图1 3L-ANPC ZVT软开关变流器单相电路
Fig.1 Single-phase circuit of 3L-ANPC ZVT soft-switching converter
摘要 该文提出一种碳化硅与硅（SiC&Si）器件混合型三电平有源中点钳位零电压转换（3L-ANPC ZVT）变流器拓扑。该拓扑中每相主电路采用两个SiC MOSFET器件工作在高频，其余主电路开关为Si器件工作在低频，通过辅助电路使得SiC器件工作在ZVT软开关条件下，进一步降低SiC MOSFET高频开关损耗和开关应力。拓扑中辅助电路开关采用Si器件且仅在主器件换相过程工作，具有额定电流小且无开关损耗的特点。该文首先介绍该软开关变流器的电路拓扑结构和工作原理，并给出辅助电路参数的优化设计过程。然后基于双脉冲测试数据对变流器进行损耗建模，分析对比不同开关频率下硬开关和软开关有源中点钳位三电平变流器的损耗分布和效率变化，揭示所提出的软开关变流器拓扑在高开关频率下可以有效改善变流器的效率。最后通过搭建的单相变流器实验平台验证上述分析结论的正确性。
关键词：损耗建模 逆变器 软开关 零电压转换 多电平变流器
在风能、太阳能等新能源发电系统以及电气化交通系统中，大功率DC-AC变流器是系统能量变换的核心装置。三电平有源中点钳位（Three-Level Active-Neutral-Point-Clamped, 3L-ANPC）变流器因其损耗均衡、效率高、可四象限运行、输出谐波小的特点成为了这些系统中常见的DC-AC变流器拓扑[1-4]。
随着系统功率密度进一步提升，高频化是重要趋势。如高速电机驱动系统中为了减小系统体积其基波频率可达数kHz，对应变流器的开关频率至少为基波频率的10倍以上[5-6]。文献[7]中高速永磁同步电机的基波频率为4 kHz，其变流器开关频率需达到100 kHz以进行良好的正弦调制。同时，提高开关频率还可以减少纹波电流带来的电机损耗[8]。SiC宽带隙半导体器件与Si器件相比具有损耗低、结温高的特点，可以有效提升变流器的开关频率，已成为近期学界研究的热点[9-10]。开关频率的提高可以有效减小无源器件的体积[11]，文献[12]通过使用SiC器件提高了变流器的开关频率，当开关频率从50 kHz增加到100 kHz时，无源器件的体积从1.86 L降低到了1.1 L，减少了40.9%。但是SiC器件的成本仍是Si器件的几倍，如在大电流范围内，SiC MOSFET的价格是Si IGBT的6～8倍，是Si MOSFET的2倍[13]。为了实现成本和性能的平衡，业界提出了SiC与Si器件混合型3L-ANPC变流器[14]。文献[15]分析了不同类型的SiC MOSFET与Si IGBT混合型3L-ANPC变流器拓扑，其中内侧开关器件使用两个SiC MOSFET器件工作在高频，其余开关器件为Si器件工作在工频的两个SiC MOSFET器件混合型3L-ANPC变流器拓扑有更优的性价比。
然而SiC MOSFET的开关速度是Si IGBT的10倍，其开关过程的di/dt和dv/dt会产生严重的开关过电压和电磁干扰[16-19]。虽然SiC器件可以有效降低开关损耗，但仍存在一定开关损耗，当开关频率增加到百千Hz时，SiC器件的硬开关损耗也很高，这限制了变流器开关频率的进一步提高[20]。软开关技术可以有效降低开关器件的电压电流应力、开关损耗和电磁干扰，有望进一步提升SiC变流器的开关频率[21-23]。文献[24-25]在两电平逆变器和Ｔ型三电平逆变器中实现了零电压转换（Zero-Voltage Transition, ZVT）软开关，但上述两种拓扑并不适用于中高电压场合。文献[26]提出了一种复合有源钳位软开关变流器，该拓扑采用空间矢量调制方式，但是其存在两次谐振过程，且在谐振过程中主开关器件需要有直通脉冲，增加了关断损耗。文献[27]提出了一种应用在3L-ANPC拓扑上的零电流转换（Zero-Current Transition, ZCT）软开关技术，只需一组串联的LC谐振回路，其提出的软开关拓扑可以通过降低关断损耗来提高系统的效率，但是该技术针对关断损耗大的IGBT有较大优势，对于使用SiC MOSFET等多数载流子器件，其开通时的能量损失较大，因此效果不明显。文献[28]提出了一种适用于并联器件的零电压软件开关（Zero-Voltage Switching, ZVS）拓扑，可以通过软开关提升并联器件在轻载下的效率，但是其软开关方案在大电流下导通损耗较大，效率低于硬开关，且软开关实现的控制策略较为复杂。文献[29]将SiC器件与软开关技术结合，极大地提高了3L-ANPC变流器开关频率和效率，但是其软开关的实现是依赖在负载侧增加辅助电路，影响变流器输出，且其使用的SiC器件为TO-247封装，只在1 kW输出功率下进行了实验验证。
本文提出了一种SiC与Si器件混合型3L-ANPC ZVT软开关变流器，在两SiC MOSFET器件混合型3L-ANPC拓扑基础上，通过增加辅助电路，实现了主电路SiC开关器件和辅助电路Si开关器件在全功率范围内的软开关，降低了开关损耗和开关应力，显著提升了变流器的效率和开关频率。同时，辅助电路开关器件只在主电路开关器件换相期间工作，器件容量小，且不影响主电路的控制策略。
图1所示为提出的3L-ANPC ZVT软开关变流器的单相电路，其主电路包括主开关管VT1～VT6及二极管VD1～VD6。其中内侧开关管VT2、VT3为SiC MOSFET，外侧开关管VT1、VT4和钳位开关管VT5、VT6为Si IGBT。直流电源电压Vdc保持不变，C1和C2是两个相同的支撑电容。为了实现ZVT软开关，在主电路旁加入辅助电路，如图1中点画线部分所示。其包括2个辅助开关管VTx1、VTx2及其反并联二极管VDx1、VDx2，4个辅助二极管VDx3～VDx6，一个高频变压器。变压器电压比kt=N2/N1，Lr为一次绕组N2的漏感，两个相同的吸收电容Cr1和Cr2分别并联在主开关管VT2和VT3上。
图1 3L-ANPC ZVT软开关变流器单相电路
Fig.1 Single-phase circuit of 3L-ANPC ZVT soft-switching converter
软开关变流器主电路部分的脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation, PWM）策略如图2所示，由一个调制信号和一个载波信号来生成6个主开关的PWM信号。其中外侧开关管和钳位开关管工作在工频状态，内侧开关管VT2、VT3工作在高频状态，以充分利用SiC MOSFET高速开关优势。在此种调制策略下，三电平变流器的换相过程可以等效为一个由内侧开关器件VT2、VT3组成的两电平变流器，开关损耗主要集中在内侧开关管上。辅助电路仅在主开关器件开关过程中工作，以协助内侧开关管实现零电压转换，其中辅助开关管VTx1、VTx2分别协助内侧开关管VT2、VT3的切换。
图2 主电路PWM策略
Fig.2 Main circuit PWM strategy
辅助电路仅在主开关器件换相时工作，以下分析其软开关换相过程。由于拓扑结构的对称性，只分析正半周期，即桥臂输出电平在正电平和零电平之间切换，负载电流流出桥臂，开关管VT2和二极管VD3进行ZVT换相的过程。单相3L-ANPC ZVT软开关变流器在开关周期内的控制时序及波形变化如图3所示，单相3L-ANPC ZVT软开关变流器时序如图4所示，换相过程分为六个阶段。
图3 单相3L-ANPC ZVT软开关变流器在开关周期内的控制时序及波形变化
Fig.3 Control timing and waveforms change of single-phase 3L-ANPC ZVT soft-switching converter in switching cycle
图4 单相3L-ANPC ZVT软开关变流器时序
Fig.4 Sequence diagram of single-phase 3L-ANPC ZVT soft-switching converter
（1）t0～t1时间段电路状态如图4a所示，在t0时刻，主开关管VT3零电压关断，负载电流ILoad通过VT6和VD3流通。
（2）t1～t2时间段电路状态如图4b所示，在t1时刻，辅助开关管VTx1开通，使得辅助二极管VDx3和VDx6导通，辅助变压器二次绕组N1承受上半直流电压
，一次绕组N2承受
的电压，则变压器一次绕组漏感Lr承受的电压为
，电感电流iLr从零开始线性增加。
（3）t2～t3时间段电路状态如图4c所示，在t2时刻，电感电流iLr达到负载电流ILoad大小，主二极管VD3自然关断且无反向恢复损耗。电感Lr与两个吸收电容Cr1、Cr2发生谐振，Cr2充电、Cr1放电。主开关管VT2两端电压开始下降，VT3两端电压上升。
（4）t3～t4时间段电路状态如图4d所示，在t3时刻，Cr1的电压被放电到零，主二极管VD2开始导通，此时辅助变压器一次绕组N2通过主二极管VD2和辅助开关管VTx1短路，谐振过程结束。二次绕组N1仍承受一半直流电压，故一次绕组N2承受的电压，电感Lr承受
的电压，电感电流iLr线性下降。在t3和t4时刻之间，开关管VT2可以实现零电压开通。
（5）t4～t5时间段电路状态如图4e所示，在t4时刻，电感电流iLr降为负载电流大小，电流开始流过主开关管VT2。在t5时刻，电感电流降为零，所有负载电流流过VT2。
（6）t5时刻之后的电路状态如图4f所示，辅助开关管VTx1在零电流条件下关断，辅助电路停止导通等待下一个开关周期的到来。
如1.1节所述，ZVT软开关的基本原理是在主开关管关断和开通之间的死区时间内，通过开通辅助开关管触发谐振，将即将开通的主开关管上的电容电压降为零，从而实现主开关的零电压开通。为了能有效地实现软开关，需要对辅助电路参数进行合理设计。这包括：①吸收电容Cr1和Cr2的设计；②辅助变压器一次绕组漏感Lr和电压比kt的设计；③辅助开关时序的设计。
如图3所示，ZVT开通过程可分为三个阶段，分别是充电阶段tcharge、谐振阶段tres和放电阶段tdisharge，其中充电阶段时间表达式为
（1）
式中，Vdc为直流母线电压。
当电感电流iLr达到负载电流ILoad时，吸收电容Cr1、Cr2开始与电感发生谐振，谐振时间表达式为
（2）
式中，
；
。可见谐振阶段的时间长度与负载电流大小无关，仅与辅助变压器电压比和谐振参数有关。谐振结束后的电感电流大小为
（3）
式中，
。谐振结束后，电感电流开始下降直至为零，其放电阶段的时间表达式为
（4）
通过上述分析，电感电流iLr在整个换相过程中的表达式为
（5）
从谐振完成到电感电流下降为负载电流大小的这段时间就是实现零电压开通的区间tzvs，这一区间的时间表示为
（6）
由式（6）可知，tzvs大小与负载电流大小无关，只取决于辅助变压器电压比和谐振参数。软开关设计的目标是使整个负载电流范围内都有一个固定的时间tdelay使得开关管开通时刻都位于零电压开通区间中，即在所有电流下都满足
（7）
式中，tcharge与负载电流ILoad大小有关，为了在整个负载电流范围内都能找到一个tdelay满足式（7），则tzvs需满足
（8）
式中，tcharge(ILoad,max)为负载电流最大时的充电时间。将式（8）展开可以得到各谐振参数关系式为
（9）
软开关过程中的充电时间和谐振时间之和不能超过死区时间，否则可能会出现辅助开关管在主开关管关断之前导通，产生一定的关断损耗。
（10）
在已知直流电压Vdc和负载电流最大值ILoad,max的情况下，需要确定吸收电容Cr、辅助变压器一次绕组漏感Lr和电压比kt。为实现ZVT软开关，kt的选取应小于1/2[30]。当失去ZVT开通时，吸收电容上的能量会消耗在开通过程中，为了减小损耗，吸收电容Cr应在满足要求下尽可能小。在选定电压比kt和吸收电容Cr后，可以根据式（9）确定漏感Lr的上限值，且漏感值的选择需考虑电路中杂散电感影响。软开关辅助电路设计流程如图5所示。
图5 软开关辅助电路设计流程
Fig.5 Flow chart of the soft-switching auxiliary circuit design
为了对比硬开关和软开关方案，可以通过损耗建模来进行变流器效率分析。根据功率器件手册中制造商给出的器件典型参数特性，可以建立功率器件的损耗模型。
根据器件的输出特性曲线，IGBT、MOSFET和二极管的导通损耗可表示为
（11）
式中，
为流过器件的电流；Vce为IGBT的初始饱和压降；Rce为IGBT的导通电阻；Rds为MOSFET的导通电阻；Vf为二极管的初始导通电压；Rf为二极管的导通电阻。特征曲线可以通过曲线拟合从器件数据手册中提取，参数在25℃下确定。
IGBT和MOSFET的开关损耗可以表示为
（12）
二极管的反向恢复损耗可以表示为
（13）
式中，fsw为器件开关频率；EIGBT,sw和EMOSFET,sw分别为IGBT和MOSFET每单位开关周期的能量值；ED,rec为二极管每单位开关周期的反向恢复能量值。它们都是关于流过器件电流的函数，可以表示为
（14）
（15）
（16）
式中，函数曲线参数A、B、C可通过双脉冲实验数据进行曲线拟合获取。
器件混合型3L-ANPC硬开关变流器的损耗主要分为三个部分，分别是器件的导通损耗、开关损耗和二极管的反向恢复损耗。在图2所示调制方式下，3L-ANPC变流器外侧开关管和钳位开关管工作在工频状态，IGBT的开关损耗和二极管的反向恢复损耗非常小，可以忽略，其损耗主要是IGBT的导通损耗。内侧开关管工作在高频状态，其损耗包括SiC MOSFET的导通损耗、开关损耗及二极管的反向恢复损耗。
以单位功率因数为例推导变流器损耗计算公式，由于电路的对称性，只需分析VT1、VT2、VT5及其二极管VD1、VD2、VD5的损耗。其中VT2是SiC MOSFET，VT1和VT5是Si IGBT。
外侧开关管VT1在正半周期内保持导通状态，VT1的导通损耗可以表示为
（17）
式中，
为负载电流相位；
为导通占空比。
内侧开关管VT2在正半周期是高频开关状态，而在负半周期是零电压软开关状态，仅存在导通损耗。VT2的导通损耗和开关损耗可以分别表示为
（18）
（19）
在负半周期的死区时间内，有续流电流流过VT2的体二极管VD2，VD2存在反向恢复损耗，其表达式为
（20）
VT5在负半周期内持续导通，VT5的导通损耗可以表示为
（21）
软开关的使用降低了内侧开关器件的开关损耗和反向恢复损耗，但也带来了辅助电路损耗，主要包括辅助开关管的导通损耗、开关损耗及辅助变压器损耗。
对于导通损耗，辅助电路只在开关换相时工作，在换相结束后的正常PWM周期内，主电路工作与硬开关完全相同，只需考虑辅助器件的导通损耗即可。辅助器件的导通损耗由辅助开关管和辅助二极管的导通损耗组成，因电路的对称性，只需分析辅助开关管VTx1和辅助二极管VDx3、VDx6即可。根据电路原理，流过辅助开关管VTx1的电流为图3中电感电流iLr，其大小与负载电流大小相关，流过辅助二极管的电流为辅助开关管的kt倍。根据式（11）可得，辅助器件的导通损耗可以表示为
（22）
（23）
式中，iLr_RMS为电感电流在一个工频周期的方均根，由式（5）可得
（24）
在3L-ANPC ZVT软开关变流器中，开关损耗主要包括主电路内侧开关管的开关损耗和辅助电路开关管的开关损耗。在主电路中，因为ZVT软开关消除了内侧开关管的开通损耗，内侧开关管的开关损耗可以根据双脉冲测试数据进行估算，在软开关条件下MOSFET的开关损耗方程与硬开关下相同，如式（12）、式（19）所示，式中的曲线参数可以通过软开关条件下的双脉冲实验数据获取。辅助开关管在开通时因有谐振电感与其串联，谐振电感及辅助变压器一次绕组承受全部直流电压，当谐振电流降为零后辅助开关管关断，故辅助开关管是在零电压条件下开通，在零电流条件下关断，因此其开关损耗可以忽略不计。
辅助变压器损耗包括铜损耗和铁心损耗，其表达式[29]为
（25）
式中，RT和VT分别为辅助变压器的等效电阻和磁心体积；Kc、d和b 可从磁心数据手册中的损耗曲线中获得。
根据1.2节所述方法，设计软开关辅助电路参数。考虑到SiC MOSFET关断损耗较小，可以以器件自身寄生电容为吸收电容，设计辅助变压器电压比和漏感参数。根据2.3节辅助电路损耗计算方法，得到谐振电感Lr和辅助变压器电压比kt与辅助电路损耗的曲面，如图6所示。图中，红色虚线是根据式（9）得到的电感Lr和电压比kt之间的关系曲线，曲线右侧为满足式（9）的Lr和kt的取值。考虑实验平台还存在换相回路的寄生电感，因此实际谐振电感大于辅助变压器一次绕组漏感。设计辅助变压器一次绕组漏感为0.35 mH，测量得到实验平台换相回路寄生电感为0.3 mH，因而总的谐振电感为0.65 mH左右。在图6中取损耗曲面最小点，可得辅助变压器电压比kt取值为4/22。辅助电路各参数见表1。
图6 辅助电路损耗曲面
Fig.6 Auxiliary circuit losses surface
表1 辅助电路及寄生参数
Tab.1 Auxiliary circuit and parasitic parameters
参 数数 值 辅助变压器电压比kt4/22 辅助变压器一次绕组漏感/mH0.35 实验平台寄生电感/mH0.3 谐振电感Lr/mH0.65 器件寄生电容CCE/nF0.768
由1.1节原理分析可知，辅助电路仅在主开关器件换相的短暂时间工作，辅助开关管VTx1、VTx2和辅助二极管VDx3～VDx6最大承压都为
；辅助变压器二次绕组最大承压为，故一次绕组最大承压为
，即
。辅助开关管所流过的电流与辅助变压器一次绕组一致，可通过式（24）计算得到，辅助二极管电流与辅助变压器二次绕组电流一致，为一次绕组电流的kt倍。在直流侧电压Vdc=800 V、负载电流有效值为150 A、开关频率为100 kHz条件下，计算得到辅助开关管电流有效值为55.6 A，辅助二极管电流有效值为10.1 A，据此可以对辅助器件进行选型。
为了得到硬开关和软开关条件下器件的开关换相特性，搭建了单相3L-ANPC变流器双脉冲测试平台，如图7所示。测试平台通过TMS320F28335 DSP和EPM1270T144C5N CPLD组成的控制板生成相应的桥臂脉冲，可以测得不同负载电流下开关管的开关换相特性，进而计算出变流器在硬开关和软开关条件下的实际开通和关断损耗。测试平台相关参数见表2，变流器外侧开关管VT1和VT4、钳位开关管VT5和VT6、辅助开关管VTx1和VTx2使用的为Infineon Si IGBT FF200R12KT4；内侧开关管VT2和VT3使用的为Infineon SiC MOSFET FF6MR12KM1；辅助二极管为IXYS MEE75-12DA。
图7 双脉冲测试平台
Fig.7 Double-pulse test platform
表2 双脉冲测试平台参数
Tab.2 Parameters of dual-pulse test platform
参 数数 值 (型号) 直流侧电压/V800 负载电感/mH1 最大负载电流/A210 内侧开关器件Infineon FF6MR12KM1 (SiC MOSFET半桥模块) 外侧、钳位侧与辅助开关器件Infineon FF200R12KT4 (Si IGBT半桥模块) 辅助二极管IXYS MEE75-12DA
器件混合型三电平变流器桥臂双脉冲测试原理如图8所示，桥臂直流侧接入直流电压，桥臂交流输出接入负载电感，考虑到电路的对称性，只需测试开关器件VT2与VT3（VD3）之间的换相特性。测试过程中VT1和VT6保持导通状态，VT4和VT5保持关断状态，VT2由一组双脉冲信号驱动，VT3的驱动脉冲信号与VT2的驱动信号保持死区时间的互补。VT2的第一个脉冲使其导通，负载电感电流线性增长，达到预设电流值时第一个脉冲结束，VT2关断。为避免半桥模块直通短路，VT2与VT3脉冲信号之间存在死区时间，在死区时间内，负载电流通过VT3的寄生二极管VD3续流，完成VT2与VD3之间的换相。完成换相后，负载电感电流通过VT6和VT3（VD3）续流。VT2的第二个脉冲达到后，VT2开通，负载电流由VD3换相到VT2，完成VD3与VT2之间的换相。通过测试可以得到在预设电压、电流以及三电平换相回路下，VT2与VD3之间（VD2与VT3是对称情况）的开关换相特性。以上为硬开关条件下的测试，同样工况下，在VT3关断后与VT2开通前的死区时间内开通辅助开关VTx1（VTx2是对称情况），可以得到ZVT软开关条件下的开关换相特性，脉冲信号时序如图8所示。通过双脉冲测试可以得到开关器件在包含寄生参数的主电路结构下的开关换相特性，反映出开关器件在硬开关和软开关条件下真实的电压、电流应力以及损耗。
图8 3L-ANPC变流器桥臂脉冲测试原理
Fig.8 Schematic diagram of pulse test for phase leg of 3L-ANPC converter
图9、图10分别为负载电流为210 A、70 A时，内侧开关管VT2在硬开关和软开关条件下的开通波形。可见SiC MOSFET在硬开关状态下，开通电流波形振荡严重，会产生很大的开通过电流，同时驱动电压也会出现严重的振荡干扰；在软开关状态下，开关管VT2在电压下降到零后才导通，实现了软开通，降低了开通损耗，减少了对驱动电压的干扰。
图9 负载电流210 A时VT2开通波形
Fig.9 Waveforms of the turn-on of VT2 at 210 A load current
图11比较了硬开关和软开关条件下开关管的开通和关断损耗能量。在小电流下硬开关的开通损耗大于关断损耗，而随着电流的增大，在190 A左右时关断损耗超过了开通损耗，这与该器件数据手册中给出的损耗数据接近。软开关状态下的开通损耗总是小于硬开关的，且随电流的增大，损耗减小得越多，在电流为210 A时，软开关开通损耗能量仅为硬开关的15.5%。因为软开关的实现是依靠开关管自身寄生电容实现的，未额外并联吸收电容，故开关管的关断损耗能量与硬开关相近。
图10 负载电流70 A时VT2开通波形
Fig.10 Waveforms of the turn-on of VT2 at 70 A load current
图11 硬开关与软开关损耗对比
Fig.11 Comparison of switching losses between hard-switching and soft-switching
图12对比了硬开关和软开关条件下开通时的电流峰值，可见软开关条件下由二极管反向恢复过程引起的电流尖峰得到了抑制。图13对比了硬开关和软开关条件下关断时的电压峰值，二者几乎相同。图14为硬开关条件下SiC MOSFET体二级管的反向恢复损耗，在软开关条件下二极管是自然关断的，故不存在反向恢复损耗。
图12 开通电流尖峰
Fig.12 Turn-on current spike
图13 关断电压尖峰
Fig.13 Turn-off voltage spike
图14 二极管反向恢复损耗
Fig.14 Reverse recovery losses of diode
双脉冲实验结果证实了所提3L-ANPC ZVT软开关拓扑能大幅降低主开关管的开通损耗和消除二极管的反向恢复损耗，减轻了开关过程中器件承受的电流应力。根据双脉冲实验数据可以得到器件损耗与负载电流的函数关系式，使损耗建模更加准确。
将2.4节的双脉冲损耗测试数据代入硬开关变流器和软开关变流器的损耗效率模型中，可以对比硬开关和软开关条件下变流器效率。变流器的主电路及辅助电路参数见表1和表2，其运行工况见表3。计算开关频率从10 kHz变化到100 kHz情况下硬开关和软开关单相变流器损耗分布，计算结果如图15所示。
表3 单相变流器运行参数
Tab.3 Operating parameters of single-phase converter
参 数数 值 直流输入电压Vdc/V800 调制度M0.8 输出电压有效值Vo/V226 输出电流有效值Io/A150 功率因数cosj1 输出功率P/kW33.9 LCL滤波电感L1/mH0.2 L2/mH0.1 LCL滤波电容C/mF20 支撑电容C1, C2/mF470×6 开关频率fsw/kHz10, 20, 50, 75, 100
（a）硬开关变流器损耗分布
（b）软开关变流器损耗分布
图15 不同开关频率下单相变流器损耗分布
Fig.15 Losses distribution of single-phase converter under different switching frequencies
硬开关变流器的损耗分布如图15a所示。当开关频率从10 kHz增加到100 kHz时，硬开关条件下IGBT的导通损耗PIGBT,con和MOSFET的导通损耗PMOSFET,con保持不变，SiC MOSFET的开关损耗PMOSFET,sw和体二极管的反向恢复损耗PDIODE,rec因与开关频率成正比而迅速增加，分别从69.82 W增加到698.2 W和从10.45 W增加到104.54 W。根据损耗计算结果，总损耗Ptotal从10 kHz时的434.21 W增加到100 kHz时的1 156.68 W，增加了166%。
软开关变流器的损耗分布如图15b所示。从计算结果来看，软开关条件下IGBT的导通损耗PIGBT,con和SiC MOSFET的导通损耗PMOSFET,con与硬开关相同。SiC MOSFET的开关损耗PMOSFET,sw降低了很多，在100 kHz时，PMOSFET,sw从硬开关变流器的698.2 W降低到389.59 W，降低了44.2%。因为在软开关下，SiC MOSFET的体二级管是自然关断的，没有反向恢复损耗PDIODE,rec。但软开关拓扑比硬开关多了辅助电路，损耗计算中增加了一部分辅助器件损耗Paux，辅助电路的损耗从10 kHz时的24.79 W增加到了100 kHz时的84.77 W。得益于软开关变流器减少的损耗大于辅助电路增加的损耗，故总损耗相较于硬开关是降低的，在100 kHz时，总损耗Ptotal从硬开关下的1 156.68 W降低到828.3 W，降低了28.39%。
不同开关频率下，硬开关与软开关变流器效率曲线对比如图16所示，在开关频率为20 kHz时，软开关变流器由于辅助电路带来的额外损耗大于其降低的开关损耗，在小功率时变流器的效率是低于硬开关的，但随着输出功率的增大，软开关变流器效率曲线下降的速度小于硬开关，在输出功率大于20 kW时，软开关变流器的效率是高于硬开关变流器的。
图16 硬开关与软开关变流器理论效率曲线对比
Fig.16 Comparison of theoretical efficiency curves of hard-switching and soft-switching converter
在变流器输出功率为10 kW时，不同开关频率下硬开关与软开关变流器的理论效率对比如图17所示，在20 kHz较低开关频率运行时，由于辅助电路带来的额外损耗，使得软开关变流器效率略低于硬开关变流器，但随着运行频率的增加，软开关变流器的效率显著高于硬开关变流器。在100 kHz时，软开关变流器效率高于硬开关变流器0.77个百分点。
图17 单相10 kW硬开关与软开关变流器在不同开关频率下理论效率对比
Fig.17 Comparison of theoretical efficiency between single-phase 10 kW hard-switching and soft-switching converters under different switching frequencies
为了验证上述分析与计算，根据表1和表3所示参数在实验室中搭建了SiC与Si器件混合型单相3L-ANPC ZVT软开关变流器。控制系统使用DSP与CPLD组成的控制板生成主开关和辅助开关控制信号。器件电压由PINTECH DP-50差分电压探头采集，器件电流由PEM的罗氏线圈采集。变流器的输入、输出功率及效率由YOKOGAWA WT1800功率分析仪进行测量。由于实验室条件限制，只完成了10 kW单相3L-ANPC变流器的效率测试，实验平台如图18所示。
图18 实验平台
Fig.18 Experimental platform
图19为3L-ANPC ZVT软开关变流器连续运行时的波形，辅助电路电感电流iLr的峰值随负载电流增大而增大。软开关变流器开关管VT2的开通和关断波形如图20和图21所示，在VT2的开通波形中，流过VT2的电流是在其电压下降为零后出现的，意味着开关管VT2实现了ZVT开通，电感电流波形也与理论分析一致。在软开关变流器开关管VT2的关断波形中，其电压与电流波形之间仍存在一小部分交叠，有很小的关断损耗。图22为辅助开关管VTx1上的电压、电流波形，其电流因受限于电感Lr而上升很慢，意味着VTx1实现了ZCT开通，且VTx1是在电流下降为零后关断的，实现了ZCT关断，实验结果与理论分析一致。
图19 3L-ANPC ZVT软开关变流器连续运行波形
Fig.19 Continuous operation waveforms of 3L-ANPC ZVT soft-switching converter
图20 开关管VT2 ZVT开通波形
Fig.20 Waveforms of the ZVT turn-on of VT2
图21 开关管VT2关断波形
Fig.21 Waveforms of the turn-off of VT2
图22 辅助开关管VTx1 ZCT开通关断波形
Fig.22 Waveforms of the ZCT turn-on and ZCT turn-off of VTx1
图23为变流器在10 kW功率运行时，不同开关频率下硬开关与软开关效率对比曲线。在20 kHz时，由于辅助电路增加的损耗大于软开关减少的损耗，硬开关变流器效率略大于软开关变流器。在50、75和100 kHz时，软开关变流器效率高于硬开关变流器，且随着开关频率的提高，效率提升也越大。在100 kHz时，所提软开关拓扑将变流器效率从硬开关的96.63%提高到97.42%。图24显示了单相3L- ANPC变流器在开关频率为100 kHz时硬开关与软开关效率曲线对比，在100 kHz时，软开关变流器效率最高为97.51%，高于硬开关变流器约0.83个百分点。
图23 不同开关频率下硬开关与软开关变流器实测效率对比
Fig.23 Comparison of experiment efficiency between hard-switching and soft-switching converter at different switching frequencies
图24 100 kHz下硬开关与软开关变流器效率对比
Fig.24 Comparison of efficiency between hard-switching and soft-switching converter at 100 kHz
综上所述，实验数据验证了理论分析的结论，所提出的软开关变流器可以在高开关频率时有效提升变流器的效率。与理论计算结果相比，实验测试的效率数值略低。有以下几个原因。
（1）损耗模型中未考虑LCL滤波器的损耗，而实际测量中包含了LCL滤波器中电感和电容的损耗。
（2）实际辅助电路无源器件的损耗可能与计算结果略有不同。例如，在计算中不考虑电感绕组的邻近效应。
（3）理论分析中没有考虑直流电容器的损耗，因为在并联许多电容器时，它们通常很小。以上几部分损耗计算偏差，并不影响软开关变流器和硬开关变流器的效率对比结论。
本文提出了一种基于辅助电路的器件混合型3L-ANPC ZVT软开关变流器，以实现变流器所有高频主开关的ZVT开通。此外，辅助开关可以在不改变3L-ANPC变流器PWM的情况下实现ZCT开通和关断。详细分析了换相时序和谐振参数的设计，比较了软开关变流器和硬开关变流器之间的损耗分布和效率变化，揭示了该软开关拓扑可以有效提升变流器在高开关频率下的效率。最后，搭建了一个额定功率10 kW的SiC MOSFET与Si IGBT器件混合型单相3L-ANPC ZVT软开关变流器，并与传统硬开关3L-ANPC变流器进行了效率对比，所提出的方案可以有效提升变流器的效率，在开关频率100 kHz条件下可将变流器效率由96.63%提高到97.42%。
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Abstract Improving power density and efficiency is a current development trend in the new energy generation system. This objective can be achieved by reducing system switching losses and increasing switching frequency. Compared with silicon (Si) devices, silicon carbide (SiC) wide bandgap semiconductor devices have the advantages of low losses and high junction temperature, which can effectively improve the efficiency and switching frequency of converters and have emerged as a prominent topic in recent academic research. However, the cost of SiC devices is still several times higher than that of Si devices. As a result, realizing an all-SiC converter in the three-level active-neutral-point-clamped (3L-ANPC) topology for cost reasons is challenging. Consequently, the industry has proposed a hybrid configuration incorporating SiC and Si devices to enhance converter efficiency and power density and control costs. In addition, the use of SiC-wide bandgap semiconductor devices can lead to severe switching overvoltage and electromagnetic interference issues. Furthermore, at higher switching frequencies, such as 100 kHz, the hard-switching losses with SiC devices can be significant, hindering further improvements in converter efficiency and power density. As a solution to these challenges, researchers have proposed the use of soft-switching technology. A hybrid 3L-ANPC zero-voltage transition (ZVT) soft-switching converter based on SiC and Si devices was proposed. Based on the two SiC MOSFET devices’ hybrid 3L-ANPC converter topology, the main circuit SiC devices and the auxiliary circuit Si devices can achieve soft-switching in the full power range with an auxiliary circuit, thus improving converter efficiency while considering its economy.
Firstly, the circuit topology and working mechanism of the proposed 3L-ANPC ZVT soft-switching converter were illustrated. The main circuit's modulation strategy is designed to operate the outer switches and clamping switches in the line frequency. The inner switches operate at high frequency to leverage the benefits of the high-speed switching of SiC MOSFETs and concentrate the switching losses on the inner switches. The auxiliary circuit only works during the switch transition process to assist the inner switches in achieving ZVT and reducing switching losses. Secondly, an optimized design process was formulated for the auxiliary switching timing and auxiliary circuit parameters to facilitate the successful implementation of soft-switching in practical applications. Thirdly, the switching and commutation characteristics of the devices were obtained under hard-switching and soft-switching conditions by double-pulse test. Based on the experimental results. A loss model for the converter was built, and a comparison was conducted between the distribution of losses and the efficiency changes of the soft-switching converter and a traditional hard-switching converter. Finally, an experimental platform of 10 kW/100 kHz was established to verify the proposed 3L-ANPC ZVT soft-switching converter.
The theoretical analysis and experimental results show that the proposed 3L-ANPC ZVT soft-switching converter can improve the efficiency of the converter at a switching frequency above 20 kHz, increasing the efficiency from 96.63% of the hard-switching to 97.42% at the switching frequency of 100 kHz.
keywords：Losses modeling, inverter, soft-switching, zero-voltage transition, multilevel converter
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230172
中图分类号：TM46
收稿日期 2023-02-16
改稿日期 2023-04-10
李 锦 男，1982年生，高级工程师，硕士生导师，研究方向为大功率并网变流器拓扑、控制及其应用。E-mail: 12781881@qq.com（通信作者）
党恩帅 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为高频软开关变流器拓扑。E-mail: des1149@163.com
（编辑 陈 诚）