图1 机载相控阵雷达供电系统及雷达收发模块工作波形
Fig.1 Power supply system for airborne phased array radar and the operating waveforms for T/R module
摘要 高峰均比低频脉冲功率负载严重影响机载电源系统安全稳定运行。该文提出基于纹波电压补偿原理的脉冲功率主动平抑电路及其控制方法。利用脉冲平抑电路主动补偿储能电容电压波动，实现了母线电压和储能电容电压解耦，消除了直流母线侧电流脉动。由于脉冲平抑电路只需要补偿电容电压波动，其功率容量和损耗远小于脉冲负载平均功率，大大减小了主动平抑电路的体积、质量和损耗。该文详细分析脉冲平抑电路的工作原理、参数设计方法与控制策略，并通过实验对比验证了所提方法的正确性和有效性。
关键词：机载电源系统 脉冲功率 有源功率解耦 纹波电压补偿 部分功率变换
电源系统是机载能源系统的重要组成部分。近年来，相控阵雷达广泛装备于各型飞机。机载相控阵雷达供电系统及雷达收发（Transmitter/Receiver, T/R）模块工作波形如图1所示。T/R模块通过负载点电源（Point-of-Load, PoL）与其他机载负载连接至直流母线。由于雷达T/R组件在发射状态需要远高于其接收状态的功率，使其呈现出很强的脉冲负载特性。负载峰值功率甚至能达到其平均功率的10倍，负载脉冲启停速度快、工作频率可从数Hz至kHz[1-3]。针对机载电源系统强脉冲特性产生电压波动和闪变、反复加卸载效应等一系列问题，严重影响机载电源系统的安全稳定运行[4-7]。本文将T/R模块与PoL构成的整体称作脉冲功率负载（Pulsed Power Load, PPL）。
为了消除脉冲功率引起的母线电压波动，通常需要在母线侧配置大量电容[8]。然而，受母线电压波动范围限制，随着脉冲负载波动频率的降低、功率的提高，电容的体积和质量远超飞机电源系统承受范围。主动平抑技术[9]可以通过有源电路将储能电容与直流母线“隔离”，通过允许电容电压大幅波动，从而减小储能电容容量、体积和质量。
图1 机载相控阵雷达供电系统及雷达收发模块工作波形
Fig.1 Power supply system for airborne phased array radar and the operating waveforms for T/R module
国内外学者针对脉动功率主动平抑技术，特别是面向单相交直流系统的二倍频功率波动主动平抑技术展开研究，取得了大量研究成果[10-14]，并提出了多种“有源电容电路”以消除二倍频功率波动[10-11]。文献[15-19]将“有源电容电路”应用在脉冲功率平抑场合，本文将其称作并联型方案。文献[15-16]将“有源电容电路”并联在交流端，同时实现对负载低频脉冲和高频谐波平抑，但仅能消除脉冲对发电机的影响，而整流器和直流母线仍受冲击。文献[17-19]则将“有源电容电路”并联在负载端。文献[17]虽然减小了储能电容容量，然而“有源电容电路”需处理全部脉动功率，其功率容量接近脉冲峰值，电源效率降低7%。
为降低有源电路功率容量，文献[20-22]将有源电路级联在直流母线和储能电容之间，构成级联型架构。该架构中有源电路仅需处理平均功率，其功率容量等于平均功率，因此相较于并联型方案，级联型架构中有源电路的功率容量大大降低。然而所有功率均需经有源电路处理，功率损耗仍然可观。
针对该问题，文献[23-24]提出有源电路与储能电容串联的结构。通过对有源电路的控制使其输出电压与储能电容电压反向波动，维持输出电压稳定。该结构中仅部分脉冲功率需经额外电路处理，因此效率较高，相较于无源方案，效率仅降低2.2%[23]。但有源电路工作时流过脉冲峰值电流，其功率容量仍需按照部分脉冲峰值功率设计，为平均功率的94%[23]。
针对现有主动平抑技术中有源电路功率容量大的问题，本文提出基于电压补偿原理，适用于机载高峰均比、低频脉冲功率的主动平抑方法。该方法通过控制纹波电压补偿电路，主动补偿储能电容电压波动，实现母线电压和储能电容电压解耦，消除直流母线侧电流脉动，由于纹波电压补偿电路仅需补偿电容电压波动，因此其功率容量远小于平均功率。
基于纹波电压补偿原理的脉冲功率主动平抑供电结构如图2所示，Cd为储能电容，PPL由PoL和T/R模块共同组成。纹波电压补偿电路，本文中简称补偿电路，跨接在直流母线与Cd之间。脉冲电流引起Cd电压波动，而直流母线电压稳定，二者电压差由补偿电路提供。
图2 纹波电压补偿型结构
Fig.2 Ripple voltage compensation structure
补偿电路关键工作波形如图3所示。io、Ip、Iv和Iav分别为负载电流的瞬时值、峰值、谷值和平均值；iC为电容电流；Iin为直流母线电流；vd、Vin和vs分别为储能电容电压、直流母线电压和补偿电路输出电压；Tp和Dp分别为脉冲重复周期和脉冲占空比。
图3 工作波形
Fig.3 Operating waveforms
t0～t1期间，负载电流为脉冲峰值Ip，远高于平均电流Iav。储能电容放电以补偿Ip与Iav的电流差，其电压vd从最高电压Vdmax减小到最低电压Vdmin，补偿电路输出电压vs从最高电压Vsmax减小到最低电压Vsmin，母线电压Vin保持稳定。
t1～t2期间，负载电流为脉冲谷值Iv，远低于Iav。储能电容充电以补偿Iv与Iav的电流差，vd从Vdmin增大到Vdmax，vs从Vsmin增大到Vsmax，母线电压Vin保持稳定。
整个脉冲周期内，母线电流Iin保持稳定，负载脉冲电流的交流分量由储能电容提供，而储能电容电压波动与补偿电路电压互补。此外，由于补偿电路的输出电流等于Iav，其输出电压和电流保持为正，因此补偿电路始终输出功率。需要注意的是，储能电容电压波动范围不能超过PPL中PoL输入电压允许的变化范围。
根据1.1节分析，补偿电路本质上为输出电压宽幅波动的直流变换器。在实际应用中，直流母线可以同时作为补偿电路的输入，考虑到补偿电路和直流母线不共地，可以采用隔离型直流变换器作为补偿电路的主功率电路。图4a给出了采用隔离全桥变换器的补偿电路实现方式。
图4 补偿电路实现实例
Fig.4 Example of the compensation circuit
考虑到补偿电路输出电压宽范围波动，采用高频直流变压器（DC Transformer, DCX）和非隔离变换器级联结构的两级式隔离变换器能够更好地兼顾电压调节和效率要求[25-26]。图4b给出了采用LLC- DCX级联Buck变换器的补偿电路具体实现方式。本文采用图4b所示电路进行具体分析和设计。
图4b的电路中，LLC-DCX固定工作于谐振频率点，此时LLC-DCX的输出，即Buck变换器的输入电压Vv为
（1）
式中，N为LLC-DCX的变压器电压比。
Buck变换器工作波形如图5所示，其输入输出电压关系满足
（2）
式中，d为开关管S的占空比。因此，有源电路输入输出电压的表达式为
（3）
根据式（3）和图5，PPL工作于峰值电流期间，Buck变换器输出电压vs下降，对应d减小；谷值电流期间，Buck变换器输出电压vs上升，对应d增大，因此，通过对Buck变换器占空比d的调节，即可对补偿电路输出电压、电流进行调控。
图5 Buck变换器工作波形
Fig.5 Operating waveforms of the Buck converter
补偿电路的控制目标包括：①调节储能电容电压波动范围；②抑制输入电流波动。因此本文采用电压电流双环控制，补偿电路的控制框图如图6所示。根据1.2节中的分析，LLC-DCX工作于开环状态，因此其仅需对Buck变换器进行控制。
图6 补偿电路控制框图
Fig.6 Control block diagram of the compensation circuit
图6中，LPF为低通滤波器（Low-Pass Filter, LPF），Gv和Gi为电压和电流环补偿器，均采用比例-积分（Proportional-Integral, PI）控制。Gm为脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation, PWM）环节。
电压外环对储能电容电压采用平均电压控制。取储能电容的预设平均电压作为电压环参考值Vref，采样储能电容电压vd，并通过LPF滤除负载脉冲频率波动得到vdav作为反馈信号，从而调节电容电压波动范围。vdav与Vdav的不同之处在于，vdav是一个动态变量，受控制过程和系统状态的影响；而Vdav是一个常量，在参数设计过程中被选定，并作为控制环路参考。当控制环路稳定后，vdav与Vdav相等。Vref与vdav作差后经电压环补偿环节Gv后得到输入电流参考iref。
电流内环对输入电流采用平均电流控制以抑制输入电流波动，采样输入电流iin作为反馈信号，与iref作差经电流环补偿环节Gi后得到调制波信号vm，随后经PWM环节得到Buck变换器的占空比d。
储能电容作为主要储能元件，其容量直接决定电源体积和质量；另一方面，电容电压平均值影响补偿电路的功率容量，从而影响电源效率。因此需对储能电容和电容电压平均值的选取方法进行分析。
根据脉冲负载峰值期间电容电流和电压的积分可得储能电容释放的能量为
（4）
式中，iC为储能电容电流；Vdav为储能电容电压平均值；fp为脉冲频率。
根据脉冲峰值阶段启动和停止瞬间储能电容的能量差可得储能电容释放的能量为
（5）
式中，Dvd为储能电容电压波动幅值。
储能电容的电压波动范围由Vdav和Dvd共同决定。根据式（5），相同负载情况，选定Cd后，一旦Vdav确定，Dvd随之确定。因此1.3节中，控制环路对Vdav进行控制，即可达到调节电容电压波动范围的目的。
联立式（4）和式（5）可得储能电容Cd的表达式为
（6）
Cd与Dvd的关系曲线如图7所示，相关数据从第3节的表1获取。由图7可见，负载参数确定后，Cd仅由Dvd决定，随着Dvd的增加，Cd减小；然而，Cd的减小速度随着Dvd的增加而逐渐减缓。
图7 储能电容Cd-电压波动Dvd曲线
Fig.7 The relationship curve between energy storage capacitor Cd and voltage fluctuation Dvd
储能电容与直流母线的瞬时电压差由补偿电路补偿，由图2和图3可得，补偿电路功率容量Pcomp和处理的平均功率Pcompav分别为
（7）
（8）
补偿电路输出端口与直流母线串联，因此补偿电路平均功率占比a即为平均电压比，有
（9）
补偿电路平均功率占比a-储能电容平均电压Vdav曲线如图8所示。可见平均功率占比a 随着Vdav的增大而增大，补偿电路处理的功率占比越大，意味着补偿电路的功率容量越大，系统效率越低。因此Vdav应尽可能小，以降低补偿电路功率容量，提高电源效率。
图8 补偿电路平均功率占比a-储能电容平均电压Vdav曲线
Fig.8 The relationship curve between compensation circuit average power ratio a and average voltage of energy storage capacitor Vdav
Buck变换器的最小输出电压应大于0，即
（10）
因此，Vdav的最小值Vdavmin为
（11）
结合2.1节和2.2节中的分析，Dvd一方面影响Cd；另一方面决定Vdav的下限。因此，Dvd应在图7曲线转折点附近进行选取。而Vdav影响补偿电路的平均功率占比及功率容量，并进一步影响电源效率，因此在Dvd确定后，其取值应尽可能接近Vdavmin。
负载技术指标见表1，储能电容需根据最大充/放电能量进行设计，以满足整个负载范围需求，因此取最大峰值电流、最大脉冲占空比以及最低脉冲频率进行设计。根据第2节中分析，本文储能电容容值取1.21 mF，补偿电路的功率容量、处理平均功率及平均功率占比分别为356 W、190 W和6.9%。
表1 负载技术参数
Tab.1 Specification of the load
参 数数 值 直流母线电压Vin/V270 脉冲频率fp/Hz100～200 脉冲峰值电流Ip/A≤18 脉冲谷值电流Iv/A1 脉冲占空比Dp0.25～0.5
实验样机如图9所示，关键元器件规格及型号见表2。
图9 实验样机
Fig.9 The experimental prototype
表2 元器件规格及型号
Tab.2 Component specifications
元器件型 号规 格 储能电容CdKN561M40035×45A560 mF/400 V×4 滤波电感Lf/mHPQ353556 变压器TrPQ3230电压比61 LLC-DCX一次侧开关管C3M0045065D650 V/49 A×4 LLC-DCX二次侧开关管NTP5D0N15MC150 V/15 A×4 Buck变换器开关管IPP110N20N3_G200 V/88 A×2
图10给出了负载的脉冲重复频率为100 Hz，脉冲占空比为0.5的实验波形，其中，vd和vs分别为储能电容电压和纹波电压补偿电路输出电压；iin和io分别为输入和负载电流。可见vd和vs同幅同向波动，输入电流纹波 Diin=1 A，与理论波形一致。
图10 脉冲重复频率100 Hz、占空比0.5负载条件下实验波形
Fig.10 Experimental waveforms with pulse repetition frequency of 100 Hz and pulsed duty cycle of 0.5
图11给出了脉冲重复频率为100 Hz，脉冲占空比为0.25时的实验波形。
图11 脉冲重复频率100 Hz、占空比0.25负载条件下实验波形
Fig.11 Experimental waveforms with pulse repetition frequency of 100 Hz and pulsed duty cycle of 0.25
图12给出了脉冲重复频率为200 Hz，脉冲占空比为0.5时的实验波形。可见样机能够在整个负载范围内工作。
图12 脉冲重复频率200 Hz、占空比0.5负载条件下实验波形
Fig.12 Experimental waveforms with pulse repetition frequency of 200 Hz and pulsed duty cycle of 0.5
图11和图12与图10相比，单个脉冲周期内负载的脉动能量降低，因此储能电容的充放电能量减少。由于采用平均电压控制，所以储能电容电压平均值不变，电压波动幅值减小。
图13为脉冲负载在100 Hz和200 Hz脉冲重复频率下的效率-输出平均功率曲线，平均功率分别通过调整电流峰值（见图13a）和脉冲占空比（见图13b）改变。在实际测试过程中，采用电子负载来等效PPL，通过设置其操作面板上参数L1和L2来调整脉冲电流的峰、谷值，设置参数T1和T2来调整峰值和谷值的持续时间，即L1与L2对应于图3中的Ip与Iv，T1与T2对应于图3中t0～t1与t1～t2。
图13 不同脉冲负载状态下效率曲线
Fig.13 Efficiency curves under different PPL
T1与T2之和即为脉冲周期。“改变脉冲峰值”通过固定L2、T1和T2，逐步调整L1实现；而“改变脉冲占空比”通过固定L1和L2，在不改变T1与T2之和的基础上对两者比例逐步调整实现。由测试结果可见，该电路在很宽的功率范围内效率能够维持在98.1%以上，峰值效率可达99.2%。图14为PPL满载运行，脉冲频率改变时的效率-频率曲线，“改变脉冲频率”通过固定L1和L2，在不改变T1与T2之比的基础上对两者大小逐步调整实现。可见在满载运行情况下，该电路的效率在整个负载频率范围内均能维持在99.1%以上。
图14 效率-脉冲重复频率曲线
Fig.14 The curve between efficiency and pulse repetition frequency
目前脉冲功率主动平抑方法主要包括并联型、级联型和串联型三类，如图15所示，所有方法均是通过有源电路来降低储能电容容量，但有源电路又会产生额外的体积、质量和损耗。并联型结构[18]中有源电路需对脉冲功率的交流分量进行两次变换，其功率容量等于脉冲峰值功率与平均功率之差；级联型结构[20]中有源电路仅需对负载平均功率增加一级功率变换，其功率容量等于负载平均功率；串联型结构中[23]，有源电路输出电流等于脉冲负载瞬时电流，其功率容量与负载峰值功率有关。而本文所研究电路中，补偿电路仅需处理部分负载平均功率，并且仅需进行一级功率变换。
图15 脉冲功率主动平抑结构
Fig.15 The structure of pulse power active suppression
下面引入效率损失Dh和负载-有源电路功率比b 两个归一化参数对各脉冲功率主动平抑方法进行对比，其中Dh定义为主动平抑方案与纯储能电容方案的效率之差，b定义为负载平均功率与有源电路功率容量之比。脉冲功率主动平抑方法[15-16, 18, 20, 23]对比如图16所示，为便于表示，横坐标采用对数坐标。由图16可知，本文所提方法的Dh 最小，b 最大，这表明增加的有源电路的功率容量最低、有源电路所引入的额外损耗最小，因此整体效率最高。
图16 脉冲功率主动平抑方法对比
Fig.16 Comparison of pulse power active suppress methods
为平抑高峰均比低频脉冲功率负载对电源系统冲击，本文提出一种基于电压补偿原理的机载低频脉冲功率主动平抑方法。本文对所提方法的工作原理和实现方式进行分析；针对具体实例中的关键参数给出设计方法；制定电压电流双环控制策略；实验对比结果表明，采用本文所提方法，实现了对脉冲功率的有效平抑，输入电流波动得到抑制；与其他主动平抑方案相比，其在功率容量和效率方面具有明显优势。
参考文献
[1] 严鋆, 王金全, 黄克峰, 等. 脉冲功率负载等效拓扑及潮流计算模型分析[J]. 电工技术学报, 2018, 33(23): 5523-5531.
Yan Jun, Wang Jinquan, Huang Kefeng, et al. Analysis of equivalent topology and power-flow calculation model for pulsed power load[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(23): 5523-5531.
[2] 王勇, 王谱宇, 杨永亮, 等. 带脉冲恒功率负载储能系统的无源控制方法[J/OL]. 电工技术学报: 1-16 [2024-07-31]. https://doi.org/10.19595/j.cnki. 10006753. tces.240410.
Wang Yong, Wang Puyu, Yang Yongliang, et al. Passive control method for energy storage system with pulse constant power load[J/OL]. Transactions of China Electrotechnical Society: 1-16[2024-07-31]. https://doi.org/10.19595/j.cnki.10006753.tces.240410.
[3] Salehi V, Mirafzal B, Mohammed O. Pulse-load effects on ship power system stability[C]//IECON 2010-36th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society, Glendale, AZ, USA, 2010: 3353- 3358.
[4] 甄洪斌, 张晓锋, 沈兵, 等. 脉冲负荷对舰船综合电力系统的冲击作用研究[J]. 中国电机工程学报, 2006, 26(12): 85-88.
Zhen Hongbin, Zhang Xiaofeng, Shen Bing, et al. Research on impact of pulsed power loads on naval integrated power system[J]. Proceedings of the CSEE, 2006, 26(12): 85-88.
[5] 李文辉. 某型直升机交流发电机断轴故障分析及改进[J]. 直升机技术, 2016(4): 51-53.
Li Wenhui. A certain type of helicopter alternator broken shaft failure analysis and improvement[J]. Helicopter Technique, 2016(4): 51-53.
[6] Dillon J A, Weaver W W, Robinett R D, et al. Electro-mechanical-thermal performance and stability of aircraft energy networks with pulse power loads[J]. IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, 2020, 56(4): 2537-2547.
[7] 王萌, 黄细霞, 孙程. 面向脉冲负载的基于超级电容储能UPQC设计及控制策略研究[J]. 电源学报, 2024, 22(2): 231-241.
Wang Meng, Huang Xixia, Sun Cheng. Research on design and control strategy for UPQC based on super- capacitor energy storage for pulse load[J]. Journal of Power Supply, 2024, 22(2): 231-241.
[8] Sun Lei, Huang Wentao, Li Ran, et al. Capacity and pulsed power system[J]. IEEE Transactions on Indu- strial Electronics, 2023, 70(1): 322-333.
[9] 张佐乾, 吴红飞, 杨帆, 等. 高峰均比脉冲功率独立电源系统关键技术研究综述[J]. 电气工程学报, 2023, 18(1): 43-55.
Zhang Zuoqian, Wu Hongfei, Yang Fan, et al. Overview of key technologies for independent power supply systems with high peak-to-average ratio pulse power loads[J]. Journal of Electrical Engineering, 2023, 18(1): 43-55.
[10] Wang Shu, Ruan Xinbo, Yao Kai, et al. A flicker-free electrolytic capacitor-less AC-DC LED driver[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(11): 4540-4548.
[11] 王立乔, 陈建医, 程超然, 等. 单级单相无电解电容Buck-Boost逆变器[J]. 电工技术学报, 2023, 38(24): 6768-6781.
Wang Liqiao, Chen Jianyi, Cheng Chaoran, et al. A single-stage single-phase Buck-Boost inverter without electrolytic capacitor[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2023, 38(24): 6768-6781.
[12] 刘永露, 袁银浩, 王辉, 等. 模块化解耦电路的协同控制策略[J]. 电工技术学报, 2024, 39(10): 3118- 3128.
Liu Yonglu, Yuan Yinhao, Wang Hui, et al. Collaborative control strategy of modular decoupling circuit[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(10): 3118-3128.
[13] 何海泉, 林国庆, 徐心靖. 基于LCL恒流谐振网络的无电解电容LED驱动电路研究[J]. 电源学报, 2023, 21(2): 72-81.
He Haiquan, Lin Guoqing, Xu Xinjing. Research on electrolytic capacitor-less LED drive circuit based on LCL constant-current resonant network[J]. Journal of Power Supply, 2023, 21(2): 72-81.
[14] Fang Peng, Liu Yanfei, Sen P C. A flicker-free single-stage offline LED driver with high power factor[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2015, 3(3): 654-665.
[15] 杨帆, 李林, 朱建鑫, 等. 面向高峰均比低频脉冲功率负载的脉冲电流补偿器及其控制方法[J]. 电工技术学报, 2022, 37(16): 4193-4201.
Yang Fan, Li Lin, Zhu Jianxin, et al. A pulsed current compensator and control strategy for high peak- to-average-ratio low frequency pulsed load[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(16): 4193-4201.
[16] Zhu Jianxin, Wu Hongfei, Li Lin, et al. Modified T-type three-level AC-DC converter based multi- functional compensator for three-phase AC power system with low-frequency pulsed load[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2022, 69(12): 11844-11855.
[17] Huang Xinze, Ruan Xinbo, Du Fangjun, et al. A pulsed power supply adopting active capacitor converter for low-voltage and low-frequency pulsed loads[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(11): 9219-9230.
[18] Ren Xiaoyong, Bai Lei, Chen Yu, et al. Single-phase AC-DC converter with SiC power pulsation buffer for pulse load applications[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2020, 8(1): 517-528.
[19] Yang Ping, Chen Xi, Hu Fuping, et al. Hybrid decoupling controlled active power compensator for the ultralow-frequency pulse load with reversed power application[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2023, 11(6): 5774-5784.
[20] Gao Xun, Wu Hongfei, Gao Shang, et al. A two-stage pulsed power supply for low-DC-voltage and low- frequency pulsed-current loads[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(2): 2298-2309.
[21] Yao Yu, Kulothungan G S, Krishnamoorthy H S, et al. GaN-based two-stage converter with high power density and fast response for pulsed load appli- cations[J]. IEEE Transactions on Industrial Elec- tronics, 2022, 69(10): 10035-10044.
[22] Xu Ye, Ruan Xinbo, Huang Xinze, et al. A two-stage pulsed power supply with ultra-fast dynamic response and low input current ripple for low-frequency pulsed loads[C]//2021 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Vancouver, BC, Canada, 2021: 3068-3072.
[23] Zhang Zuoqian, Du Yiru, Yu Haitao, et al. Inverse charge constant on-time control with output current feedforward for superimposed pulse power supply[C]// 2022 IEEE International Power Electronics and Application Conference and Exposition (PEAC), Guangzhou, Guangdong, China, 2022: 469-473.
[24] 张佐乾, 吴红飞, 杨帆, 等. 基于部分功率调控的有源-无源电容分裂叠加式高峰均比低频脉冲功率平抑方法[J]. 中国电机工程学报, 2023, 43(3): 1154-1163.
Zhang Zuoqian, Wu Hongfei, Yang Fan, et al. Partial power regulation-based high peak-to-average-ratio low-frequency pulse power suppression method with split active-passive capacitors superposition[J]. Pro- ceedings of the CSEE, 2023, 43(3): 1154-1163.
[25] 徐鑫雨. 超宽电压范围模块化可重构直流电源系统研究[D]. 南京: 南京航空航天大学, 2022.
Xu Xinyu. Research on modular reconfigurable DC power supply system with ultra wide voltage range[D]. Nanjing: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, 2022.
[26] Takagi M, Shimizu K, Zaitsu T. Ultra high efficiency of 95% for DC/DC converter-considering theoretical limitation of efficiency[C]//APEC Seventeenth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (Cat. No.02CH37335), Dallas, TX, USA, 2002: 735-741.
Abstract The high peak-to-average ratio of low-frequency pulse power loads seriously affects the safe and stable operation of airborne power supply systems. The conventional approach requires stacking numerous energy storage capacitors due to the DC bus voltage ripple limitation, which substantially increases the system’s volume. Although current active pulse power suppression method can reduce the required capacitance by increasing voltage fluctuations, the considerable power ratings and additional power processing stages of active suppression circuits impact system efficiency significantly.
This paper presents a low-frequency pulse power active suppression method based on voltage compensation. The active suppression circuit is inserted between the DC bus and the energy storage capacitor Cd. By compensating for the voltage difference between Cd and DC bus with the output voltage vs of the active suppression circuit, the voltage range of Cd is not constrained by the DC bus, allowing for a reduction in Cd. Since the active suppression circuit only compensates for capacitor voltage fluctuations, its power rating and losses are much smaller than the average power of pulse loads, which greatly reduces the volume, weight, andlosses. The active suppression circuit takes power from the DC bus. Considering that its input and output terminals are non-common ground and have a wide output voltage range, the LLC-DC transformer (DCX) cascaded Buck converter is chosen for the active suppression circuit. The LLC-DCX functions operate in an open loop as a high- frequency DC transformer, and a dual-loop control strategy is implemented for the Buck converter. The outer voltage loop adjusts the voltage fluctuation range of Cd, while the inner current loop suppresses the input current ripple.
The design guidelines for key parameters are also presented, with size and efficiency as the main considerations. The size of the power supply is influenced by Cd, while the power rating of the active suppression circuit affects system efficiency. Therefore, a detailed study of both aspects is conducted. The results reveal that once the load is determined, Cd decreases as the voltage fluctuation Dvd increases, and the decreasing rate gradually slows. Additionally, the power rating of the active suppression circuit increases linearly with the average voltage Vdav and Dvd. The lower limit of Vdav is also affected by Dvd to ensure that the output voltage of the Buck converter remains positive. Therefore, a balance must be achieved between Vdav and Dvd to optimize capacitance and power rating.
An experimental prototype is constructed. The experimental results are consistent with the theoretical analysis, and the active suppression circuit effectively regulates the voltage fluctuation range of Cd and suppresses the input current. Efficiency tests reveal that the active suppression scheme maintains an efficiency above 98.1% throughout the entire range, with a peak efficiency reaching 99.1%. This scheme is compared with existing active suppression schemes, showing clear advantages. In addition, results from various literature are normalized and compared.
keywords：Airborne power system, pulse power, active power decoupling, ripple voltage compensation, partial power conversion
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240727
国家自然科学基金项目（U2141227, 52207207）和航空科学基金项目（20240020052001）资助。
收稿日期 2024-05-08
改稿日期2024-08-16
张佐乾 男，1997年生，博士研究生，研究方向为电力电子与电力传动。
E-mail: zhangzuoq@nuaa.edu.cn
吴红飞 男，1985年生，教授，研究方向为电力电子与电力传动。
E-mail: wuhongfei@nuaa.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）