模噪声的增加。

本文针对输出高压的应用场景,分析了两相IPOS全桥变换器由于输出串联使得噪声源叠加而导致更严重的共模噪声问题,并通过调整滤波电感位置,为噪声源构造了稳定的参考地,抑制了噪声源串联叠加额外产生的共模电流,实验验证了所提方法的有效性。

1 两相IPOS全桥变换器共模噪声分析

1.1 两相IPOS全桥变换器的共模干扰模型

与单相全桥PWM变换器相比,两相IPOS的结构能够显著降低输出侧电路器件的电压应力。图1为典型后级电感集成方式的两相全桥变换器,两相电路整流侧直接串联,而通过对滤波电感进行集成,提高了整体的功率密度并降低电路成本。由于IPOS结构的全桥变换器主要应用于输出高压的场景下,考虑将系统的输入侧作为安全地。图1中,拓扑结构1中所存在各噪声源点位及共模噪声路径均被标出。CACJ分别为集成拓扑1中电位跳变节点对地的寄生电容,CPSACPSB分别为A相与B相变压器一次侧与二次侧之间的分布电容。Vin为输入源,Cin为输入滤波电容,QA1~QA4和QB1~QB4为全桥变换器A相和B相输入开关管,VDA1~VDA4和VDB1~VDB4为全桥变换器A相和B相的输出整流管,LBCoRo为输出滤波电感,电容和负载。

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图1 两相全桥变换器集成拓扑结构1

Fig.1 Integrated topology structure 1 of the two-phase full-bridge converter

通过替代定理,可以对图1所示的共模噪声传递路径进一步分析得到共模干扰等效模型。为简化分析,将变压器视作对称绕制的变压器,故此处采取简易的两电容模型等效其分布电容。

首先,将一次侧桥臂各下管替代为与其漏源极电压波形一致的交流电压源,如VAi1VAi2VBi1VBi2,依据替换定理,替换前后变换器的工作状态不变。然后,根据变压器特性,将变压器绕组替换为一对受控的电压、电流源,一次绕组等效为nIcd,二次绕组等效为nVab。接着,为了避免等效模型中出现纯电压源回路,将一次侧桥臂各上管替代为与其电流波形相同的交流电流源,如IAi1IAi2IBi1IBi2。基于相同的原则对二次侧电路进行等效。考虑到变压器在输出侧等效的受控电压源,为了避免纯电压源回路,将两路桥臂中具备相同开断特性的二极管等效为相同的交流电压、电流源,其中,IAO1IAO2IBO1IBO2为等效后的电流源,VAO1VAO2VBO1VBO2为等效后的电压源;将滤波电感替换为与其电流波形相同的交流电流源IL。由此,得到集成拓扑1的共模干扰模型如图2所示。

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图2 集成拓扑结构1的共模噪声干扰模型

Fig.2 CM noise interference model of integrated topology structure 1

图2中,在高频条件下,输出电容和负载等效为导线。一次侧地与安全地(Protective Earth, PE)相连,在二次侧地(Secondary Ground, SG)与PE之间连接的RLISN为LISN电路的等效测试电阻,其值为25 W,其上流经电流即为两相全桥变换器的共模噪声。

1.2 两相IPOS全桥变换器共模噪声分析

依据叠加定理对全桥变换器的共模噪声等效模型进行简化。仅考虑电流源对电路共模噪声影响时,电路中各电压源均视为短路,则电路中各电流源均被短路。且由于受控电压源VcdVfh短路,则前级的受控电流源IabIeg也被短路,即等效模型中所有电流源均被短路,因而对电路中总共模噪声不造成影响。

仅考虑电压源对电路共模噪声影响时,电路中的电流源全部视为断路。依据叠加定理得到的电压源激励模型如图3所示。

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图3 仅考虑电压源激励时的共模噪声模型

Fig.3 CM noise model only voltage source exciting

对图3所示的共模噪声模型作进一步简化,得到的两相IPOS全桥变换器集成拓扑1共模噪声模型如图4所示。其中,两相电路的变压器采用两电容模型,变压器两电容模型的电容值均为CPSACPSB。同时将两相电路变压器二次侧各噪声点位的经由散热器的对地寄生电容视为相等,电容值设为Cd

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图4 简化后的集成拓扑1共模噪声干扰模型

Fig.4 Simplified CM noise interference model of integrated topology 1

由于变换器后级的桥臂噪声源与变压器受控电压源之间存在耦合关系,A、B两相电路输出侧整体的电压跳变特性由新的等效受控电压源VATVBT所替代如式(1)所示。基于叠加定理分析变换器一次侧噪声源影响,以A相电路为例,仅考虑一次侧桥臂噪声源影响时,其等效的共模干扰模型如图5a所示,其简化后的等效电路如图5b所示。

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式中,VabVeg分别为A相和B相一次绕组两端电压,变压器电压比为1width=6,height=11n

可以看到,噪声源VAi1VAi2的共模传递回路相似,在RLISN上共模电流iAi1iAi2可分别表示为

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图5 仅考虑A相一次侧桥臂噪声源的共模干扰子模型

Fig.5 CM interference submodel considering only the noise source of phase A the original side bridge arm

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考虑到噪声源VAi1VAi2作为同相电路的桥臂噪声源,伴随相同的开关时序,二者的电压跳变始终幅值相同、方向相反,即

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二者所产生的共模电流也大小相等、方向相反,因此可以得到天然的对消抑制,即

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同理,B相电路的一次侧噪声源也具备对消抑制特性。即在单相电路中能够对消的噪声源在多相电路中依然存在对消的特性。

对于A、B两相电路的输出侧等效噪声源VATVBT,简化后得到的等效噪声回路分别如图6a、图6b所示。在高频条件下,测试电阻RLISN的阻抗非常小,因此噪声回路中与RLISN相并联的寄生电容均可视为被短路。如图6a所示,由VAT产生的共模电流仅会流经变压器结电容CPSA、以及高频寄生电容CCCE,而不会流经B相的变压器结电容和寄生电容。而由VBT产生的共模电流不仅会流经B相的变压器结电容与B相的高频电容,同时由于输出侧串联的结构,也会流经A相的变压器结电容和A相的高频电容。

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图6 仅考虑输出侧噪声源的共模干扰子模型

Fig.6 CM interference submodel considering only output side noise sources

等效噪声源VAT引起的共模电流iAT如式(6)所示,而等效噪声源VBT经由B相和A相高频电容的共模电流iBT_BiBT_A分别为

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拓扑结构1的共模电流iCM1可以表示为

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可以发现,由于变换器输出侧高频整流电路的直接串联结构导致了两相噪声源的作用叠加,流经A相共模电容的噪声源不仅包括A相的等效噪声源VAT,同时也包括B相的等效噪声源VBT

同理,如图7所示输出滤波电感置于下侧的电路拓扑,其简化后共模干扰等效模型如图8所示,则系统由A相、B相的等效共模噪声源VATVBT所产生的共模电流如式(10)所示,在输出滤波电感的位置置于下侧后,由A相等效噪声源VAT产生的共模电流则会同时经过A、B两相的结电容和寄生电容,同样会导致更为严重的共模噪声问题。拓扑结构2的共模电流iCM2可以表示为

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图7 集成拓扑结构2

Fig.7 Integrated topology structure 2

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图8 简化后的集成拓扑2共模噪声干扰模型

Fig.8 Simplified CM noise interference model of integrated topology 2

式中,由于两相整流电路直接串联导致的额外共模电流和B相变压器结电容CPSB有关,CPSB越大,额外的共模噪声越严重。同理,拓扑1中,CPSA越小,额外的共模电流也越小。因此,结电容更小的变压器应与输出滤波电感直接相连以降低两相噪声源的叠加噪声影响。为进一步降低两相串联结构的叠加噪声影响,需要对电路继续进行改进。

2 基于噪声源钳位的共模噪声抑制策略

2.1 改进型IPOS全桥变换器的共模干扰模型

依据第1节分析可以得到,在多路输出串联系统中,由于高频整流电路的直接相连,导致多相电路的噪声源相互作用,产生更严重的共模噪声问题。针对这一问题,对两相IPOS全桥的集成方式进行了调整,所提出的改进型两相IPOS全桥结构及其对应的共模噪声模型如图9所示。与常见的后级电感集成方式相比,改进型拓扑调整了后级集成电感的位置,将滤波电感LB置于两相电路之间。

调整后,与图1所示拓扑结构1比较,图9中电感两端的E点由原来VDA1、VDA2的阴极调整至VDA3、VDA4阳极的位置,而原始的VDA1、VDA2阴极与输出的正极相连,从而在150 kHz~30 MHz范围内被认为保持稳定,即通过调整电感的位置,为A相的噪声源构造了稳定的参考地,即同时实现对A相和B相噪声源的钳位。需要说明的是,对比图1、图7和图9可知,无论电感位置如何变化,电感始终串联在输出滤波回路中,因此电感差模滤波特性、电感电流以及输出电压纹波均不会随电感位置改变而改变。

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图9 改进型集成拓扑结构

Fig.9 Improved integrated topology structure

2.2 改进型IPOS全桥变换器共模噪声分析

对于改进型IPOS全桥变换器集成拓扑,运用2.1节的分析方法,仅考虑电压源激励时共模干扰模型如图10所示。A、B两相全桥变换器的一次侧桥臂噪声源仍然具备天然的对消抑制特性。

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图10 仅考虑电压源激励时的共模干扰模型

Fig.10 CM noise model only voltage source exciting

仅考虑输出侧等效噪声源的影响时,其等效共模干扰子模型如图11所示。可以看到,随着集成电感位置的调整,两相电路的等效噪声源无直接串联路径。

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图11 仅考虑输出侧噪声源的共模干扰子模型

Fig.11 CM interference submodel considering only output side noise sources

图11中,两相等效噪声源的共模噪声路径完全相同,则等效噪声源VATVBT引起的共模电流iATiBT相等,其大小以及总共模电流iCM3可分别简化为

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比较式(11)与式(12)可以发现,通过调整滤波电感位置,A相等效噪声源VAT与B相噪声源VBT在共模等效电路中均与二次侧SG存在直接连接,从而避免了两噪声源的直接串联叠加导致的共模噪声加剧问题。

考虑在大功率应用背景下,变压器的绕组间分布电容CPSACPSB远大于二极管对地电容Cd,则可忽略共模电流表达式中的Cd项,对比集成拓扑1与改进型集成拓扑两种电感位置下电路总共模噪声的结果,由A相产生共模电流幅值基本不变,但是通过为噪声源构造稳定参考地,抑制了在串联结构下,B相噪声源叠加A相电路额外产生的共模噪声。

改进型拓扑相比图1和图7所示结构对因为噪声源串联导致的共模噪声产生较为明显的抑制效果,说明所提出噪声源钳位的拓扑结构可以有效抑制传统输出串联结构导致的共模噪声恶化问题。

3 实验结果

为了验证本文所提出的基于噪声源钳位方法对IPOS结构全桥变换器的共模噪声的抑制作用,搭建一个两相IPOS全桥变换器的实验样机,测试电路与实验样机如图12所示,样机参数见表1,通过在样机后级预留不同的集成电感位置,分别测试了不同情况下的电路共模噪声。

为了便于测试,本文采用文献[20]所示的共模电流简化测试方法:如图12a所示,通过在输入地和输出地之间接入Y电容构成低阻支路,为共模电流提供回路,使该支路具备LISN测试电路相似的功能,通过测试流过Y电容的电流可以反映共模电流大小,进而验证所提出共模抑制策略的改善效果。

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图12 测试电路与实验样机

Fig.12 Test circuit and experimental prototype

表1 两相IPOS全桥变换器样机参数

Tab.1 Prototype parameters of two-phase IPOS full bridge converter

参 数取 值 输入电压Vin/VDC 80~DC 120 总输出电压范围Vout/VDC 300~DC 600 额定输出功率Pout/W4 000 开关频率f/kHz50 滤波电感Lo/mH355

在输出电压Vout=300 V,不同电感位置条件下,测试的实际波形结果如图13、图14所示。其中,VATVBT分别为两相电路变压器二次侧(整流侧)输入电压。Vo为输出电压,iY为流经Y电容上的电流,可以视为系统的共模电流。图13a为两相全桥集成拓扑1的实验波形,图13b为两相全桥集成拓扑2的实验波形;图14为改进的两相全桥集成拓扑的实验波形。

可以看出,在变压器电压的跳变时刻,生成共模电流。如图13a所示,在两相全桥集成拓扑1中,A相的共模电流幅值约为0.6 A,而B相的共模电流幅值为1.35 A;而在如图13b所示两相全桥集成拓扑2中,A相共模电流的幅值约为1.32 A,而B相的共模电流幅值为0.75 A;这与由于噪声源叠加导致变换器共模噪声恶化的分析一致。

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图13 输出300 V的集成拓扑的测试波形

Fig.13 Waveforms of integrated topology structure 1 when the Vo=300 V

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图14 输出300 V的改进型集成拓扑的测试波形

Fig.14 Waveforms of improved integrated topology when the Vo=300 V

在图14改进的拓扑中,A相与B相的共模电流幅值基本一致为0.65 A,与图13相比,最大电流幅值下降了超过50%,证明了电感位置的调整有效地抑制了噪声源串联导致的额外共模噪声问题,验证了所提方法的有效性。

以两相全桥集成拓扑1与改进型全桥集成拓扑为例,对两种拓扑的共模电流进行傅里叶分解后的频谱对比结果如图15所示。图15a为轻载断续模式下的傅里叶频谱波形,图15b为连续模式下的傅里叶频谱波形。通过对比可见,在电磁干扰(Electro- magnetic Interference, EMI)传导的150 kHz~30 MHz频率段,改进型拓扑的噪声频谱均要明显低于原拓扑。其对应频谱的降幅均超过6 dBmA,这与理论分析结果一致。而由于断续模式下,当电感电流下降至0后,变压器两端电压存在部分振荡,导致断续模式和连续模式下的改善效果存在差异,但是两种模式EMI均有明显改善效果,进而验证了无论在连续模式还是断续模式,所提出改进型拓扑均可实现共模噪声抑制效果。

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图15 共模噪声频谱分析

Fig.15 Spectrum analysis of CM noise

4 结论

本文提出了一种基于噪声源钳位的IPOS全桥变换器改进拓扑结构,解决了传统输出串联结构导致的共模噪声恶化问题。分析了在高电压输出场景下,后级整流电路直接串联导致的噪声叠加。在此基础上,通过调整输出滤波电感的位置,为噪声源创造稳定的参考地,避免了输出侧噪声源串联叠加产生的高频共模噪声。最后,设计两模块IPOS全桥变换器,实验验证了所提共模噪声抑制方法的有效性。

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Common Mode Noise Reduction for Input-Parallel Output-Series Full-Bridge Converter Based on Noise Source Clamping

Song Meng1 Qin Suxin1 Zhu Zirui2 Liu Tao2 Wu Hongfei1

(1. Center for More Electric Aircraft Power System Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China 2. State Key Laboratory of Space Power-Sources Shanghai Institute of Space Power-Sources Shanghai 200245 China)

Abstract DC power systems with series and/or parallel-connected power modules have been widely used to achieve scalable voltage, current, and power ratings and improve the reliability of power systems. In high-voltage output scenarios, employing the output-series structure can reduce the voltage stress of the device. However, the series connection of the output rectifier circuits would deteriorate common-mode (CM) noise, thereby increasing the volume and cost of the power system due to the additional CM filter. This article focuses on the input-parallel output-series (IPOS) full-bridge converter. An improved topology of the IPOS full-bridge converter based on noise source clamping is proposed to solve the degraded CM noise issue caused by traditional output-series structures.

The series connection of high-frequency rectifier circuits exacerbates dv/dt noise sources, leading to severe CM noise issues. By establishing the typical topology and CM noise model of the IPOS full-bridge converter, it is found that the noise source on the input side can be eliminated based on the cancellation principle. However, noise sources on the output side induce additional CM noise due to the superposition structure. Specifically, in the absence of the clamping of noise sources on the output side, when the voltage level of one noise source changes abruptly, it triggers voltage level changes in the noise source without clamping, thereby generating additional CM current.

A stable reference ground for noise sources is constructed by adjusting the position of the output inductor. The system's differential mode (DM) filtering characteristics and output voltage ripples remain unchanged. The CM noise model of the improved topology is established, and no direct serial path exists between the equivalent noise sources. The noise sources are directly connected to the secondary ground in the CM equivalent model, suppressing the additional CM noise generated by the serial accumulation of noise sources in the traditional output-series structure. The proposed topology of noise source clamping mitigates the deterioration of CM noise.

The principles of the proposed structure and CM noise model are analyzed. An experimental prototype of the two-phase IPOS full-bridge converter verifies the effectiveness of the proposed CM noise suppression method based on noise source clamping for the IPOS full-bridge converter.

keywords:Input-parallel output-series, full-bridge converter, common-mode noise suppression, noise source clamping

DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240769

中图分类号:TM46

国家自然科学基金(52122708)和中国航天科技集团公司第八研究院产学研合作基金资助项目。

收稿日期 2024-05-12

改稿日期 2024-06-03

作者简介

宋 猛 男,1996年生,博士研究生,研究方向为电力电子与电力传动。E-mail: songm@nuaa.edu.cn

吴红飞 男,1985年生,教授,博士生导师,研究方向为电力电子与电力传动。E-mail: wuhongfei@nuaa.edu.cn(通信作者)

(编辑 陈 诚)