图1 提出的四匹配电容无功屏蔽结构
Fig.1 The proposed four-capacitor reactive shielding structure for matching purposes
摘要 为减少心脏起搏器无线供能系统的漏磁场对人体产生的影响，该文提出一种工作频率为120 kHz的四匹配电容无功屏蔽心脏起搏器谐振式无线供能系统。首先建立LCC-LCC补偿电路模型，对电路理论模型进行分析并对电感比值进行计算。然后分析谐振式无功屏蔽结构原理，通过仿真研究五种不同无功屏蔽结构的磁场分布和传输效率，以及人体上半身模型的温升、感应电场、磁场强度以及比吸收率。实验结果表明，在四匹配电容最优无功屏蔽结构下，距离线圈中心45 mm处测量磁通密度值减小28.5%，系统传输效率增加3%，此时体内温升为0.87℃，符合ICNIRP2020准则标准。与以往的工作相比，在保证屏蔽效果的前提下，传输效率得到提高，并且在无线供能系统中没有加入高磁导率及温升敏感材料，具有很好的生物相容性，为生物医学植入装置无线供能系统设计提供了一种新途径。
关键词：谐振式 无功屏蔽 生物医学植入物 无线供能
无线电能传输（Wireless Power Transfer, WPT）技术在现代生物医学植入装置中应用广泛[1]，常见的医学植入装置有心脏起搏器[2]、脊髓电刺激器[3]、视网膜假体[4]、人工耳蜗[5]、人工心脏[6]等。由于传统植入装置的电池寿命有限[7]，更换电池时需要进行二次手术，会增加感染的风险[8-9]，相较于传统的经皮传输的方法[10-11]，无线电能传输技术可以在无导线的情况下为植入装置供能。随着医学植入装置的发展，植入装置的尺寸进一步缩小并且功率传输水平逐渐升高[12]，基于人体组织安全和附近电子设备的兼容性的考虑[13]，电磁屏蔽技术变得十分必要，但是，电磁兼容会给系统带来效率的下降，因此，开展高传输效率的无线功能装置可以使无线功能医学植入装置更加安全、可靠[14-16]。
为减少WPT系统在充电过程中漏磁场对人体产生的伤害，国内外学者对磁屏蔽方法与磁屏蔽结构展开研究[17-19]。磁屏蔽方法按照屏蔽线圈能量来源主要分为有源屏蔽和无源屏蔽两方面，有源屏蔽技术复杂且需要额外的电源产生磁场，这不仅需要牺牲额外的系统空间，还可能导致系统传输效率的下降；无源屏蔽方法主要分为材料屏蔽[20-22]和无功屏蔽[23]。材料屏蔽的加入会影响主线圈自感与耦合系数[24-25]，也会增加WPT系统的体积与质量[26]，并且生产成本较高、制作难度较大、频率范围受限 制[27]。磁屏蔽结构分为多线圈结构与单线圈结构，文献[28]提出一种双侧圆形单线圈谐振无功屏蔽结构，谐振回路采用串联-串联（Series-Series, S-S）拓扑结构，由于单线圈结构的限制，在达到预想屏蔽效果的状态下传输效率下降6%，并没有考虑WPT系统的安全性。文献[29]提出一种三环无功谐振屏蔽线圈，谐振回路采用LCC-C拓扑结构，研究不同屏蔽结构环路、匝数的影响，结果表明屏蔽效果为20.22%，传输效率下降1.23%，并且考虑了人体安全性的因素。文献[30]提出一种由4个串联L型线圈组成的接收线圈，谐振回路采用S-LCC拓扑结构，在实现高传输效率的情况下，允许负载变化，在线圈抗偏移、传输效率方面相比于单线圈结构具有较大优势。
综上所述，同时考虑到WPT系统尺寸限制和生物相容性，高磁导率和温升敏感材料不可用于生物医学植入装置中。在相容性方面，无功屏蔽方法更加适用于生物医学植入装置领域；在结构方面，多线圈结构[31]比单线圈结构在传输效率上有较大优势，在植入式WPT系统中多线圈结构会有更大传输性能，但多线圈无功屏蔽结构的加入也会造成传输效率具有一定程度衰减的问题。本文提出一种工作频率为120 kHz的心脏起搏器谐振式无线供能四匹配电容无功屏蔽结构。与其他多线圈无功屏蔽结构相比，屏蔽结构内侧位于主线圈内侧，而其他多线圈屏蔽结构位于主线圈外侧，能够在提高传输效率的同时降低磁场泄露，其内部、外部电流均被分解成四部分，内部电流方向与主线圈电流方向相同，用于增加系统传输效率，外部电流方向与主线圈电流方向相反，用于屏蔽泄露磁场，相比于其他多线圈无功屏蔽结构可以在屏蔽漏磁的同时提高系统传输效率。
本文提出的四匹配电容无功屏蔽结构如图1所示。四匹配电容屏蔽结构由四个单独回路构成，每个回路都有单独的匹配电容，用来控制屏蔽线圈的阻抗，从而调整屏蔽线圈的电流相位。圆角方形屏蔽结构相比于方形屏蔽结构可以减少线圈边缘带来的电磁泄露。
图1 提出的四匹配电容无功屏蔽结构
Fig.1 The proposed four-capacitor reactive shielding structure for matching purposes
在单环无功屏蔽结构中，WPT系统空间磁场由发射线圈、接收线圈及单环屏蔽线圈共同决定。在提出的四匹配电容无功屏蔽结构中，空间总磁场由发射线圈、接收线圈、外环屏蔽线圈、内环屏蔽线圈决定。
图2所示为yz截面磁场方向对比。图2a为单环屏蔽结构的yz截面磁场方向对比，x轴为距离线圈中心的距离，y轴为磁场强度，从磁场方向来看，屏蔽电流产生的磁场与主线圈磁场、外围泄露磁场方向相反，中心区域磁通密度减弱，导致系统传递效率降低。图2b为本文提出的四匹配电容无功屏蔽结构yz截面磁场方向对比，屏蔽线圈电流产生的磁场与主线圈磁场方向相同，与外围泄露电磁场相反，因此，减小泄漏磁场的同时可以提高WPT系统传输效率。
图2 yz截面磁场方向对比
Fig.2 Comparison diagram of magnetic field directions in yz cross-section
图3a为WPT系统在无屏线圈的情况下的磁场分布，WPT主线圈两侧区域为磁场泄露区域，图3b为四匹配电容无功屏蔽的磁场分布情况，线圈两侧区域的漏磁被抵消，中心区域磁场得到加强。
图3 磁场yz截面分布
Fig.3 Distribution diagram of magnetic field in yz cross-section
四匹配电容无功屏蔽结构以主线圈产生磁场作为能量来源，屏蔽结构内放置谐振电容，用来调节屏蔽电流的大小和相位。通过设计四匹配电容无功屏蔽结构，使屏蔽线圈内侧和外侧形成额外的电流回路，外侧电流环路产生与主线圈相反的磁场，产生屏蔽效果，而内侧回路的电流方向与主线圈电流方向相同，增加了系统的传输效率。
在WPT系统发射线圈侧放置四匹配电容无功屏蔽结构，屏蔽结构与发射线圈均为中心对称结构且同轴分布，在WPT系统中放置五组不同类型的屏蔽结构，通过对比各组屏蔽结构的外侧磁感应强度和传输效率，得到最优屏蔽结构。在仿真研究及实验中搭建传输模型及无功屏蔽线圈模型，分析不同模型的屏蔽效果、传输效率及温升情况。
如图4所示为四匹配电容无功屏蔽WPT系统等效电路模型。Lf1和Lf2为发射端和接收端的谐振电感，C1、C4为并联补偿电容，C2、C3为串联电容；LTX为发射线圈等效电感，LRX为接收线圈等效电感，谐振屏蔽线圈由等效电感LSH、等效电阻RSH、补偿电容CSH构成。ITX、IRX、ISH分别为发射线圈、接收线圈、屏蔽线圈中的回路电流。ISH1、ISH2为屏蔽线圈电流，RL为负载。
图4 四匹配电容无功屏蔽WPT系统等效电路模型
Fig.4 Equivalent circuit model of the WPT system with the proposed four-capacitor reactive shielding structure
四匹配电容无功屏蔽结构由四个相同环路组成，屏蔽结构的阻抗决定了屏蔽电流的大小和相位，而屏蔽电流的大小直接决定屏蔽效果和系统传输效率。由于主线圈及屏蔽线圈形状均为中心对称图形，并且主线圈与每个屏蔽线圈的空间位置一致，每个屏蔽线圈的感应电动势相同，因此本文只对单个屏蔽线圈模型进行分析。
如图5所示为单个屏蔽线圈等效电路模型，由屏蔽线圈电感LSH、屏蔽线圈寄生电阻RSH、匹配电容和寄生电容CSH构成。
图5 单个屏蔽线圈等效电路模型
Fig.5 Equivalent circuit model of a single shielding coil
屏蔽线圈产生的感应电压VSH为
（1）
屏蔽线圈的感应电流ISH为
（2）
式中，B为WPT系统入射屏蔽线圈内磁场强度；w 为WPT系统谐振角频率；S为单个屏蔽线圈回路所围成的面积；ZSH为屏蔽线圈的阻抗。当屏蔽线圈在谐振状态满足
时，若
，则根据式（2）可得
（3）
此时，屏蔽线圈电流与入射磁场即泄露磁场方向相同，
数值为正即对泄露磁场产生放大效果，屏蔽线圈工作在以电容主导的自阻抗中。若
，则根据式（2）可得到
（4）
此时，屏蔽线圈电流与入射磁场即泄露磁场方向相反，
数值为负即对泄露磁场产生屏蔽效果，屏蔽线圈工作在以电感主导的自阻抗中。本文在屏蔽线圈中加入匹配电容CSH，用来调节屏蔽线圈感应电流方向，让屏蔽线圈阻抗处于电感主导状态情况下，因此，需要将屏蔽线圈的阻抗设计为
。
在WPT系统中加入无功屏蔽结构后，需要进一步对系统传输性能进行分析，如图4所示为四匹配电容无功屏蔽WPT系统等效电路模型。
LCC-LCC补偿结构的谐振条件为
（5）
在分析屏蔽线圈对系统传输效率的影响时，由于多个屏蔽线圈对WPT系统的影响原理与单个线圈一致，因此本文不再赘述，仅对单个屏蔽线圈对WPT系统效率的影响进行分析，以便找出影响WPT传递效率的关键因素。
根据图4四匹配电容无功屏蔽WPT系统等效电路模型及式（1）谐振条件，可以列写无功屏蔽WPT系统KVL矩阵为
（6）
其中
通过求解非齐次线性方程组式（6）可以得到各支路电流分别表示为
（7）
（8）
（9）
（10）
（11）
可求得系统传递效率为
（12）
由表达式（12）可知，传输效率主要由i、d、k决定，而i、d、k分别由主线圈之间互感和主线圈与屏蔽线圈之间互感决定，互感随着主线圈及屏蔽线圈空间位置变化而变化。因此，WPT系统的传递效率由MTX-RX、MTX-SH、MRX-SH决定，而屏蔽线圈之间的互感会相互抵消一部分且对WPT系统的传递效率产生的影响较小可忽略不计，可以分析得出对传输效率影响最大的因素为主线圈之间的互感。
WPT系统设计流程如图6所示。首先对主线圈参数进行优化，当外径尺寸一定时[32]，寻找最大传输效率下的线圈尺寸，按照谐振条件计算LCC-LCC补偿电路的各个元件值；然后在Simulink中搭建仿真电路模型寻找最优电感比值点，对五种不同类型屏蔽方案进行磁场分析，在COMSOL中搭建无功屏蔽WPT系统模型，对系统的磁场、传输效率进行分析；最后对最优屏蔽方案进行人体安全验证，是否满足ICNIRP2020准则。
图6 WPT系统设计流程
Fig.6 Flow chart of the WPT system design
根据图7所示主线圈设计流程，在COMSOL内对匝数、线径进行参数化扫描，分析对主线圈间耦合系数的影响，最后得出在特定尺寸下的最佳线径与匝数。根据图8主线圈优化曲线可知，随着线圈匝数的增加，在匝数N=23、线径a=0.3时主线圈耦合系数达到最大值。
图7 主线圈设计流程
Fig.7 Flow chart of the primary coil design process
图8 主线圈耦合系数、匝数、线径曲线
Fig.8 Curves of coupling coefficient, number of turns and wire diameter of the primary coil
（13）
在Matlab中搭建LCC-LCC补偿电路，P值按0.01步长增加，通过计算传输效率得到最佳P值为0.42，确定了Lf1、Lf2数值大小。电路仿真参数见表1。经过对P值的优化可以确定Lf1与C1的比例关系，从而根据式（1）谐振条件得到所有参数的值，可以确保LCC-LCC电路在谐振条件下获得最大的传输效率，保证WPT系统能够满足植入式器件所需求的传输效率。
表1 电路仿真参数
Tab.1 Circuit simulation parameters
参 数数 值 LTX/mH10 LRX/mH10 Lf1/mH4.3 Lf2/mH4.3 C1/mF0.374 C2/mF0.33 C3/mF0.33 C4/mF0.375
在COMSOL中搭建WPT系统及五种屏蔽结构模型。由于屏蔽结构的不同对系统传输性能及屏蔽效果影响较大，因此本文将所提出的四匹配电容屏蔽线圈结构分为三种不同谐振回路，与无屏蔽、传统方形屏蔽线圈、传统圆型屏蔽线圈进行磁场分析，具体仿真方案见表2。
表2 仿真方案设计
Tab.2 Simulation scheme design
仿真方案屏蔽线圈类型 1无屏蔽线圈 2传统方形屏蔽线圈 3传统圆形屏蔽线圈 4单匹配电容屏蔽线圈 5双匹配电容屏蔽线圈 6四匹配电容屏蔽线圈
图9为主线圈和五种不同类型屏蔽线圈尺寸。根据图7主线圈优化曲线绘制主线圈及屏蔽线圈模型，本文提出的四匹配电容屏蔽线圈其内部的电流回路距离线圈中心距离比传统线圈距离近，因此可以获得较大的磁场入射，外部电流回路与传统屏蔽线圈长度一致，在主线圈电场强度一定的情况下可以加强传输主磁场。
如图10所示为屏蔽线圈空间位置，在植入深度为8 mm的情况下，每个设计方案的空间摆放位置，由于方案4、方案5、方案6的空间位置相同，故只画出其中一组，可以看出传统设计方案的屏蔽结构与传输线圈共面，与本文设计的屏蔽结构有所差别。
图9 主线圈和五种不同类型屏蔽线圈尺寸
Fig.9 Dimensional illustrations of the primary coil and five different types of shielding coils
图10 屏蔽线圈空间位置
Fig.10 Spatial position diagram of the shielding coil
磁场测量截面如图11所示。在距离接收线圈背面2 mm的位置放置了磁场测量截面，用于测量接收侧的泄漏磁通密度，测量截面边长为50 mm× 50 mm。由于发射线圈与接收线圈的主磁场在测量截面内磁场方向相反的磁场会相互抵消，因此，测量界面内所测得磁通密度值为泄露磁场。
根据表2仿真方案设计，在COMSOL中搭建不同设计方案的WPT系统。如图12所示为不同屏蔽线圈yz截面磁场分布。分析可知在不同设计方案下外围磁场均有屏蔽效果，其中方案4～方案6的屏蔽效果和方案2和方案3相比有较大的屏蔽效果。
图11 磁场测量截面
Fig.11 Cross-section for magnetic field measurement
图12 不同屏蔽线圈WPT系统yz截面磁场分布
Fig.12 Magnetic field distribution on the yz section of the WPT system with different shielding coils
图13为不同屏蔽线圈设计方案的磁场泄露平均值与WPT系统传输效率。分析可知本文所提出的三种（单、双、四匹配电容）无功屏蔽线圈磁场泄露水平低于其他种类屏蔽线圈，其中，方案6（四匹配电容）的屏蔽效果最好，WPT系统传输效率比无屏蔽时增加5.12%，磁场测量平面平均值降低32.89%。因此，综合分析屏蔽效果与传输效率，本文选择方案6为最优屏蔽方案。
图13 不同设计方案仿真结果
Fig.13 Simulation results of different design schemes
根据国际非电离辐射防护委员会的电磁场曝露导则（ICNIRP2020）[33]，在120 kHz的工作频率下，通常主要关注温升、感应电场、磁场强度以及比吸收率（Specific Absorption Rate, SAR），具体数值见 表3。比吸收率表示为
（14）
式中，s 为组织电导率；E为电场强度；r 为组织密度，具体数值见表4。在频率为120 kHz下，WPT系统传输距离为8 mm（皮肤1 mm、脂肪2 mm、肌肉5 mm）。在COMSOL仿真中用不同人体组织厚度模拟系统工作时实际人体环境。
表3 评估指标限定值
Tab.3 Limiting values of evaluation indicators
评估指标频率范围公式数值 温升/℃——5 电场强度/(V/m) 磁场强度/T SAR/(W/kg)—
表4 120 kHz下人体组织参数
Tab.4 Human tissue parameters at 120 kHz
组织ers/(S/m)r/(kg/m3) 皮肤1 mm67.20.5141 109 脂肪2 mm12.40.069 4911 肌肉5 mm64.10.7161 090
为验证本文所设计的心脏起搏器谐振式无线供能四匹配电容无功屏蔽结构的安全性，搭建基于四匹配电容无功屏蔽线圈的人体安全仿真模型，如图14所示。在人体模型的基础上，将圆角方形无功屏蔽线圈置于锁骨下方，用来模仿WPT系统工作时的状态。图14a为WPT系统工作30 min时的工作状态，其中，温度初始值给定为36.5℃，工作30 min后温度为38.3℃，温升为1.8℃，电场强度为8.78 V/m，磁场强度为1.87×10-5 T，SAR值为0.046 W/kg，四项评估标准均低于ICNIRP2020准则标准。
图14 人体安全仿真模型
Fig.14 Human safety simulation model
为验证所设计四匹配电容无功屏蔽结构的传输效率、屏蔽性能和人体安全性能，搭建心脏起搏器谐振式无功屏蔽实验系统如图15所示。实验系统包括信号发生器、功率放大器、LCC-LCC补偿电路、发射线圈、接收线圈、负载、测温模块、磁场测量模块、示波器、恒温罩。
图15 心脏起搏器谐振式无功屏蔽实验系统
Fig.15 Resonance-based reactive power shielding experimental system for cardiac pacemakers
WPT系统工作频率为120 kHz、传输距离为8 mm，实验采用8 mm离体生猪肉模拟WPT系统工作环境。磁场探头测量位置与接收线圈共面且测量半径为40 mm，随机在测量半径上取4个点计算磁场平均值，实验系统工作过程为信号发生器产生120 kHz、幅值为3Vpp的正弦交流信号，经过功率放大器放大为幅值5Vpp左右的交流信号，再通过LCC-LCC拓扑结构使传输线圈发生谐振，保持最佳传输状态。为保持测温模块的工作状态，采用尺寸为20 cm×20 cm×60 cm、厚度为2 mm的亚克力板组成恒温放置于实验系统上方。
表5为实验采用的主线圈及屏蔽线圈参数，按照图10设计的线圈尺寸进行制作，屏蔽线圈的匝数为5，线径和匝间距为1 mm。
表5 主线圈及屏蔽线圈参数
Tab.5 Parameters of main coil and shielding coil
线圈类型尺寸/mm匝数匝间距d/mm线径a/mm 发射线圈40×402300.3 接收线圈40×402300.3 传统方形屏蔽线圈80×80511 传统圆形屏蔽线圈80×80511 单匹配电容屏蔽线圈80×80511 双匹配电容屏蔽线圈80×80511 四匹配电容屏蔽线圈80×80511
实验采用屏蔽线圈均由印制电路板（Printed Circuit Board, PCB）制成，如图16所示。PCB相比较手工绕制线圈有更好的结构稳定性，并且准确度高，可避免因接触不良导致的故障，并且在本文的应用环境下需要更小的体积，PCB可以满足体积限制的需求。实验中各类元件的实际值可能与理论值有些偏差，因此，需要对元件实际值进行测量，各实验方案的电感值和匹配电容值见表6。
图16 PCB屏蔽线圈
Fig.16 PCB shielding coil
表6 不同方案屏蔽线圈及电感值和匹配电容值
Tab.6 Shielding coil, inductance values, and matching capacitance values for different schemes
实验方案屏蔽结构实际测量屏蔽线圈电感/mH实际匹配电容值/mF 2传统方形屏蔽线圈8.4950.22 3传统圆形屏蔽线圈9.5360.185 4单匹配电容屏蔽线圈8.3610.21 5双匹配电容屏蔽线圈4.9180.36 6四匹配电容屏蔽线圈3.0370.58
按照表6测得的实际线圈电感值计算LCC- LCC拓扑参数，WPT系统补偿拓扑电路参数见表7。
表7 WPT系统补偿拓扑电路参数
Tab.7 Parameters of compensation topology circuit for WPT system
参 数实际测量值 LTX/mH10.3 LRX/mH10.3 Lf1/mH4.7 Lf2/mH4.7 C1/mF0.373 C2/mF0.33 C3/mF0.33 C4/mF0.373
WPT实验系统搭建完成后，根据所设计的六种实验方案，在恒温罩内对带有不同形状无功屏蔽线圈的WPT系统进行实验验证。对系统的传输效率、泄露磁场大小、温升情况进行对比分析，如图17所示为传输距离8 mm下不同实验方案所采集的电压、电流波形。
图17 不同方案下所采集电压、电流波形
Fig.17 Voltage and current waveforms collected under different schemes
各组实验所测实验数据见表8。在各组实验方案内，方案6可以将输出功率提高0.09 W。屏蔽线圈在接收侧不同测量点位磁通密度见表9。测量位置选择在距离屏蔽线圈中心45 mm处纵向采集4个不同点位，结果表明方案6在距离测量点2 mm处磁场泄露值为1.295 mT。本文采用LCC-LCC拓扑电路，对于除传输频率外的噪声和杂波具有一定的抑制作用，同时，整流电路的加入会引起波形失真、功率损耗和温度波动等问题，因此，将电压、电流测量点放置在二次侧拓扑之后，可以得到更准确的电压电流波形，有助于分析实验结果。
表8 实验结果
Tab.8 Experimental results
实验方案输入电压/V输入电流/A输入功率/W输出电压/V输出电流/A输出功率/W 14.80.4452.1363.90.3861.5 24.820.4372.1063.830.3791.45 34.850.4392.1293.790.3831.45 44.830.442.1253.810.3971.51 54.820.4452.1443.820.4051.54 64.820.452.1693.950.41.59
表9 磁场测量结果
Tab.9 Magnetic field measurement results
实验方案屏蔽线圈在接收侧不同测量点位磁通密度/(10-5 T) 距离2 mm距离5 mm距离8 mm距离10 mm 11.8121.641.341.12 21.461.3331.1120.961 31.4961.321.1030.953 41.3891.220.9760.815 51.3421.20.9640.791 61.2951.120.840.672
不同方案传输效率与磁场泄露水平见表10。根据表10可知，传统方形屏蔽线圈与传统圆形屏蔽线圈的屏蔽效果分别为19.4%和17.4%，传输效率分别下降2.19%和2.25%。本文所提出的四匹配电容无功屏蔽线圈（四匹配电容）在屏蔽泄露电磁场的同时可以增加系统传输效率，磁场测量值与无屏蔽时相比下降28.5%、传输效率增加3%。
与以往相关文献结果比较见表11。分析表11可知，与文献[28]屏蔽结构相比，本文提出的无功屏蔽结构可以大大提高系统传输效率；与文献[27]屏蔽结构相比，传输效率及屏蔽效果均有提升，新型圆角方形无功屏蔽结构在传输效率及屏蔽效果两方面上有较大的优势。
表10 不同方案传输效率与磁场泄露水平
Tab.10 Transmission efficiency and magnetic field leakage levels for different schemes
不同方案屏蔽线圈传输效率(%)屏蔽效果(%) 仿真实验 1—82.4170.46— 279.368.8719.4 379.1568.1617.4 485.7871.1523.3 585.9572.3125.9 687.5373.4728.5
表11 与以往相关文献结果比较
Tab.11 Compared with the results of previous related literature
引用文献屏蔽线圈形状屏蔽线圈尺寸/mm系统传输效率(%)屏蔽效果 [27]圆形r=35减少6磁通密度最大减少25.07% [28]3环圆形r=30减少1.23距离中心35 mm处，磁通密度减少20.22% 本文提出圆角方形80×80提升3距离中心40 mm处，磁通密度减少28.5%
为验证该系统工作安全性，在室温下将WPT系统放置在恒温罩内用来防止外部气温波动所带来的干扰，将测温探头置于离体猪肉组织内，设置测温时间为30 min，采样间隔为1 s，图18为系统工作时温升曲线。分析可知，实验环境内初始温度为26.8℃，实验测得最大温升为0.87℃，在WPT系统工作30 min内，系统温升情况符合ICNIRP2020准则标准。
图18 温升实验曲线
Fig.18 Temperature rise experiment curve
本文研究设计一种四匹配电容无功屏蔽线圈心脏起搏器谐振式无线供能系统，该系统在磁耦合谐振原理的基础上分析无功屏蔽线圈的传输特性和屏蔽性能。首先建立LCC-LCC补偿电路模型，分析影响系统传输效率的因素，设计六种仿真方案，分析不同方案下的传输效率和屏蔽性能，此外，建立了三维人体安全仿真模型，对系统安全性进行评估，分析系统的磁场强度、电场强度、SAR值、温升情况。最后，对该系统进行传输效率、磁场泄露值、温升三个方面的实验验证。实验结果表明，本文所设计的四匹配电容无功屏蔽结构在保证传输效率的前提下具有较好的安全性，本文的主要工作和结论如下：
1）在120 kHz工作频率下，对带有屏蔽结构的LCC-LCC拓扑电路方程进行推导，理论分析了WPT系统的谐振条件和传输效率的影响因素，根据实际心脏起搏器的尺寸，优化主线圈的最优匝数、匝间距、线径。根据主线圈参数及系统谐振条件，在Matlab中对系统P点进行计算，得出最佳传输效率点的电路参数值。
2）对无功屏蔽线圈的频率、匹配电容的设计进行理论分析并进一步设计了五种屏蔽线圈形状尺寸，建立五种不同屏蔽线圈形状的仿真模型，在COMSOL中分析不同模型的传输效率、磁场泄露水平，综合分析两个评估指标并选取最优的屏蔽结构。
3）在人体安全性评估中，WPT系统在充电30 min时，电场强度为8.78 V/m、磁场强度为1.87× 10-5 T、SAR值为0.046 W/kg、温升为1.8℃，四项评估指标均低于ICNIRP准则标准。
4）对五种无功屏蔽线圈进行实验验证，对实验结果分析可知，泄露磁场测量值与无屏蔽时相比下降28.5%、传输效率增加3%，温升为0.87℃。
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Abstract When implantable biomedical devices are in operation, electromagnetic field leakage is inevitable. It is necessary to mitigate the impact of magnetic field leakage from wireless power transfer (WPT) systems on the human body, ensure that implantable medical devices meet human safety standards, and maintain high transmission efficiency in the system. This paper proposes a resonant wireless power transfer system for cardiac pacemakers based on an LCC-LCC compensation circuit model, which operates at a frequency of 120 kHz and features a four-capacitor matching reactive shielding structure.
The theoretical circuit model is analyzed, and the inductance ratio is computed to determine the circuit parameters under conditions relevant to human body models. The optimal primary-coil dimension of the WPT system is analyzed to account for biocompatibility factors, which include selecting an appropriate implantation depth and coil size. Subsequently, the principles of the resonant reactive shielding structure are analyzed. COMSOL simulations are employed to establish five distinct reactive shielding structures. Based on the designed electrical parameters, topological structures are constructed, and joint simulations are conducted. The magnetic field distribution and transmission efficiency results are comprehensively analyzed to select the optimal shielding structure. The WPT reactive shielding structure is integrated into an upper-body model to assess the compatibility of the shielding structure with the human body. Simulations are conducted to evaluate various factors, including system temperature rise, induced electric field, magnetic field strength, and specific absorption rate. Finally, WPT reactive shielding experiments are conducted within an isolation chamber at an implantation depth of 8 mm. Exvivo pig tissues are used to simulate the working environment of an implantable medical device. The five different reactive shielding structures are measured and compared with simulations. The experimental results align with the simulation results, meeting the system design requirements. With the four-capacitor reactive shielding structure in the WPT system, the magnetic flux density measured at a distance of 45 mm from the coil center is reduced by 28.5%. Additionally, the WPT system’s transmission efficiency is increased by 3%. The temperature rise of the implantable device is only 0.87℃, which adheres to the ICNIRP 2020 guidelines.
The proposed method improves transmission efficiency, ensures effective shielding, and avoids using high magnetic permeability or temperature-sensitive materials, demonstrating excellent biocompatibility. In the design of performance testing for the WPT reactive shielding system, potential deviations due to implantation or other factors are not considered. However, the four-capacitor reactive shielding structure slightly mitigates the impact of such deviations. Future research will explore the effects of deviations on performance to provide new insights into the design of wireless power systems for biomedical implants. This paper offers a novel approach for the efficiency enhancement and safety of wireless power transfer systems used in implantable biomedical devices.
keywords：Resonant mode, reactive shielding, biomedical implants, wireless power transfer
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.241252
中图分类号：TM724; TM15; TH77
2023年度辽宁省教育厅基本科研项目面上资助项目（JYTMS20230815）。
收稿日期 2024-07-14
改稿日期 2024-08-30
陈伟华 男，1980年生，博士，副教授，研究方向为无线电能传输技术。E-mail: fxlgd@163.com
刘岳鹏 男，1999年生，硕士，研究方向为无线电能传输技术。E-mail: 2678027338@qq.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）