基于虚拟阻抗匹配的架空输电线路地线感应取能

冯 波1,2 刘则阳1,2 杨 奕1,2 钟加勇1,3 付力言1,2

(1. 重庆理工大学电气与电子工程学院 重庆 400054 2. 重庆市能源互联网工程技术研究中心 重庆 400054 3. 国网重庆市电力公司电力科学研究院 重庆 401123)

摘要 架空输电线路地线电流互感器(CT)感应取能作为输电线路及杆塔在线监测设备的理想供电方式,其关键技术难题在于如何获取足够的功率。针对地线取能装置磁心开合式结构在安装中气隙宽度不确定导致CT参数波动、定值容性元件补偿不完全和输出功率降低的问题,该文提出一种基于虚拟阻抗匹配的感应取能方法,通过控制电压型整流器(VSR)PWM工作模式对装置进行一次性修正,使装置基本保持谐振状态工作,实现最大功率输出。通过建立取能装置等效电路模型,分析电气参数与CT输出功率的关系,优化CT磁心结构,并搭建仿真模型与实验样机,验证了该取能方法的有效性及可行性。

关键词:电流互感器 地线感应取能 开合式磁心 虚拟阻抗匹配

0 引言

在建设新型电力系统的背景下,大规模的可再生能源并网,新型储能和可调节负荷已广泛接入,为保障电网安全运行和供电的可靠性,电网中在线监测设备数量大幅度增加[1-2]。由于在线监测设备安装位置的特殊性和环境的复杂性,如何为在线监测设备提供稳定可靠的电源是目前亟待解决的重要问题。相比于太阳能/风能供电、蓄电池供电、激光传输供电、电容分压器供电等[3-8],电流互感器(Current Transformer, CT)感应取能供电方式有着装置体积小、结构简单、经济性和供电可靠性高等优点[9-10],而基于架空输电线路感应取能供电方式对大多数在线监测设备并不适用。近几年,架空输电线路光纤复合地线(Optical fiber composite overhead Ground Wire, OPGW)取能作为一种较为理想的在线供电方式,对其研究逐渐增多。

针对地线感应取能方式,文献[11-12]分析了典型架空输电线路地线电磁取能的可行性,对地线取能等效电路进行推导,但未提出地线取能的具体设计方法。文献[13]通过多个算例说明,从地线收集能量的取能方法基本可以满足在线监测设备的用电需求。文献[14]提出基于OPGW的感应取能电源装置,在30~150 A范围内,功率不低于3.5 W,但地线电流通常较低。文献[15]提出一种谐振补偿的多级式互感器组地线取能方法,解决了在地线电流弱的情况下的供电死区问题,但装置为两级式,导致装置体积增加。

在感应取能方式中,由于取能装置源侧电流波动,CT取能存在以下问题:①源侧电流较强时,取能装置CT磁心易饱和;②源侧电流弱时,取能装置所取功率不足以满足负载要求。对于以上问题,许多学者进行了相应的研究。针对电流较强时取能磁心易饱和的问题,文献[16-17]提出了一种新的取能线圈设计原理,为取能线圈引入气隙磁阻,并分析了气隙宽度对其他参数的影响[18]。针对电流较弱时输出功率不足的问题,文献[19]采用截面积大的铁心,或通过 DC-DC变换器优化控制以改善启动电流特性[20]。文献[21-22]采用两个磁心与固定电容形成一种双磁路并联谐振阻抗匹配的模式,提高了取能输出功率,但谐振阻抗易受实际工程应用影响导致失去匹配。文献[23]利用在磁心副边并联补偿电容与硅钢片材料的取能磁心励磁电感发生并联谐振,在提高了取能功率的同时保证了大电流下抗饱和能力,但同样未考虑失谐问题。文献[24]提出了阻抗动态调节取能策略,但该方法需要两台变换器实现,导致成本增加且控制复杂。文献[25-26]提出利用电压型整流器(Voltage Source Rectifier, VSR)PWM动态调节,有效地解决了输电线路电流造成的取能不稳定和磁心饱和问题,但需实时调节VSR状态,且工作条件不适用于地线取能。

综上所述,现有取能装置未考虑在实际地线感应取能过程中,由于取能装置的工艺特性及安装操作的差异性,装置中CT磁心的气隙存在不确定性,进而引发电气参数波动,导致取能装置补偿不完全和输出功率下降,以及工程应用中传统180°开口磁心结构在装置CT绕线及安装中所面临的复杂性 问题。

针对地线取能装置在实际工程应用中磁心气隙宽度不确定、无功补偿不完全及功率输出降低等问题,本文提出了一种基于虚拟阻抗匹配的感应取能方法。该方法利用CT(磁心采用优化后结构设计)串联感应取能,CT二次侧采用电容进行无功补偿,同时通过VSR四象限运行特性控制端口电压电流的幅值与相位,将其等效为可调阻抗修正系统状态,从而实现谐振状态下的最大功率输出,克服了传统方案的局限性。

1 取能装置工作原理

1.1 取能原理分析

基于虚拟阻抗匹配的取能装置拓扑结构如图1所示。整个系统由取能模块和电能处理部分构成。取能模块作用为在OPGW上获取电能,并通过电容补偿无功提升取能功率,由OPGW、取能磁心、二次绕组、补偿电容Cf组成,其中ig为OPGW电流。电能处理部分主要作用为通过VSR将二次绕组两端的交流电转变为直流电,由保护电路、VSR和直流负载RL(DC-DC变换器与负载等效)组成,其中VSR包括输入滤波电感L1、功率开关管Q1Q4、功率开关管的体二极管VD1VD4及输出滤波电容C1uiniin分别为VSR交流侧电压、电流,uab为VSR输入电压,UdciL分别为VSR直流侧电压、电流。保护电路的作用是防止电网受到雷击时产生大电流而造成的浪涌电压。

width=197.05,height=221.05

图1 取能装置拓扑结构

Fig.1 Topology structure of energy device

因CT励磁阻抗较小,在OPGW取能时,存在励磁阻抗分流的情况,使得二次侧实际电流较小,输出功率不理想。由等效电路可知,在二次绕组并联容性元件以补偿励磁电感所产生的感性无功,达到并联谐振的效果,进而抑制励磁电感的分流,使更多电流流入负载,提升输出功率。但是由于在实际工程应用中,取能装置安装时磁心气隙大小宽度不确定,在固定的容性元件补偿下,取能装置并不一定工作在谐振状态,输出功率未达到最大输出。

基于上述分析,利用VSR四象限运行的特性,根据实际情况,控制VSR工作在容性、阻性和感性三种状态,此时交流侧可等效为三种不同性质的等效阻抗与CT励磁阻抗、补偿电容进行匹配,进而使装置达到谐振状态,实现最大功率输出。

1.2 取能等效电路

由于单个CT一、二次侧的漏抗远小于励磁阻抗和负载阻抗,因此分析时可忽略。设定width=16,height=15width=15,height=15分别为单个CT折算至二次侧的励磁电阻与励磁电感,假设4个取能CT参数完全一致,即励磁电阻width=16,height=15、励磁电感width=15,height=15相同,二次绕组匝数N2相同,再将一次侧参数归算至二次侧,取能装置等效电路如图2所示。相当于4个CT分别从一次侧取能,再将能量共同传输到二次侧,励磁阻抗变为原来的4倍。

图2中,width=10,height=17为折算至二次电流值,width=13,height=15width=13,height=15分别为等效励磁电阻与等效励磁电感,Ce为等效补偿电容,CLRL分别为VSR所等效的电容、电感及电阻,ipiq分别为流入VSR的有功电流与无功电流,控制二者的大小可改变VSR等效阻抗大小。通过调节无功电流的相位改变VSR等效阻抗的容性或感性(开关掷于触点a、c);调节iq=0时,等效阻抗为阻性(开关掷于触点b)。同时参数存在以下关系

width=171.35,height=98.4

图2 取能装置等效电路

Fig.2 Equivalent circuit diagram of energy taking device

width=49,height=99 (1)

从图2可知,等效补偿电容Ce与励磁支路的等效励磁电感width=13,height=15发生并联谐振,此时等效阻抗Zeq达到最大,即

width=108,height=42.95 (2)

式中,Yeq为等效导纳;width=11,height=10为电源基波角频率。

显然,当等效励磁电感width=13,height=15一定时,等效补偿电容Ce满足

width=94,height=31 (3)

所以,补偿电容Cf

width=49.95,height=31 (4)

然而,在实际工程应用中,磁心气隙宽度不确定会导致等效励磁电感width=13,height=15不确定,通过等效补偿电容Ce补偿后取能装置通常对外呈容性或感性,因此须控制VSR工作在感性或容性状态修正取能装置状态。若取能装置对外呈阻性,VSR工作在阻性状态即可。

因此,当等效补偿电容Ce、等效励磁电感width=13,height=15、VSR所等效的电感L或电容C三者处于谐振时,电路将呈现纯阻性。由于OPGW电流大小不受取能装置的影响,因此可将电路等效为含内阻的电流源与外接负载的关系。根据最大功率传输定律,当调整等效负载RL与励磁电阻width=13,height=15相等时,可获得最大输出有功功率Pmax

width=54,height=34 (5)

式中,Ig为OPGW电流有效值。

进一步化解得

width=63,height=34 (6)

同时,由式(6)可以看出,采用4个CT串联进行取能时,最大输出功率为单个CT取能的4倍。

1.3 励磁电感分析

传统的变压器绕组是螺线管形式的,然而取能模块中CT是通过长直导线电流激发磁场的,两者有所不同。下面对取能模块磁心上的磁通以及励磁电感表达式进行推导。如图3所示为取能磁心截面示意图,磁心内外直径分别为dD,厚度为h,磁心一侧的气隙宽度为width=10,height=12,平均磁路长度为l

width=201.7,height=97.9

图3 取能磁心截面示意图

Fig.3 The schematic diagram of the cross section of the magnetic core for energy extraction

width=17,height=17为磁心的等效磁导率[16],其表达式为

width=82,height=30 (7)

式中,width=13,height=15为磁心相对磁导率。

根据安培环路定则可知,若流过OPGW的电流为I,则在距离导线中心r处,宽度为dr的截面上,由电流I产生的磁通为

width=139.95,height=31 (8)

式中,width=13.95,height=15为真空磁导率。

对式(8)进行积分可得电流为I时取能磁心中磁通的大小为

width=172,height=69 (9)

根据磁链守恒原则,可得励磁电感Lm

width=161,height=33 (10)

式中,N1为一次绕组匝数,N1=1。

由式(10)可知,励磁电感Lm的大小与材料相对磁导率、磁心厚度呈正相关,且磁心的内外径需要远大于气隙与相对磁导率的乘积才能获得较高的励磁电感值,这为磁心尺寸大小的设计和磁心材料的选择提供了理论依据。

同时,磁心的气隙宽度大小会影响励磁电感Lm的值。结合式(4)可知,定值的补偿电容在实际工程应用中不能完全补偿励磁电感所产生的无功。

1.4 地线电流影响因素分析

本文以220 kV架空输电线路为例,地线电流通常在2~15 A范围内波动[15]

地线电流Ig与架空导线电流之间成正比,意味着实际线路中的Ig是随架空导线电流变化而变化的。除此之外,地线电流Ig还受多种因素影响,包括导线换位、杆塔纵向几何结构、线路分支、档距与接地电阻分布等[11]。导线换位会导致线路空间磁场相位发生变化,进而改变地线感应电动势,导致Ig减小;当导线与地线之间的距离增大时,地线回路所在空间的感应强度减小,地线回路感应电动势也随之减小,因此当导线与地线距离增大时,Ig减小;在线路分支处,由于地线感应电动势相位差较大,分支地线电流相位差亦较大,因此在线路分支处附近的Ig减小;而在档距或杆塔接地电阻变化时,节点单侧的等效电压与等效内阻的变化是同步的,地线回路的等效电压与阻抗变化亦同步,Ig基本保持不变。

因此,在实际工程应用中,取能位置不宜靠近导线换位、导-地线距离过大、线路分支处,同时,欲获得较大的功率,应避免取能装置位置过于靠近终端杆塔。

2 虚拟阻抗控制策略

在单相变换器DQ电流解耦控制中,为了实现交流量到直流量的转换,需要构造一个与两相静止ab坐标系相差为width=9,height=12的两相旋转dq坐标系,如图4所示。图4中,dq坐标系以角频率width=11,height=10逆时针旋转。

width=115.55,height=80.15

图4 静止与旋转坐标系关系示意图

Fig.4 Transformation from stationary to rotating coordinates

当dq坐标系起始位置与ab 坐标系重合时,有width=30,height=12,则两坐标系之间的变换矩阵[27]

width=118,height=33 (11)

式中,xdxq分别为输入变量在两相旋转dq坐标系下d轴、q轴分量;xaxb 分别为两相静止ab坐标系下原输入变量(a轴)与其虚拟正交变量(b轴)。

因此,本文以VSR端口电压uin作为a 轴,构造虚拟的b 轴,进而通过Park变换在dq坐标系下控制变换器的电压和电流。

在dq坐标系中,d轴以uina uinb 的合成旋转矢量定向,则变换器有功功率P1与无功功率Q1[26]分别为

width=65,height=57 (12)

式中,uind为交流侧电压uin在两相旋转dq坐标系下d轴的电压分量;iindiinq分别为交流侧电流iin在两相旋转dq坐标系下d、q轴的电流分量。

2.1 VSR外环控制策略

结合式(12)可知,通过调节端口电压uin与端口电流iin两个物理量,可以实现对VSR的有功功率与无功功率的调节。由于CT的源为电流源,其端口的电压受负载特性影响,即通过调节iindiinq可以间接控制uind的大小。若将iind设为定值,即可通过调节iinq来间接控制uin,从而实现有功功率与无功功率(即VSR状态)的调节。

因此,本文采用间接定d轴电流和通过移相控制改变q轴电流的外环控制来修正取能装置状态,使其处于谐振并输出最大功率。当取能装置处于过补偿(容性)时,VSR表征为感性来修正取能装置状态至谐振;当取能装置处于欠补偿(感性)时,VSR模块表征为容性来修正取能装置状态至谐振。

外环控制结构如图5所示。图5中,width=15,height=17width=15,height=19分别为VSR有功电流和无功电流参考值。

width=213,height=198

图5 外环控制结构

Fig.5 Outer ring control structure

ab 坐标系与dq坐标系的转换关系,iindiinqipiq之间存在关系[26]

width=51,height=39 (13)

为保证OPGW电流在Ig时取能装置能够输出最大功率,OPGW电流Ig与有功电流参考值width=15,height=17之间的关系[26]

width=41,height=19 (14)

其中

width=48,height=31

VSR对取能装置进行一次性优化调整,选择优化过程中直流侧输出电压Udc最大时的width=15,height=19作为修正的无功电流参考值并保持。值得注意的是,随着取能装置工作时间的增加,受装置器件老化和外部环境等因素的影响,可定时进行装置状态的优化调整。

2.2 VSR内环控制策略

由2.1节分析可知,控制iindiinq即可控制负荷有功功率、无功功率,本节将阐述其控制方法。根据图1及基尔霍夫电压定律(Kirchhoff Voltage Law, KVL),可得

width=72,height=28 (15)

式(15)在ab 静止坐标系与dq旋转坐标系中均适用。整理后可得,输入电压uab在两相旋转dq坐标系下的电压分量uabduabq分别为

width=126,height=57 (16)

根据预测电流控制原理[28],令

width=78.95,height=31.95 (17)

式中,Ts为开关周期;width=12,height=17为输入电流参考值。

故式(17)可以进一步化简得

width=149,height=60.95 (18)

根据式(18)可得VSR DQ电流解耦控制框图如图6所示。

width=129.85,height=93.7

图6 VSR DQ电流解耦控制框图

Fig.6 VSR DQ current decoupling control block diagram

3 磁心优化设计

图7所示为磁心结构优化前后对比示意图。图7中,A、B为绕组输出端口。当二次绕组匝数较多时,线圈需要缠绕在两个C形磁心上,如图7a所示为传统180°开口磁心的结构示意图。在制作时,需要预留节点1、2,安装时需将节点1、2进行连接,这就增加了CT绕线和安装的复杂性;否则,线圈只能绕在一个C形磁心上,并将节点1、A或者2、B作为绕组输出端口,但这种方式与绕组设计要求不符。

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图7 磁心结构优化对比示意图

Fig.7 Comparison diagram of magnetic core structure optimization

针对上述问题,本文结合工程应用对磁心进行了优化设计,将传统180°开口磁心改进为优化后的结构,如图7b所示。优化后的磁心允许二次绕组连续缠绕,无需中断节点,从而显著简化了CT绕线安装过程。值得注意的是,磁心开口角度不能无限制减小,开口宽度Lw应大于OPGW直径且留有一定裕度,以确保正常使用。

CT磁心的材料对取能装置性能具有重要影响,本文1.3节的分析为磁心材料的选择提供了理论支持。

磁心材料的关键参数包括相对磁导率、饱和磁感应强度和矫顽力等。在选择CT磁心材料时,需要满足以下基本需求:

(1)具有较高的相对磁导率和初始磁导率。较高的相对磁导率能够在地线电流较弱的情况下产生更高的二次侧感应电压,从而减小取能装置的供能 死区。

(2)具有较高的饱和磁感应强度。由于地线电流在一定范围内波动,选择具有较高饱和磁感应强度的磁心材料可以避免磁心在地线电流小范围波动条件下进入磁饱和状态,从而提升CT的供能效率。

(3)具有较小的矫顽力。较小的矫顽力对应更窄的磁滞回线,能够有效地降低磁滞损耗并使磁心更易励磁。

软磁材料因其良好的适应性,成为CT磁心材料的理想选择,包括硅钢、钴基非晶、铁基非晶以及铁基纳米晶等材料,广泛应用于CT中以满足不同应用场景的需求。表1对上述软磁材料性能进行了对比[29]

由表1可见,硅钢与铁基纳米晶材料均能够满足CT的性能需求。鉴于本文中的CT应用于地线取能,其工作电流较小,铁基纳米晶材料相较于硅钢具有更高的初始磁导率与电阻率,因此被选为磁心材料。针对铁基纳米晶材料饱和磁感应强度相对较低的特性,本文采用开合式结构设计CT磁心,以进一步提升其抗饱和性能,从而满足实际应用的需求。

表1 软磁材料的性能对比

Tab.1 Performance comparison of soft magnetic materials

性能参数硅钢钴基非晶铁基非晶铁基纳米晶 饱和磁感应强度/T2.030.6~0.91.611.25 初始磁导率/(mH/m)<1100<10>100 最大磁导率/(mH/m)200400250>375 电阻率/(mW·m)45130125140 低频磁损/(W/kg)0.9—0.27<0.1

4 仿真结果分析与实验验证

4.1 仿真结果分析

本文基于Maxwell电磁仿真软件及Simulink电路仿真平台进行仿真,以验证本文所述理论的正确性。

4.1.1 磁路仿真分析

Maxwell电磁仿真模型主要对以下三点进行仿真分析:①相比于无气隙的取能磁心,开合式(存在气隙)结构磁心抗饱和能力增强;②磁心气隙的变化会影响装置电气参数;③磁心结构优化后不影响原有磁心性能。

通过Maxwell电磁仿真获得无气隙与2 mm气隙下的磁心磁感应强度分布,如图8所示。从图8中可以看出,取能磁心的磁感应强度随磁心离导线的距离增加而减小,距离越远,磁感应强度越小。比较图8a、图8b可以发现,引入气隙后,磁心的磁感应强度降低。这是由于两个C形的磁心拼接处的气隙降低了磁心的等效磁导率,从而增强了磁心的抗饱和能力。

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图8 磁感应强度的有限元模型仿真

Fig.8 The finite element model simulation diagram of magnetic flux density

为了验证气隙变化对磁心电气参数的影响,通过Maxwell仿真绘制width=10,height=12从0.1~1 mm时的参数变化情况,如图9所示。从图9中可以看出,励磁电感Lm随磁心气隙的增大而减小,从而验证了磁心气隙的变化会影响磁心电气参数,实际工程应用中定值的补偿电容不能完全补偿励磁电感所产生的无功。

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图9 不同气隙下电气参数变化

Fig.9 Electrical parameter variation diagram under different air gaps

为了验证磁心结构优化后不影响原有磁心性能,通过Maxwell电磁仿真软件对优化前后的磁心进行建模分析,如图10所示。从图10中可以看出,优化前后的磁心内部磁感应强度分布几乎是一致的,因此可以说明优化后的磁心结构是可行的。

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图10 优化前后磁心磁感应强度分布

Fig.10 Magnetic flux density distribution of magnetic core before and after optimization

4.1.2 电路仿真分析

基于Matlab/Simulink软件搭建电路仿真模型以验证上述理论的正确性。模型主要对以下三点进行仿真分析:①当取能装置未达到谐振状态时,通过调整VSR自身负荷属性修正装置,使系统处于谐振状态,提升装置输出功率;②当VSR模块调整自身负荷属性修正系统处于谐振状态后,系统状态不受源侧OPGW电流波动的影响;③所提取能方法的功率输出性能。

为验证取能装置未达到谐振状态时,通过调整VSR自身负荷属性修正装置,使系统处于谐振状态,提升装置输出功率进行仿真分析。仿真参数见表2。

表2 取能装置仿真参数

Tab.2 Simulation parameters of energy device

参 数数 值 模拟OPGW电流Ig/A10 匝数N232 励磁电感Lm/mH65.95 励磁电阻Rm/mW37.11 补偿电容Cf/mF150 CT数量4

图11给出的是取能装置谐振状态下的仿真波形(CT一次电压放大5倍),仿真中,1 s时调整VSR自身负荷属性。从图11a可以看出,1 s前CT一次电压与电流同相位,说明补偿电容产生的无功恰好补偿了励磁电感发出的无功,即实现了取能装置在谐振状态下工作。由图11b可知,VSR在1 s后端口电压与电流同相位,工作在阻性状态。因此,当取能装置工作在谐振状态下时,VSR工作在阻性状态,与理论分析一致。

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图11 取能装置谐振状态下仿真波形

Fig.11 The simulation waveforms of the energy taking device in the resonant state

图12给出的是取能装置过补偿(容性)状态下的仿真波形(CT一次电压放大5倍),仿真中,1 s时调整VSR自身负荷属性。从图12a可以看出,在1 s前CT一次电压相位滞后于电流相位,装置处于容性状态,说明补偿电容产生的无功大于励磁电感发出的无功。由图12b可知,在1 s后VSR端口电压相位超前电流相位,VSR处于感性状态。由图12c进一步可知,在1 s前取能装置中无功功率Q不为0,装置处于容性状态,在1 s后VSR表征为感性,修正系统至谐振状态,使得装置无功功率Q=0,同时也可以看出取能装置取能功率P提高。综上所述,在取能装置处于容性状态时,VSR工作在感性状态,修正系统至谐振状态,使装置无功功率Q=0,同时增加装置取能功率P

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(a)CT一次电压、电流波形

width=231.55,height=269.75

图12 取能装置过补偿(容性)状态下仿真波形

Fig.12 The simulation waveforms of the energy extraction device under over-compensation (capacitive) state

图13给出的是取能装置欠补偿(感性)状态下的仿真波形(CT一次电压放大5倍),仿真中,1 s时调整VSR自身负荷属性。从图13a可以看出,在1 s前CT一次电压相位超前于电流相位,装置处于感性状态,说明补偿电容产生的无功功率小于励磁电感发出的无功功率。由图13b可知,在1 s后VSR端口电压相位滞后电流相位,VSR处于容性状态。由图13c进一步可知,在1 s后VSR表征为容性,修正系统至谐振状态,使得装置无功功率Q=0,取能装置有功功率P提高。综上所述,在取能装置处于感性状态时,VSR工作在容性状态,修正系统至谐振状态,使装置无功功率Q=0,同时增加装置取能有功功率P

width=231.55,height=412.05

图13 取能装置欠补偿(感性)状态下仿真波形

Fig.13 The simulation waveforms of the energy extraction device under the under-compensation (inductive) state

为验证VSR将取能装置修正至谐振状态后,装置只需一次性修正,不受源侧电流波动的影响,对源侧电流变化工况进行仿真分析。

图14给出的是取能装置欠补偿(感性)状态下,VSR进行修正后的稳态情况,源侧电流发生突变时的仿真波形(CT一次电压放大5倍),仿真中,2 s时源侧电流由10 A突变为7.5 A。由图14a、图14b可知,在2 s时源侧电流发生突变,取能装置CT一次电压和电流依然保持同相位,VSR端口电压相位滞后于电流相位,表明VSR为装置提供容性无功功率,系统处于谐振状态。从图14c可以看出,源侧电流发生突变时,系统无功功率Q能较快维持在0,可认为取能装置在源侧电流突变时能够很好地保持在谐振状态,维持最大功率输出。

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图14 源侧电流变化时取能装置仿真波形

Fig.14 The simulation waveforms of the energy taking device when the source side current changes

为验证所提取能方法的性能,对比传统谐振补偿取能方法与所提取能方法,通过负载突变仿真进行验证。传统谐振补偿取能方法采用单个CT取能,结合固定电容补偿和后级不控整流电路实现能量转换。

不同取能方法负载突变仿真波形如图15所示,图中,P11P12分别为不控整流、VSR输入有功功率(即输出功率)。图15a、15b展示了传统谐振补偿取能方法和所提取能方法在负载变化前后CT一次电压、电流波形,图15c展示了不同取能方法变换器输入有功功率变化情况。仿真中,在1 s时,调整VSR自身负荷属性对取能装置状态进行修正;1.2 s时,负载发生突变。

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图15 不同取能方法负载突变仿真波形

Fig.15 Load mutation simulation waveforms of different energy extraction methods

从图15a看出,传统谐振补偿取能方法中,模拟取能装置状态处于欠补偿(感性)状态,负载突变后,CT一次侧输入电压幅值较突变前有所降低,可知取能装置输出功率下降。相比之下,图15b显示,所提方法在负载突变后,CT一次电压幅值保持不变,且电压电流保持同相位,表明取能装置始终处于谐振状态。从图15c进一步分析可知,传统谐振补偿取能方法在负载突变后失去阻抗匹配,输出功率下降。而所提取能方法在负载突变后,装置保持工作在谐振状态,实现最大功率输出。综上所述,与传统谐振补偿取能方法相比,所提取能方法具有更优越的功率输出性能。

4.2 实验验证

为了验证上述取能原理的正确性及方法的可行性,搭建实验平台如图16所示。图16中调试设备包括模拟OPGW电流的交流电流源(博电S10A继电保护测试仪)、辅助电源(RIGOL DP832)、示波器(DSOX112G)、直流电子负载(ITECH IT8811),实验样机包括取能CT组(4个CT串联取能,CT磁心材料为铁基纳米晶)、补偿电容(容普CBB60/ 150 mF)、检测电路、控制部分MCU(STM32F407ZGT6)及VSR。取能实验平台相关参数见表3。

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图16 取能实验平台

Fig.16 Energy extraction experiment platform

表3 取能实验平台参数

Tab.3 Parameters of energy extraction experimental platform

参 数数 值 模拟OPGW电流Ig/A10 匝数N232 励磁电感Lm/mH65.95 励磁电阻Rm/mW37.11 补偿电容Cf/mF150 CT数量4 磁心内径d/mm50 磁心外径D/mm80 磁心厚度h/mm30 磁心气隙d/mm0.1

为了验证VSR根据实际情况而调节自身负荷属性以修正装置状态,使系统工作于谐振状态,进行取能装置模拟在阻性、感性和容性三种工况下取能的实验验证。

图17给出的是取能装置谐振状态下,CT一次电压、电流和VSR端口电压、电流波形。从图17a可以看出,CT一次电压、电流相位一致,取能装置工作在谐振状态。由图17b可知,VSR端口电压、电流同相位,工作在阻性状态,与仿真结果一致。

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(a)CT一次电压、电流

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(b)VSR交流侧电压、电流

图17 取能装置谐振状态下实验波形

Fig.17 The experimental waveforms of the energy extraction device in the resonant state

图18、图19分别给出取能装置过补偿(容性)、欠补偿(感性)状态下,CT一次电压、电流和VSR端口电压、电流波形。从图18a可以看出,VSR未对取能装置进行修正,CT一次电压相位滞后电流相位,取能装置呈容性状态。从图18b可以看出,取能装置经VSR修正后,CT一次电压、电流相位一致,取能装置呈阻性,工作在谐振状态且一次电压幅值相比于修正前有所提高。VSR波形电压相位超前电流相位,工作在感性状态,与仿真结果一致。

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图18 取能装置过补偿(容性)状态下实验波形

Fig.18 The experimental waveforms of the energy extraction device under over-compensation (capacitive) state

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图19 取能装置欠补偿(感性)状态下实验波形

Fig.19 The experimental waveforms of the energy extraction device under the under-compensation (inductive) state

同理,从图19a可以看出,取能装置未经过VSR修正前CT一次电压相位超前电流相位,取能装置呈感性状态。从图19b可以看出,取能装置经VSR修正后,CT一次电压电流相位一致,取能装置呈阻性,工作在谐振状态且一次电压幅值同样相比于修正前有所提高。VSR波形电压相位滞后电流相位,工作在容性状态,与仿真结果一致。

对比图18b与图19b可以看出,取能装置经过VSR修正后,一次电压、电流的幅值几乎一致。

为验证取能装置只需一次性修正,装置经VSR修正后状态不受源侧电流波动的影响,进行了实验验证。图20显示了取能装置在欠谐振(感性)状态下,经VSR修正后,源侧电流变化后CT一次电压、电流及VSR端口电压、电流的波形。对比图19b、图20可以看出,当源侧电流发生变化后,CT一次电压和电流的相位仍保持一致,装置工作在谐振状态。VSR端口电压相位滞后电流相位,处于容性状态。这表明取能装置在经过VSR修正后不受源侧工作电流波动的影响,能够稳定地工作在谐振状态。

为进一步验证所提取能方法在功率提升方面的有效性,将其与传统单个CT谐振补偿取能方法进行实验对比。图21给出了两种取能方法的输出功率曲线。从图21中可以看出,随着源侧工作电流的增加,基于虚拟阻抗匹配的取能方法相比于传统谐振补偿方法,其取能功率有了大幅度提升。这表明,本文提出的基于虚拟阻抗匹配取能方法具有较高的可行性,能够基本满足在线监测设备的供电需求。

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图20 取能装置VSR修正后电流波动后实验波形

Fig.20 The experimental waveforms after the current fluctuation of the energy device VSR is corrected

width=182.3,height=150.35

图21 不同取能方法输出功率曲线

Fig.21 Output power curves of different energy extraction methods

5 结论

本文研究了一种基于虚拟阻抗匹配的地线取能装置,采用控制VSR工作于不同模式的策略,对取能装置状态进行一次性修正,从而确保装置运行在谐振状态,实现最大功率输出。通过仿真与实验验证,得到以下结论:

1)取能装置CT磁心开合式结构在实际安装过程中存在气隙宽度不确定的问题,导致CT参数波动,从而引发取能装置失谐及输出功率降低,采用VSR四象限运行特性对取能装置的状态进行一次性修正,确保装置工作在谐振状态,从而有效地提高输出功率。

2)取能装置中CT磁心采用优化后的结构设计,改善了传统180°开口磁心结构在装置CT绕线及安装过程中所面临的复杂性问题。

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Ground Wire Induction Energy Harvesting of Overhead Transmission Lines Based on Virtual Impedance Matching

Feng Bo1,2 Liu Zeyang1,2 Yang Yi1,2 Zhong Jiayong1,3 Fu Liyan1,2

(1. School of Electrical and Electronic Engineering Chongqing University of Technology Chongqing 400054 China 2. Chongqing Engineering and Technology Research Center of Energy Internet Chongqing 400054 China 3. State Grid Chongqing Electric Power Company Research Institute Chongqing 401123 China)

Abstract Under the background of building a new power system, the number of online monitoring devices on transmission lines and towers has increased significantly. However, due to the particularity of the equipment installation location and the complexity of the environment, providing a stable and reliable power supply is challenging. Ground wire current transformer (CT) induction energy extraction of overhead transmission lines is an ideal power supply method for transmission lines and tower online monitoring equipment.

Because of the uncertainty of air gap width in installing the magnetic core opening and closing structure of the ground-wire energy acquisition device, issues such as CT’s parameter fluctuation, constant capacitive element’s incomplete compensation, and output power reduction exist. This paper proposes an induction energy acquisition method based on virtual impedance matching. Firstly, based on the four-quadrant operation characteristics of the voltage source PWM rectifier (VSR), the equivalent circuit model of the energy extraction device is constructed. The relationship between electrical parameters and the output power of CT is analyzed, and the factors affecting the change of ground current are discussed. Then, a control strategy is proposed by indirectly fixing the d-axis current and changing the q-axis through phase shift control to optimize the working state of the energy harvesting device. Thus, it is in a resonant state and achieves maximum power output. In view of the complex problems faced by the traditional 180° open core structure in the winding and installation of the CT in the engineering application, the core structure of the CT is optimized, and the key parameters of the core material are analyzed. Finally, the appropriate core material is determined.

In addition, a simulation model and an experimental prototype were built. The finite element simulation shows that the open-close structure core has stronger anti-saturation ability than the non-air gap structure core, and the core's air gap width significantly influences the device's electrical parameters. The circuit simulation shows that after a one-time correction of the device by adjusting the working mode of the VSR, the device achieves maximum power output while maintaining the resonant state. The experimental results show that the extracted energy method can meet the power demand of some low-power online monitoring equipment. The optimized CT core structure effectively improves the complexity of the traditional 180° open core structure in the winding and installation process of the device CT, which shows good engineering application potential.

keywords:Current transformer, power tapping from ground wire, open-close magnetic core, virtual impedance matching

DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.242089

中图分类号:TM452

国家自然科学基金(52207004)和重庆理工大学研究生高质量发展(gzlcx20243127)资助项目。

收稿日期 2024-11-20

改稿日期 2024-12-06

作者简介

冯 波 男,1982年生,实验师,硕士生导师,研究方向为电力系统运行与控制。E-mail: fengbo@cqut.edu.cn

杨 奕 男,1970年生,教授,硕士生导师,研究方向为无线电能传输技术。E-mail: yangyi@cqut.edu.cn(通信作者)

(编辑 陈 诚)