图1 系统整体框架
Fig.1 Overall system framework
摘要 为了提高光伏储能及直流微电网中多端口直流变换器的性能并降低系统成本，该文设计一种集成LCL谐振耦合无线电能传输功能的三端口直流变换拓扑。首先采用混合功率流控制方法，两个半桥逆变器提供双端输入，负载通过LCL谐振网络实现无线耦合。该拓扑允许双输入源之间共用一个LCL谐振网络自由传输功率，无需额外开关元件。然后通过脉宽调制（PWM）法控制谐振网络中的直流平均电流，实现功率潮流控制；移相调制（PSM）法则用于调节负载端输出功率。该系统允许双输入源具有不平衡电压等级。最后详细分析拓扑结构，在PSIM环境中建立了仿真模型，并进行闭环仿真以验证该控制方法的有效性。结果表明，通过搭建的实验平台验证了系统分析的合理性和有效性，系统峰值效率为93.6%，并验证了系统具有良好的动态性能。
关键词：LCL谐振网络 无线电能传输 混合功率流控制 移相调制 多端口变换器
多端口变换器（Multi-Port Converter, MPC）由于其低成本、高效率、高功率密度等优点被广泛应用于电动汽车和新能源领域[1]。相比双端口变换器，多端口变换器允许不同端口之间进行电气连接与能量传输，提高了系统的效率与集成度[2]，其对于电动汽车、电动飞机及其他领域的研究和发展具有重大价值[3-4]。
根据端口间的连接方式，不同连接端口的MPC可分为隔离型和非隔离型[5-6]。
非隔离型MPC多个端口之间无电气隔离，具有高集成度、高效率的优点[7]。文献[8]提出一种用于混合应用的非隔离型MPC，通过耦合电感实现高电压增益。文献[9]设计了一款具有两个双向端口和一个单向输出端口的非隔离MPC，实现功率双向流动。此外，文献[10]提出了一种使用三绕组耦合电感的新型MPC，系统功率潮流通过三个功率开关调节，输出电压通过脉宽调制（Pulse Width Modulation, PWM）控制。然而，非隔离型MPC的电气安全性能较低，端口间干扰因素较大，容易受其他端口影响，稳定性较差。隔离型MPC因具有更好的电气安全性能而被广泛研究[11]。
文献[12]提出了一种用于功率收集的隔离型MPC，适应宽范围的工作条件，但每个端口都连接一个全桥逆变器，增加了系统的成本和复杂性。文献[13]通过三个全桥控制MPC不同端口间功率潮流，使用6个有源开关和一个变压器在光伏、储能和负载之间传输功率，系统成本高、控制复杂。文献[14]提出了一种使用储能电池平衡负载需求的基于LLC的隔离型MPC，设计了用于连接两个光伏面板的双输入LLC谐振网络。采用移相调制（Phase Shift Modulation, PSM）分配两个光伏面板间功率潮流，通过频率调制（Frequency Modulation, FM）调节输出电压（系统效率低）。上述隔离型MPC均使用变压器实现不同端口间的电气隔离，安装位置不灵活且可能导致磁饱和。
无线电能传输（Wireless Power Transfer, WPT）技术因便捷、安全、灵活和支持多设备充电的优势，被广泛用于电动汽车、智能设备和工业机器人 中[15]，可以有效地实现输入端和负载端的电气隔 离[16]。此外，谐振耦合网络在WPT系统中决定系统效率和输出特性（恒流或恒压）[17-18]。因此，LCL谐振耦合网络因其稳定性和高效率被用于系统能量输入端和负载端之间的电气隔离[19]。
综合无线电能传输技术与多端口变换器，本文提出了一种集成LCL谐振耦合无线电能传输功能的三端口直流变换器拓扑，以增强系统性能并降低成本。双输入源使用LCL耦合谐振网络连接，用于能量传输和电气隔离。通过PWM控制双输入源之间的功率流向及大小，通过PSM调节负载功率大小。
本文所设计的集成无线电能传输功能的三端口DC-DC功率变换器不仅适用于单个直流微电网-储能-负载的环境，同时也适用于微电网-微电网-负载、储能-储能-负载以及光伏-微电网（储能）-负载这些多源直流系统，其不仅实现了直流源与直流源之间的直流功率传输，同时以电磁感应耦合的方法将功率以无线的形式进行直流源与负载之间的隔离功率传输，实现了直流负载与源网侧之间的非接触式热插拔，间接地隔离了负载对源网侧的影响。
针对提出的变换器拓扑，本文研究了接入双直流源的输出特性。对双向能量传输端口之间的直流功率传输特性以及负载侧输出特性进行深入研究。分别设计了一次侧功率潮流控制器和负载功率控制器，实现对两输入端口之间功率流向和大小的控制以及负载功率的调节；通过PSIM仿真并搭建实验平台对系统控制及实际效果进行验证。
本文所提出的集成无线电能传输功能的三端口DC-DC功率变换系统整体框架如图1所示。系统一次侧的双输入能量端口允许连接不同电压等级的直流输入源。系统二次侧采用全桥整流器为负载提供直流输出。两直流输入源之间的功率潮流可以通过PWM方法自由控制，同时通过LCL耦合谐振网络实现隔离型功率传输。所提出的系统能够同时实现一次侧双输入源间直流功率双向传输以及一、二次侧功率传输。
系统拓扑结构及控制框图如图2所示。端口1和端口2分别连接到Q1、Q2和Q3、Q4。Lp和Cp分别为一次侧谐振电感和电容，Ls和Cs分别为二次侧谐振电感和电容，U1和U2分别为一次侧端口1和端口2的双输入直流电压源，uAB为LCL耦合谐振网络的输入电压，Co、C1和C2为稳压和滤波电容，I1和I2分别为一次电流和二次电流，Ip和Is分别为一次和二次线圈电流，IR为负载输出电流，IA为一次侧电感平均电流。
图1 系统整体框架
Fig.1 Overall system framework
图2 系统拓扑结构及控制框图
Fig.2 System topology and its control block diagram
系统采用单自由度脉宽调制策略控制开关管Q1、Q4的占空比d，实现一次侧双输入能量端口之间的功率潮流方向及大小控制；采用移相控制策略控制开关管Q1、Q4之间的移相角q，实现负载功率调节；每个半桥臂上的开关管处于互补的工作状态，其开关时序波形如图3所示。
图3 开关管导通时序波形
Fig.3 Switching sequence waveforms
根据图3开关时序，采用时域分析法对一次侧电路进行时域建模。在一个开关周期T内，系统共分为四个工作模态，各个模态下系统的能量流动如图4所示。
模态1 [t0, t1
：Q1、Q3开通，Q2、Q4关断，端口1、端口2通过LCL谐振网络相连接。此时输入谐振网络两端电压uAB=U1-U2，通过谐振网络向负载端传输功率，同时端口1向端口2输入功率。此模式下，系统能量流动如图4a所示，一次侧电感电流i1以及一次侧谐振电容Cp两端电压vC分别为
图4 不同工作模态下系统的能量流动
Fig.4 Energy flow diagram of the system under different working modes
（1）
式中，w0为谐振频率f对应的角频率；Z为系统的等效阻抗。
模态2 [t1, t2：Q1、Q4开通，Q2、Q3关断，仅有端口1接入LCL谐振网络，此时输入谐振网络两端电压uAB=U1。谐振网络电压激增，一次侧电感电流继续增加，向端口2传输的功率继续增加。此阶段，系统能量流动如图4b所示，一次侧电感电流i1以及一次侧谐振电容Cp两端电压vC分别为
（2）
模态3 [t2, t3：Q2、Q4开通，Q1、Q3关断，输入LCL谐振网络电压uAB=0，此时仅有谐振腔向负载提供能量。此阶段，系统能量流动如图4c所示，一次侧电感电流i1以及一次侧谐振电容Cp两端电压vC分别为
（3）
模态4 [t3, t4]：Q2、Q3开通，Q1、Q4关断，此时输入LCL谐振网络两端电压uAB=-U2。此阶段，系统能量流动如图4d所示，一次侧电感电流i1以及一次侧谐振电容Cp两端电压vC分别为
（4）
系统稳态时，一次侧电感电流波形具有连续性和周期性，不同阶段i1(t)以及vC(t)初始值关系为
（5）
求得在周期T内，一次侧电感电流平均值IA为
（6）
由时域分析结果可知，通过控制IA大小可实现双输入能量端口间功率潮流大小和流向的控制。 IA＞0时，双输入能量端口功率潮流流向端口2； IA＜0时，双输入能量端口功率潮流流向端口1。这一特性使得不同电压等级的两个输入源在接入系统时可任意调换位置，具有较大的安装灵活度。本次采用PWM策略实现对一次侧电感电流平均值IA的精准控制，进而控制双输入能量端口之间功率潮流的大小和方向。
本文选取LCL-LCL大容量谐振耦合网络作为系统能量传输的桥梁以及一次侧双输入能量端口与负载端口之间的电气隔离装置，二次侧谐振补偿网络拓扑如图5所示。
L1、L2分别为一次侧、二次侧谐振补偿电感。本次采用传统的LCL谐振网络配置方法，即L1=Lp，Ls=L2。LCL耦合网络部分谐振频率为
图5 二次侧谐振补偿网络拓扑
Fig.5 Primary and secondary resonance compensation network topology
（7）
式中，L为谐振电感；C为谐振电压。
由式（7）可知，一次侧LCL耦合补偿网络谐振频率为
，二次侧LCL耦合补偿网络谐振频率为
，当二次侧谐振网络的谐振频率与系统工作频率一致时，系统处于最大功率点，即f1=f2。
基于磁耦合理论和交流阻抗法对LCL谐振网络进行建模，其耦合互感模型如图6所示。图6中，M为一次线圈和二次线圈之间的互感；uAB为输入交流电压；w 为系统工作角频率；Z1、Z2分别为系统的总阻抗和二次侧阻抗；Zr为二次侧对一次侧的反射阻抗，
，k为耦合系数；全桥整流器及负载电阻R可等效为电阻Rg，即
（8）
图6 双边LCL谐振网络互感模型
Fig.6 Mutual inductance model of the double-side LCL resonant network
系统总阻抗Z1为
（9）
二次侧阻抗Z2为
（10）
一次线圈电流与二次线圈电流之间的关系可以基于磁耦合理论进行计算，具体如下
（11）
（12）
（13）
式中，UAB为uAB的峰峰值。根据式（8）和式（12），IR可计算为
（14）
由式（14），负载电流仅与谐振网络端输入电压有关，与负载无关。系统具有负载无关的恒流输出特性。
本文所设计的系统具有两部分功率转换：①双输入能量端口间的功率潮流；②二次侧负载端口的输出功率。因此，系统的控制策略分为两部分： ①一次侧平均电流控制；②二次侧功率调节控制。采用PWM控制一次侧平均电流方向与大小，使用PSM调节负载功率大小。设计的控制系统框图如图7所示，图中IRref和I1ref分别为IR和IA的参考值。
图7 双闭环控制器框图
Fig.7 Block diagram of double closed-loop controller
一次侧平均电流控制旨在控制系统一次侧双输入能量端口之间的功率潮流流向和大小，其控制框图如图8所示。图中，G1i(s)为占空比d对一次侧平均电流的传递函数，T1(s)为电流传感器传递函数， H1i(s)为反馈回路传递函数。
图8 一次侧电感电流平均值控制框图
Fig.8 Primary side inductor current average value control block diagram
根据小信号建模法得到占空比对一次电流平均值的传递函数，如式（15）所示，结合系统参数，可在Matlab中绘制出经过PI控制器补偿之前的系统开环传递函数伯德图如图9所示。
（15）
式中，
、
为在平均模型基础上引入的小信号分量。
图9 系统补偿前开环传递函数伯德图
Fig.9 Bode plot of open-loop transfer function before compensation
由图9可知，开环系统在低频段的幅频特性曲线斜率近似为0，系统增益小。且系统穿越频率为218 kHz，相位裕度为86°，动态响应特性慢。为提升系统动态性能，对PI控制器进行控制参数补偿设计。最终得到系统参数分别为Kp=0.047 3、Ki= 482。系统传递函数伯德图如图10所示。
图10 系统补偿后开环传递函数伯德图
Fig.10 Bode plot of open-loop transfer function after compensation
补偿后的系统幅值裕度无穷大，相位裕度为50°，满足控制系统稳定性要求。
为验证所设计系统拓扑结构的合理性与控制系统的有效性，利用电力电子仿真软件PSIM对系统闭环控制器响应等特性进行扫描与验证。主要包括相同/不同电压等级下，一次侧平均电流与负载电流双闭环控制器控制效果验证，仿真参数见表1。
表1 系统仿真参数
Tab.1 System simulation parameters
参 数数 值 Cp/mF0.2 Cs/mF0.1 L1, Lp/mH17.5 L2, Ls/mH35 系统工作频率f/kHz85 输入电压范围/V12～48
为验证闭环控制器的有效性，分别在双输入能量端口处于相同电压等级和不同电压等级情况下进行闭环控制器有效性验证。
在双输入能量端口处于相同电压等级（U1=U2= 48 V），负载为50 W 条件下，设置一次侧平均电流为2 A，负载电流为1 A，其闭环仿真结果如图11所示。
图11 相同电压等级下（U1=U2=48 V）的闭环仿真结果
Fig.11 Closed-loop simulation results under the same voltage level (U1=U2=48 V)
在双输入能量端口处于不同电压等级情况下（U1=48 V，U2=36 V），设置一次侧平均电流为2 A，负载电流为1 A，其闭环仿真结果如图12所示。
图12 不同电压等级下（U1=48 V，U2=36 V）的闭环仿真结果
Fig.12 Closed-loop simulation results under different voltage levels (U1=48 V, U2=36 V)
综合图11、图12，系统在不同输入电压等级条件下均达到了预设值，闭环控制器取得了良好的控制效果，证明了所设计闭环控制器的有效性。
为验证理论分析的正确性以及所设计控制器的有效性，搭建如图13所示的实验平台。
图13 双直流源接入下系统实验平台
Fig.13 System experimental verification platform with dual DC source access
所搭建的系统的双输入能量端口分别接入直流电源和储能电池，且谐振补偿电路相关元器件参数与仿真参数一致，其他元器件的具体参数见表2。
表2 实验参数
Tab.2 System parameters
参 数数值 (型号) 开关频率fs/kHz85 一次侧电感L1/mH17.5 一次侧谐振电感Lp/mH17.5 二次侧电感L2/mH35 二次侧谐振电感Ls/mH35 一次侧谐振电容Cp/mF0.2 二次侧谐振电容Cs/mF0.1 电压输入等级范围/V12～48 数字控制器dsPIC33FJ64GS606 负载类型300 W电子负载 蓄电池/(V/V)24/48 电流传感器CHCS-PS3.3闭环霍尔电流传感器
由理论分析可知系统具有负载恒流输出特性。然而仍有必要探究负载功率Pout、系统效率h 与双输入能量端口功率Pport1、Pport2以及负载之间的关系，对不同负载阻值与输入电压下系统功率与效率进行扫描，如图14所示。图14a为在双输入能量端口电压水平相同（U1=U2=24 V）的情况下，固定移相角q，改变负载，负载功率Pout、输入功率Pport1、Pport2和系统效率h 的关系。最大系统效率在负载为110 W 的条件下达到87.93%。
图14 系统效率曲线
Fig.14 System efficiency curves
图14b为固定移相角q=0°且R=100 W 时，改变双端口输入电压等级（一次侧两能量端口电压等级相同）的系统效率变化。当输入电压等级为36 V时，系统达到最高效率93.6%。
由理论分析和仿真结果可知，双输入能量端口直流功率潮流大小和方向可通过PWM策略调控。为验证理论分析与仿真结果的合理性，固定负载阻值为50 W，移相角为0°，设定双输入能量端口电压处于相同电压等级（U1=U2=24 V）下，控制一次电流平均值IA在[-5, 5] A区间内变化，得到系统各端口之间的功率及效率随一次电流平均值的开环扫描结果，如图15所示。由于直流稳压电源仅具有单向供电功能，不满足本系统输入端口双向功率要求，本次双输入能量端口侧均接入可双向能量传输的24 V电池组。
当IA在[-5, -2] A区间内时，负载功率由端口2提供，同时，双输入能量端口之间的功率潮流流向为端口2流向端口1。当IA=-2 A时，双输入能量端口之间的端口1停止向端口2输送功率，系统达到模式切换临界点；当IA在[-2, 2] A区间内变化时，负载功率由端口1与端口2协同提供，进入协同工作模式。并在IA=0 A时，端口1与端口2输出功率相同；当IA在[2, 5] A区间内时，负载端仅由端口1提供功率。同时，双输入能量端口之间的功率潮流流向为端口1流向端口2。系统开环扫描实验结果表明：①系统一次电流平均值可以有效实现双输入能量端口之间功率流向以及大小的控制和分配；②负载侧输出功率不受系统一次电流平均值影响，能维持稳定功率输出。
图15 双输入能量端口侧直流功率传输开环扫描实验结果
Fig.15 Dual half-bridge port side DC power transmission open-loop scan experimental results
为验证所设计的一次电流平均值控制器实际控制效果，固定负载阻值为50 W，移相角为0°，在双输入能量端口处于相同电压等级（U1=U2=24 V）下，其闭环控制实验结果如图16所示。
系统一次电流平均值均达到了预期设定值，验证了所设计的一次电流平均值控制器的有效性。结合系统开环扫描实验结果，证明了通过一次电流平均值控制器控制一次电流平均值以及对一次侧双输入能量端口间的功率潮流方向与大小控制的合理性。
图16 相同电压等级（U1=U2=24 V）下，双输入能量端口直流功率传输闭环控制实验结果
Fig.16 Dual half-bridge port DC power transmission closed-loop control experimental results at the same voltage level (U1=U2=24 V)
5.2.1 系统输出功率开环扫描
在谐振式无线电能传输系统中，移相控制策略常被用于调节负载功率。根据理论分析和仿真结果，移相控制策略同样适用在本系统中调节负载侧功率。
为验证移相策略对系统负载功率的影响，在基于理论分析与仿真验证的基础上，对所设计系统进行实验分析。为简化分析，设置双输入能量端口处于相同电压等级（U1=U2=24 V），负载阻值为50 W。图17为无线接口输出特性开环扫描结果，由图17可得，固定一次电流平均值，负载电流与移相角在0°～180°范围内呈负相关，并在移相180°时，负载电流达到最小值；负载电流与移相角在180°～360°范围内呈正相关。此外，在固定移相角时，一次电流平均值对负载电流无显著影响，负载端口功率不受双输入能量端口之间功率潮流影响。
图17 无线接口侧输出特性开环扫描结果
Fig.17 Wireless interface side output characteristics open loop scan results
5.2.2 系统输出功率闭环控制验证
为检验所设计系统负载侧控制器控制效果，设计系统输出功率闭环控制实验，主要包括：①双输入能量端口处于相同电压等级下，负载电流闭环控制实验；②双输入能量端口处于不同电压等级下，负载电流闭环控制实验。
在双输入能量端口处于相同电压等级下，负载电流闭环控制实验中，设定双输入能量端口处于相同电压等级（U1=U2=24 V），负载阻值50 W，一次电流平均值设定2 A，负载电流设定0.5 A，其闭环实验结果如图18所示。由图18a可知，控制器在经过超调限幅（7.2 A）后迅速达到设定值。从图18b可知，系统一次电流平均值为1.97 A，负载电压为24.5 V，计算出负载电流为0.49 A，符合预设值。
在双输入能量端口处于不同电压等级下负载电流闭环控制实验中，设定双输入能量端口分别接入不同电压等级的直流源（U1=36 V，U2=24 V），并固定负载阻值为50 W，一次电流设定2 A，负载电流设定0.5 A。
图18 相同电压等级下（U1=U2=24 V）负载电流闭环控制实验结果
Fig.18 Experimental results of load current closed-loop control under different voltage levels (U1=24 V, U2=24 V)
图19为双输入能量端口分别接入36 V直流稳压电源和24 V电池组时，负载电流闭环控制实验。启动时，一次电流经过超调（10 A）后迅速达到稳态。从图19b得，稳态时一次电流平均值为2.11 A，负载电压为25.6 V，计算出负载电流为0.512 A，达到了预期控制效果。
图19 不同电压等级下（U1=36 V，U2=24 V）负载电流闭环控制实验结果
Fig.19 Experimental results of load current closed-loop control under different voltage levels (U1=36 V, U2=24 V)
系统输出功率闭环控制实验结果表明：所设计系统在不同输入电压等级下均能实现对一次电流平均值以及负载电流的精确有效控制，证明了所设计控制器的有效性。
为验证所设计系统在负载突变以及双输入能量端口电压等级突变时的动态性能以及鲁棒性，设计了系统动态响应性能实验，主要包括：①系统负载突变响应性能实验；②双输入能量端口电压等级突变系统动态响应实验。
在负载突变响应性能实验中，双输入能量端口电压等级为24 V，一次电流平均值设定2 A，负载电流设定0.8 A，利用可编程电子负载将负载阻值由10 W 突变至50 W，系统动态响应实验结果如图20所示。
图20 负载突变时系统的动态响应实验结果
Fig.20 Experimental results of the dynamic response of the system when the load changes suddenly
由图20可得，负载突变前，阻值为10 W，负载电流为0.8 A，维持稳定功率输出，一次电流平均值达到设定值2 A，系统稳定运行。负载突变时，一次电流幅值增大至新的稳态点，且保持一次电流平均值不变，此阶段持续0.1 s。结果表明，所设计的控制器针对负载突变具有较好的鲁棒性和动态响应性能，能在负载突变情况下维持一次电流平均值和负载侧电流稳定。
在双输入能量端口电压等级突变实验中，固定负载阻值为50 W，设定一次电流平均值为2 A，双输入能量端口分别接入24 V储能电池组和可编程直流稳压电源。设置响应参数，将接入稳压电源的双输入能量端口电压从36 V突变到24 V，此时系统的动态响应性能实验结果如图21所示。
图21 端口输入电压突变时系统的动态响应实验结果
Fig.21 Experimental results of the dynamic response of the system when the port input voltage changes suddenly
由图21中的实验波形可知，电压等级突变前，一次电流平均值为2 A，负载电压为36 V，负载侧功率稳定输出；电压突变后，逆变输出电压幅值减小至新平衡点，一次电流平均值稳定；此过程中，负载电压变化忽略不计，负载侧功率稳定输出。系统动态响应过程为0.4 s，且在电压突变前后维持负载功率稳定并实现一次电流平均值有效控制。
系统动态响应性能实验结果表明，所设计的控制器在负载阻值突变以及双输入能量端口电压等级突变情况下，能维持负载功率稳定且有效控制一次电流平均值，具有很好的鲁棒性和动态响应性能。
本文提出了一种新型的三端口变换器，用于连接双输入直流电源和负载，该变换器利用LCL谐振腔在不同端口之间传递能量。可通过控制LCL谐振腔内的平均直流偏置电流进行端口功率的方向和大小控制。采用两个PI控制器分别通过PWM和PSM调节输入端口的能量传递功率和负载功率。通过时域分析和LCL耦合分析，验证了输入端口的功率分布和与负载无关的恒流特性。最后，搭建了一个基于dsPIC33FJ64GS606的实验平台，验证了系统的功能与控制的有效性，同时也验证了所设计的系统在动态变化下的响应性能。
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Research and Design of a Three-Port DC-DC Converter System with Integrated Wireless Power Transfer Capability
Abstract Renewable energy systems have gained continuous attention for achieving “carbon peak” and “carbon neutrality”, especially DC conversion technologies for renewable energy conversions. Multi-port converter (MPC) has been widely applied in renewable energy systems and electric vehicles due to the characteristics of low cost, high efficiency, and high power density. The non-isolated MPC suffers poor stability due to insufficient electrical isolation between ports. In contrast, isolated converters are often more complex and less flexible. Wireless power transfer (WPT) technology offers convenience, safety, flexibility, and the ability to charge multiple devices, effectively achieving electrical isolation between input and load ports. Thus, combined with WPT and MPC technologies, this paper proposes a three-port DC-DC converter with integrated wireless power transfer capability. The proposed topology facilitates DC power transfer between multiple DC sources with the same or different voltage levels. It enables wireless power transfer between DC sources and load by introducing WPT coupling technologies. The system achieves non-contact hot plug & play between DC loads and the power grid side, which indirectly isolates the impact of the load on the power grid.
The system employs a hybrid power flow control method, with dual half-bridge micro-inverters providing the dual input ports. The load port is wirelessly coupled through an LCL-LCL-type resonant coupling network connected to a full-bridge rectifier. This three-port topology is simple and highly flexible, allowing free power transmission between dual input sources, with the two sources sharing one LCL resonant tank for power transmission to the load without any additional circuit components. System control strategies can be divided into two phases: Phase1: pulse width modulation (PWM) controls the power flow between two DC sources by controlling the average DC offset current in the LCL resonant tank, enabling bidirectional power transmission; Phase 2: phase shift modulation (PSM) control method adjusts the wireless output power for DC load. These two control loops can operate independently or be combined for comprehensive control. The absence of coupling between these methods enhances the stability and effectiveness of each control function. Additionally, the system allows for dual input ports with unbalanced voltage levels.
Firstly, a dual-sided LCL resonant coupling network model is established based on the AC impedance method to analyze its frequency limitations under constant voltage and constant current output characteristics. Secondly, the system topology’s various operating states are analyzed based on switching modes. The overall system model is developed using time-domain analysis, and a small-signal model of the resonant coupling network is established to determine the primary-side PWM control and secondary-side PSM control strategies. Thirdly, a simulation model is built in PSIM to verify the system’s functionality. Matlab/Simulink is used to optimize the parameters of the compensation network. Finally, an experimental platform is set up in a microgrid and energy storage interconnected system to evaluate the system's dynamic characteristics under different voltage levels and load conditions, efficiency variations, steady-state control performance of the closed-loop controller, and dynamic response characteristics.
Experimental results show that under dual inputs of DC 36 V with only wireless output, the system achieves a peak efficiency of 93.6% and load-independent constant current output performance. The system effectively controls the power flow direction and magnitude between the primary-side energy ports, and the designed controller maintains stable load power even under sudden changes in load resistance and voltage levels at the dual half-bridge energy ports. The controller also demonstrates good robustness and dynamic response performance.
keywords：LCL resonant network, wireless power transfer, hybrid power flow control, phase-shift modulation, multi-port converter
中图分类号：TM724
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.241064
江苏科技大学青年基金项目（1032932101）和江苏省高等学校基础科学（自然科学）研究面上项目（24KJB470010）资助。
收稿日期 2024-06-28
改稿日期2024-08-16
熊栩巍 男，2003年生，本科在读，研究方向无线电能传输技术。
E-mail: 2952884599@qq.com
徐 松 男，1991年生，副教授，硕士生导师，研究方向为直流微网底层功率变换技术、现代电力电子技术、无线电能传输技术、智能控制于工业及电力电子中的应用技术等。
E-mail: songxu@just.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）