图1 半有源桥变换器拓扑
Fig.1 Topology diagram of S-DAB converter
摘要 半有源桥（S-DAB）变换器广泛适用于电动汽车充电、光伏发电等仅需单向功率流的多种场景。针对二次侧开关开路故障，为了提高S-DAB的可靠性，需要采取容错运行策略抑制故障电流保证高可靠性运行。该文分析S-DAB正常运行模式的工作原理。在此基础上，提出S-DAB变换器二次侧开关发生开路故障时故障诊断与容错单有源桥（SAB）运行方法。所提出的故障诊断策略只需要一个额外的电压传感器能够识别二次侧故障开关位置。在实现故障定位后，基于所提容错SAB方法，能够保证开路故障后，变换器仍具备一定的功率传输能力。所提方法能够以较低的成本提高变换器容错运行的可靠性。实验结果验证了所提出的故障诊断策略与容错SAB模式的有效性。
关键词：半有源桥（S-DAB）变换器 开路故障 故障诊断 容错运行 可靠性
隔离型DC-DC变换器因其具备电流隔离、高可靠性、自然软开关以及适于模块化设计等特性广泛应用于许多能量转换应用中[1-4]，如光伏发电、海上风电、燃料电池和电动汽车[5-8]。针对仅需要单向功率流应用的隔离型DC-DC变换器的一种主要拓扑结构——半有源桥（Semi-Dual Active Bridge, S- DAB），与已广泛应用的双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）变换器相比，其保留了DAB大部分优势的同时，具有的开关管数量更少，拓展的零电压开通（Zero Voltage Switching, ZVS）范围允许输入、输出电压大范围变化，以及输出滤波电容降低等特点[9-11]。为了保证二次侧两个开关在较宽负载范围内仍能实现零电压开关，提出了一种适用于低电压应用的电流馈电半有源桥直流变换器来降低环流，但需要额外的电感元件，增加成本且功率密度低[12]，此外，还提出了一种改进的边界模式用于降低开关的传导损耗[13]。将S-DAB应用于直流快速充电站中连接电池储能系统和电动汽车电池，能够有效地提高充电基础设施的可用性，并具备电压宽范围调节、高效率等特性[14]。为满足S-DAB应用于电池充电器的全负载工作要求，提出了一种针对S-DAB的多模式控制策略，可以提高其在轻载工况下的转换效率[15]。
关于电力电子变换器可靠性的工业调查结果表明，功率半导体器件是最容易发生故障的组件[16]。变换器的半导体开关发生短路故障通常由驱动器电路故障、过电压或温度过冲等原因引起[17-19]，此时，短路电流特别大时甚至会发生击穿，需要即刻移除故障。变换器发生开路故障的原因有很多种，如驱动器故障造成驱动信号丢失或半导体开关损坏 等[20-21]，开路故障不同于短路故障会产生过大的短路电流引起系统的保护动作，在短时间内准确地监测并切除开路故障难度较大，同时，变换器会在发生开路故障后继续工作，由此产生直流偏置甚至导致变换器损坏[22]。为降低S-DAB的维护成本，延长变换器的预期使用寿命，准确监测、定位故障以及通过容错方法消除S-DAB变换器二次侧开关开路故障就变得尤为重要。
为了提高变换器可靠性，消除开路故障的影响，一方面通过故障诊断策略定位故障[23-24]。现已具备多种方法用于检测和诊断DC-DC变换器的开关故障，例如，首先通过在磁性部件中增加绕组或利用磁探针获取磁性元件两端电压特征作为诊断标准，然后利用数字信号处理（Digital Signal Processing, DSP）的功能实现实时检测变换器开关故障并能够应用于多种DC-DC变换器，但是其无法判断故障具体发生位置[25]。针对多相交错DC-DC变换器提出运用直流侧电流和各相电流之间的导数关系作为故障诊断的判据[26]。观察电感电流随时间变化斜率作为故障检测方法[27]。通过将变换器中二极管电压和栅极驱动器信号处理为逻辑信号作为故障诊断特征[28]。通过整流控制器的输入与输出电压信号识别故障支路并定位到故障开关的具体位置[29]。提出了一种用于DAB的故障检测方法，利用额外的4个电压传感器分别监控桥臂的中点电压，将测量数据发送到平均值模块并与正常电压数值比较，从而诊断出故障开关[30]。然而针对S-DAB变换器开关开路故障检测，目前尚缺乏相关研究。
在故障检测基础上，需要采取合适的容错方法使得变换器能够在各种意外开路故障后仍然能够保证不间断运行[31-33]。现有容错方法常见的是依靠模块冗余提高包括模块化多电平变换器（Modular Multilevel Converter, MMC）、级联H桥（Cascaded H-Bridges, CHBs）变换器以及输入串联输出并联（Input-Series Output-Parallel, ISOP）模块化DAB在内等模块化变换器可靠性，具体指将变换器中发生开路故障的模块从电路中切断，然后将合适的备用模块代替故障模块以保证变换器容错运行后仍具备一定的功率传输能力[34]。因此，通过引入一定数目冗余模块提高变换器可靠性的方法更适用于远距离高压直流输电系统等大功率应用场景[35-37]。为降低通过增加冗余模块实现单个DAB开路故障容错运行的成本，提出一种闭锁故障桥臂的容错方法提高DAB可靠性[38]。另一种容错方法主要针对于隔离型移相全桥变换器，即采用冗余电路的方法实现对开路故障运行工况下的变换器进行重新配置，但该方法存在容错运行后传输容量限制和高电流应力等问题[39]。现有研究多为DAB与隔离型移相全桥变换器的故障诊断方法与容错运行，很少有研究关注S-DAB的故障诊断策略与容错方法。
本文首先介绍了S-DAB正常运行模式的工作原理，详细分析了S-DAB二次侧开关开路故障特性并提出了相应的故障诊断策略。然后，提出了容错单有源桥（Single Active Bridge, SAB），并说明了其工作原理，详细分析了容错运行特性，包括电流应力与功率传输能力。接着研究了S-DAB与容错SAB的ZVS范围与限制条件。最后，通过实验结果验证了上述理论分析的正确性。
S-DAB的拓扑如图1所示，一次侧是一个有源全桥，由4个有源开关S1～S4组成；二次侧由用于上部的二极管VD5、VD7和2个有源开关S6、S8组成。S-DAB由占空比50%的方波驱动，通过改变两个电桥之间的移相角控制功率的传输。Ui、Uo为一次侧和二次侧的直流电压，变换器分别在一次侧和二次侧的桥臂中点产生高频方波电压Up、Us，io为变换器输出电流。两个电桥通过变压器T连接起来，L作为变压器的漏感，是S-DAB传递能量的核心元件，iL为漏感电流，n为变压器的匝数比，输出电压Uo归算到一次侧为Uo/n，为了简化分析，n值取1，电阻小到忽略不计。直流电压转换比被定义为m=Uo/(nUi)。S-DAB具有升压与降压两种工况，由于S-DAB在降压工况下其外部直流负载可变化范围最大，本文将其作为典型运行工况分析。
图1 半有源桥变换器拓扑
Fig.1 Topology diagram of S-DAB converter
变换器的中频变压器电阻和其非线性效应以及开关的阈值电压都被忽略。随着移相角j1和m的变化，S-DAB在降压工作模式下可分为模式1和模式3两种，而模式2是两种模式的边界。
图2用于分析S-DAB模式1在一个完整周期内各个区间的运作，由于对称性，本文仅分析半个工作周期。在每个间隔内，通过漏感的电流是关于q =w t的函数，其中w 为开关频率（rad/s）。iL的计算方法如下
（1）
式中，qj为间隔的初始角。
图2 半有源桥变换器（模式1）波形
Fig.2 Waveforms of S-DAB converter (mode1)
1）区间1：q0～q1
区间1开始于S1和S4导通，引起Up从-Ui上升到Ui，止于iL到达零值。规定电路由一次侧流向二次侧为正方向，此时iL为负方向，一次侧电桥通过VD1和VD4续流，二次侧电桥VD6和VD7持续导通，漏感电压为Ui+Uo，iL的时域表达式为
（2）
2）区间2：q1～q3
区间2开始于iL从零值正向增加，止于S6断开。此时一次侧电桥通过S1和S4导通，二次侧电桥则通过S6和VD8导通。iL的时域表达式为
（3）
从区间1过渡到区间2，iL自动从寄生二极管VD1、VD4和VD6转移到S1、S4和S6，开关S1、S4和S6确保实现ZVS。电流在二次侧电桥寄生电容之间平均分配进行充放电，C7从0充电到Uo，C8从Uo放电到0。当寄生电容充放电完成后，S6和VD8开始导通，进入区间2。
3）区间3：q3～q5
区间3开始于S6关断，止于S1和S4关断，iL达到峰值，一次侧电桥仍然通过S1和S4导通，二次侧电桥则转变为通过VD5和VD8导通。iL的时域表达式为
（4）
从区间2过渡到区间3，C6从零充电到Uo，C5从Uo放电到0。当C6和C5充放电完成之后，VD5开始导通，进入区间3。设置q0是初始时刻，并将q3=j1、q5=p 代入式（2）～式（4）得到q1表达式为
（5）
后续的各个工作区间与上述区间1～区间3的导通情况类似，一个完整周期内电流的流通路径如图3所示，可对这些操作条件进行类似分析。假设转换器无损耗，一个完整周期内，根据6个电流方程可求解变换器的电流、功率等参数。iL1为S1和S4关断时的漏感电流值，iL2为S6关断时的漏感电流值，漏感电流为
（6）
（7）
输入功率和输出功率是由输入端或输出端平均电流与电压乘积获得。输入与输出电流可以通过分析式（5）～式（7）和图2获得，一个开关周期内的平均输出电流与输出功率分别为
图3 S-DAB（模式1）在一个开关周期内的电路流通路径与导通器件
Fig.3 Current paths and conducting devices of S-DAB (mode1) in a period
（8）
（9）
根据式（9）得到当m=1且j1=3p/5时，S-DAB模式1输出功率最大为
（10）
（11）
依据j1与m关系，S-DAB具有多种工作模式，若S-DAB工作于模式1，二次侧所有开关均能实现ZVS，若不满足，其工作于模式3，此时，二次侧开关不具备软开关特性，因此，本文将模式1作为典型运行模式进行分析，所有模式的工作限制条件以及输出功率表达式见表1，为更好地呈现S-DAB的功率传输特性，将表1中所有功率表达式以式（11）为基准进行标幺化并示于图4中，软开关特性分析将在第4节给出。
表1 不同模式下工作的限制条件以及各模式的输出功率表达式
Tab.1 Constraints of operation in different modes and output power expressions for each mode
模式123 限制条件（m＜1） 平均输出功率
图4 基于不同电压转换比与移相角下的输出功率（m＜1
Fig.4 The output power based on different voltage conversion ratios and phase shift angles (m＜1)
本节将基于S-DAB的典型运行模式特性详细分析S-DAB二次侧开关S6、S8发生开路故障的暂态过程，为后续提出的容错方法奠定基础。
首先分析图1中开关S8发生开路故障的情况，图5显示了S8发生开路故障前、开路故障瞬态以及开路故障后趋于稳态的电压、电流和驱动信号波形。
假设变换器在区间4～区间6正常工作后S8发生了开路故障，通过对图3电流流通路径的分析，发现，故障不会影响区间1～区间4的工况，直至进入区间5，由于S8发生击穿或者驱动信号丢失等原因不能正常工作，原本由S8与VD6构成导通回路，现在只能通过VD6和VD7构成回路来维持电流的正常导通。此时区间5的状态也发生了变化，S8故障引起电压Us从Uo减小至-Uo，漏感电压变为Uo-Ui。正常工作状态下区间6也是由VD6和VD7构成导通回路，因此在故障状态下的区间5结束后，电流路径不会发生变化，直至S2与S3关断引起电压Up从-Ui变为Ui进入下一个周期继续工作。经过上述分析，S8故障后，变换器仍然可以按照区间1～区间6的顺序工作，但由于区间5电流流通路径的变换会引起iL产生正向偏置。
图5 S8开路故障关键波形
Fig.5 The key waveforms of open-circuit fault of S8
为了获得S8故障后并进入稳态运行时变换器的功率传输能力与电流应力。以图5所示S8开路故障关键波形中q0～q6一个周期为例获取表达式，仍然可以利用式（1）获取每个区间的漏感电流表达式见表2。假设变换器是无损耗的，同样设置q0是初始时刻，并将q2=j1，q3=p 和q6=2p 代入表2的5个表达式中得q1和q4的表达式分别为
（12）
（13）
式中，基于式（12）、式（13）和表2中5个表达式获得S1和S4关断时的漏感电流iL、S6关断时的漏感电流iL2、S2和S3关断时的漏感电流iL3分别为
（14）
表2 S8故障后稳态过程漏感电流的表达式
Tab.2 Expressions of leakage current in steady state process after fault of S8
区间漏感电流表达式 q0～q1 q1～q2 q2～q3 q3～q4 q4～q6
（15）
（16）
S8故障后一个开关周期内的平均输出电流与输出功率表达式为
（17）
（18）
基于S-DAB的对称性，S6开路故障瞬态以及开路故障后趋于稳态的电压、电流和驱动信号波形与S8开路故障相似如图6所示。不同之处在于，由于S6发生击穿或者驱动信号丢失等原因不能正常工作，原本区间2由S6与VD8构成导通回路，现在只能通过VD5和VD8构成回路来维持电流正常导通。因此，电流流通路径的变换使得iL具有负偏置。
经过分析验证发现，S6故障后一个开关周期内的关键漏感电流与式（14）～式（16）互为相反数关系，而平均输出电流与输出功率与S8故障的表达式相同。根据式（18）得到当m=1且j1=2p/3时，S8或S6发生开路故障后稳态运行输出功率最大值为
（19）
图6 S6开路故障关键波形
Fig.6 The key waveforms of open-circuit fault of S6
根据式（6）、式（9）、式（14）、式（18）和式（19）分析得到二次侧任一开关发生开路故障后最大功率传输为正常运行状态下的5/6，其最大电流为正常工况下的1.5倍，因此，电流应力很有可能会超过半导体元件的最大额定值甚至引起变压器饱和，因此需要采取容错方法消除二次侧开关开路故障。
2.1节分析了S-DAB二次侧开关开路故障特性，但准确、快速地定位和检测故障是采取容错方法消除故障的前提，因此，本节将依据变换器二次侧开关典型开路故障特征提出检测和定位S-DAB二次侧故障开关位置的诊断策略。
通过分析图5和图6开路故障后电压、电流的波形发现，波形的变化是由于部分区间电流流通路径与导通器件变化所引起的，因此，一方面会引起iL发生正向偏置或反向偏置；另一方面二次侧电桥交流测电压Us的周期平均值Us_avg在故障发生瞬间也会发生明显变化。正常运行条件下，Us_avg=0，当开关S8或S6发生开路故障时，检测信号会失真。假设S8发生开路故障，区间5中的iL流经VD6和VD7，而不是正常运行下通过S8与VD6导通，因此，区间5在故障瞬间，Us由原来的从Uo减小至0转变为Uo减小至-Uo，此时，Us_avg将明显低于零值。而S6发生开路故障与其刚好相反，Us_avg会明显高于零值。因此，依据iL偏置方向或Us_avg变化特征均可作为明显开路故障特征应用于二次侧故障开关的故障诊断。
基于电压测量的故障诊断系统和整体控制框图如图7所示。正常运行下变换器通过电压传感器Uf1采集Uo信号输送到控制器，根据输出电压的变化情况，动态调整控制信号，实现对输出电压的动态调节。故障诊断系统则通过电压传感器Uf采集Us信号输送到平均值模块中，得到具备与S-DAB工作相同基频的电压平均值Us_avg，再经逻辑判断模块准确诊断和定位故障开关位置，从而闭锁二次侧开关S6、S8的故障信号，实施容错策略。
图7 基于电压测量的故障诊断系统和控制框图
Fig.7 Fault diagnosis system and control block diagram based on voltage measurement
变换器处于动态运行过程中容易引起直流偏置造成误判断，为了实现所提出故障诊断策略的灵敏性和稳定性之间的良好平衡，在逻辑判断模块中引入了阈值a，通过将Us_avg与上限a 和下限-a 进行比较，避免了故障诊断的误判断，阈值a 的选取原则：保证大于动态运行过程中Us_avg变化的最大值，同时小于故障运行状态下的Us_avg。假设移相角动态调节后为j0，关于阈值a 的选取原则为
（20）
由于输出电压纹波、开关噪声、寄生参数以及电压传感器测量误差等原因，阈值a 的选取还需要根据具体实验情况的支持来综合分析进行选取，基于此实验平台反复测试和调整优化之后，阈值a 为2.4 V被认为是保证本文所提出故障检测方法的稳定性和有效性的合适值。
根据第2节的分析发现，S-DAB二次侧开关开路故障会引起iL产生直流偏置，增大电流应力，降低变换器工作效率。因此，本节将提出一种容错方法用于消除直流偏置并实现变换器的容错运行。
本文采取的容错方法为容错SAB，特点是不需要备用模块替换，不需要增加额外配置或附加电路，这种方法具体指S-DAB二次侧任一开关发生开路故障后，将另一个开关的驱动信号闭锁。容错SAB示意图如图8所示，二次侧电桥转变为由4个二极管组成的无源电桥。采取容错SAB不需要改变原有的拓扑结构，且仍具备一定的功率传输能力。为了易于容错运行前后性能比较与ZVS范围分析，容错SAB通过改变S1与S3的移相角j2控制两个电桥的功率流通。
图8 容错SAB示意图
Fig.8 Schematic diagram of fault-tolerant SAB
随着移相角j2的变化，容错SAB可分为电流连续导通模式（Continuous Conduction Mode, CCM）与电流断续导通模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM）两种，电流临界导通模式（Boundary Conduction Mode, BCM）为两种模式的分界，其与S-DAB类似，工况条件同样依赖电压转换比，不同之处在于容错SAB二次侧电桥由4个二极管构成，功率传输只能单向流通，因此，容错SAB只适用于S-DAB工作于降压工况。同时，为了确保S-DAB容错后仍具备一定的功率传输能力，将CCM作为容错后的典型运行模式，其关键波形如图9所示。
图9 容错SAB运行模式波形
Fig.9 Waveforms of fault-tolerant SAB operating mode
1）区间1：q0～q1
区间1开始于S1导通，引起Up从0上升到Ui，止于iL到达0。有源电桥通过VD1和VD4续流，无源电桥VD6和VD7持续导通。iL时域表达式为
（21）
2）区间2：q1～q3
区间2开始于iL从零值正向增加，止于S4断开，iL达到峰值。此时，有源电桥通过S1和S4导通，无源电桥则通过VD5和VD8导通。iL的时域表达式为
（22）
从区间1过渡到区间2，iL自动从寄生二极管VD1和VD4转移到S1和S4，开关S1和S4确保实现ZVS。电流在无源电桥寄生电容之间平均分配进行充放电，C6和C7从0充电到Uo，C5和C8从Uo放电到0。当无源电桥的寄生电容充放电完成后，VD5和VD8开始导通电流，进入区间2。
3）区间3：q3～q5
区间3开始于S4关断，引起Up从Ui下降至0时，止于S1关断引起Up从0下降至-Ui。由于iL仍是正方向，有源电桥通过S1和VD3导通，无源电桥仍通过VD5和VD8导通。iL时域表达式为
（23）
从区间2过渡到区间3，C4从零充电到Ui，C3从Ui放电到零。当C4和C3充放电完成后，VD3开始导通，进入区间3。依然设置q0是初始时刻，并将q3=j2，q5=p代入式（21）～式（23）得q1表达式为
（24）
iL1为S4关断时的漏感电流值，iL2为S1关断时的漏感电流值，基于式（21）～式（24）可得
（25）
（26）
一个开关周期内输出电流和输出功率可以通过式（21）～式（26）以及图9获得，即
（27）
（28）
从式（28）得到当m=0.577且j2=p 时，输出功率最大为
（29）
容错SAB CCM与DCM的工作限制条件以及输出功率Po表达式一并以式（11）为基准进行标幺化并在表3和图10中示出。各个模式的工作条件将在第4节中详细给出。图11显示了容错SAB输出功率与移相角关系曲线，其中m为变换器运行参数。依据上述分析可知，DCM最大输出功率为CCM的10/13，此外，当m固定时，随着移相角的变化，输出功率变化斜率较大，DCM更适合于低功率运行。
表3 容错SAB的限制条件和输出功率表达式
Tab.3 Limitation condition and output power expression of fault-tolerant single active bridge
模式CCMBCMDCM 限制条件
图10 容错SAB输出功率
Fig.10 Output power of fault-tolerant SAB
图11 容错SAB输出功率与移相角的关系
Fig.11 Relationship between output power and phase shift angle of fault-tolerant SAB
当S-DAB二次侧一个开关发生开路故障后，为了消除iL的直流偏置，防止开关损坏，建议闭锁二次侧另一个开关的驱动信号，形成对称的电路结构。先前分析可知，二次侧任一开关发生开路故障后或者采取容错SAB后的传输功率均一致，因此，以S8为例进行分析计算。假设S8发生开路故障后，基于电压测量的故障诊断方法快速准确定位到S8发生故障后，立即闭锁S6的驱动脉冲，此时二次侧电桥转变成无源电桥继续工作。整个容错运行过程的波形如图12所示，从图中可知，采取容错SAB后S6的驱动脉冲被闭锁，此时，S1、S4导通，由于iL仍然为负值，一次侧通过VD1、VD4续流，二次侧通过VD6、VD7续流，直至iL达到零值，之后的电流流通路径与3.1节分析的容错SAB相同。进入容错运行后，与故障后的稳态模式相比，消除了iL的直流分量，提高了变换器的可靠性。根据式（6）、式（10）、式（25）和式（29）分析得到，容错运行后的最大功率传输能力约为变换器正常运行的12/25，开关管流经的最大电流为正常运行的5/6。
图12 S8开路故障容错运行关键波形
Fig.12 Key waveforms for fault-tolerant operation of S8 open-circuit fault
第2节、第3节介绍了故障诊断策略并对变换器故障运行和容错运行特性进行分析。在本节中，将对S-DAB正常运行与容错运行后的软开关特性进行研究。
基于对S-DAB模式1以及容错SAB CCM的各个区间以及区间之间过渡过程的细致分析，将S-DAB和容错SAB的iL峰值表达式通过式（11）进行标幺化。忽略电容充电和放电的最小电流，可知对于S-DAB，iL1＞0是确保一次侧开关实现ZVS的条件，iL2＞0是确保二次侧开关实现ZVS的条件，因此满足的条件分别为式（30）、式（31），由于本文仅考虑S-DAB降压工况，当m介于0～1时，式（30）恒成立，此外，基于不同的m，S-DAB的最大功率承载能力如式（32）所示。
（30）
（31）
（32）
对于容错SAB，iLr1＞0与iLr2＞0是确保变换器工作于CCM并实现一次侧开关全部ZVS的条件，需要满足式（33），同样地，基于不同的m，容错SAB的最大功率承载能力如式（34）所示。
（33）
（34）
直流变换器实际设计中，往往最受关注的是输出电压与输出直流电流Io p.u.特性。根据满足ZVS的限制条件和表1、表3的传输功率特性得到变换器能够实现ZVS的区域如图13所示。图13中，虚线表示变换器的归一化负载满足式（35），彩色区域由变换器维持ZVS所需的最小输出直流电流限制以及最大功率承载能力约束而成，实线表示S-DAB变换器对应的不同约束条件下的软开关边界和容错SAB CCM边界；如果超过边界，S-DAB变换器二次侧开关就会失去ZVS或容错SAB工作于DCM。可以发现，容错运行后拓展的ZVS范围能够容许输入或输出电压大范围变化，减少变换器的功率损耗。
图13 基于电压转化比与输出直流电流的ZVS边界
Fig.13 The ZVS boundary based on different voltage conversion ratios and output DC current
（35）
为验证本文所提出的故障诊断策略与容错方法的正确性以及变换器的功率传输能力和软开关特性，搭建实验样机如图14所示，实验过程中增设了辅助电感。
图14 S-DAB变换器实验平台
Fig.14 The experimental platform of S-DAB converter
为验证变换器的功率传输能力，对S-DAB正常运行工况和容错运行工况进行实验验证，实验参数见表4。表4中，电感为变压器漏感与辅助电感之和。图15a和图15b是S-DAB模式1最大功率传输下S1、S6、Up、Us和电感电流IL的波形，图15c和图15d是容错SAB最大功率传输下S1、S3、Up、Us和IL的波形。此时，S-DAB工作于m=1和j1=3p/5的条件下，功率传输最大为92.34 W，容错SAB工作于m=0.577和j2=p 的条件下，功率传输最大为49.26 W。依据实验结果验证了变换器容错运行前后的功率传输能力。
表4 主要电路参数
Tab.4 Main circuit parameters
参 数数 值 一次电压Ui/V48 二次电压Uo/(V/V)48/27.7 变压器电压比11 电感L/mH60 开关频率/kHz40
为验证变换器的软开关特性，同样对S-DAB正常工况和容错运行工况进行实验验证，此时，二次侧电压固定为14.4 V，其余实验参数与表4相同。图16a和图16b展示了S-DAB模式1下S6、S8的开关过程，图17a和图17b展示了容错SAB下S1、S3的开关过程。此时，S-DAB工作于m=0.3和j1=25p/36的条件下，功率传输为29.24 W，容错SAB工作于m=0.3和j2=41p/45的条件下，功率传输容量相同，均能保证所有开关实现ZVS。若改变j1=9p/35，正常运行工况下S6、S8会失去ZVS，开关过程如图18所示。依据实验结果验证了变换器软开关特性理论分析的正确性。
图15 S-DAB模式1和容错SAB下最大功率传输下的波形
Fig.15 Waveforms under maximum power transmission with S-DAB (mode1)and fault-tolerant SAB
图16 S-DAB模式下变换器的开关过程
Fig.16 Switching process of the converter under S-DAB conditions (mode1)
为验证故障诊断策略与容错方法的正确性，对S-DAB正常工况、开路故障工况以及容错运行工况进行实验验证，此时，二次电压固定为28 V，其余实验参数仍与表4相同。图19是S-DAB模式1正常工况下的波形，工作于j1=13p/25的条件下，由图14可知，IL无直流偏置，Up、Us对称。
图17 容错SAB运行工况下变换器的开关过程
Fig.17 Switching process of the converter under fault-tolerant SAB operation
图18 正常运行工况下变换器的开关过程
Fig.18 Switching process of the converter under normal operating conditions
图20为二次侧开关S6发生开路故障后采取故障诊断策略而未采取容错措施的实验波形，本实验通过闭锁驱动信号来模拟开路故障。由图20可知，当S6发生开路故障后，原本区间2由S6与VD8构成导通回路，现在通过VD5和VD8构成回路来维持电流的正常导通，IL产生反向直流偏置，Us位于区间2的零电平消失，Us_avg突然正向增大，与第2节分析一致，利用本文提出的故障诊断策略可以在4个周期内准确、快速地检测出故障。
图19 S-DAB模式1正常运行工况关键波形
Fig.19 Key waveforms for normal operating conditions of S-DAB (mode1)
图20 S6开路故障诊断波形
Fig.20 Waveforms of open-circuit fault diagnosis of S6
图21为S8发生开路故障的实验波形，当S8发生开路故障后，原本由S8与VD6构成导通回路，现在通过VD6和VD7构成回路来维持电流的正常导通。IL发生正向直流偏置，Us位于区间5的零电平消失，Us_avg突然反向增大，与第2节分析一致，利用本文提出的故障诊断策略可以在4个周期内准确、快速地检测出故障。
图21 S8开路故障诊断波形
Fig.21 Waveforms of open-circuit fault diagnosis of S8
图22a为S6发生开路故障后进入稳态的关键波形，稳定后，电感电流明显存在反向直流偏置。图22b为S8发生开路故障后进入稳态的关键波形，稳定后，电感电流明显存在正向直流偏置。
图22 开路故障后的稳态波形
Fig.22 Steady state waveforms after open-circuit fault
图23和图24分别为开关S6、S8发生开路故障后实施容错策略的实验波形。由图可知，采取容错SAB后能够快速消除电感电流的反向直流偏置和正向直流偏置，抑制故障电流，防止过大的电流应力增大损耗甚至损坏开关，保证变换器高可靠运行，验证了容错SAB模式的有效性。
图23 S6开路故障容错波形
Fig.23 Open-circuit fault-tolerant waveforms of S6
图24 S8开路故障容错波形
Fig.24 Open-circuit fault-tolerant waveforms of S8
图25为开关S6或S8发生开路故障实施容错策略后进入稳态的实验波形。此时，变换器工作于j2=8p/9的条件下。IL不存在直流偏置，Up、Us恢复对称，Us_avg=0，保证了开关、变压器等电气元件的安全运行，且容错运行之后变换器仍具备一定的功率传输能力。实验结果与第3节理论分析一致，表明所提出的故障诊断策略与容错方法的有效性。
图25 容错SAB稳态运行波形
Fig.25 The steady-state operation waveforms of fault-tolerant SAB
本文首先分析了S-DAB典型运行模式的运行特性，在此基础上分析了二次侧电桥不同开关的开路故障特性。计及S-DAB故障前后的最大电流和功率承载能力，提出用于检测和定位S-DAB二次侧开关开路故障的故障诊断策略和容错方法。当二次侧任一开关发生开路故障时，通过闭锁另一开关的驱动信号能够实现故障快速切除，消除直流偏置，防止过高的电流增大损耗或损坏开关。主要结论如下：
1）提出针对S-DAB二次侧开关发生开路故障的故障诊断策略和容错方法，该方法容许单个变换器在故障后容错运行，提高整个系统的可靠性。
2）二次侧开关发生开路故障后，交流侧电压周期平均值会根据开关的不同故障位置产生特定变化，并以此变化作为故障特征，准确定位S-DAB二次侧故障开关的位置。
3）实现故障定位后，通过闭锁另一开关的驱动信号，可以消除由开关故障引起的电感电流直流分量，防止电流过高损坏开关管。且容错运行后最大功率传输能力为正常运行的12/25，拓展的ZVS范围能够容许输入或输出电压大范围变化，有效保证了电路中开关、电容和电感等元器件的安全运行。
4）提出的故障诊断策略和容错方法，无需增加其他的辅助电路或采用昂贵的检测设备，仅需要一个电压传感器就能够实现故障检测并具备容错能力，以低成本增强了系统的可靠性。
实验结果表明，所提出的故障诊断策略与容错方法能够在4个周期内准确定位并切除开路故障，消除直流分量，防止电流过高而损坏开关管，从而显著提升S-DAB变换器可靠性。
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Abstract Semi-dual active bridge (S-DAB) converter is widely applied for scenarios requiring unidire- ctional power flow, such as electric vehicle charging and PV generation. Considering that the secondary side switch open-circuit fault of the S-DAB converter may threaten the normal operation of the system, the S-DAB converter should be able to maintain uninterrupted operation after a fault. This paper presents a fault diagnosis and fault-tolerant method for the S-DAB converter under open-circuit fault.
When an open-circuit fault occurs in the secondary side switch of the S-DAB converter, the current flow path is changed, leading to an abnormal state of the circuit, including a DC bias generated by the transformer current and a significant change in the periodic average of the AC voltage on the secondary side bridge at the moment of an open-circuit fault. Therefore, a fault diagnosis system based on voltage measurement is designed. The proposed strategy requires only one additional voltage sensor to identify the location of the fault switch, improving the reliability of the S-DAB converter at a low cost.
According to the previous analysis, the circuit topology is no longer symmetrical when an open-circuit fault occurs in the secondary side switch of the S-DAB converter, causing DC bias of leakage current. To eliminate DC bias, a fault-tolerant single active bridge (SAB) operation method is proposed. Specifically, after an open-circuit fault occurs in any switch on the secondary side of the S-DAB converter, the driving signal of the other switch is blocked. As a result, the secondary bridge is transformed into a diode bridge, forming a symmetrical circuit structure. Based on the proposed fault-tolerant SAB mode, the DC component of the leakage current caused by the fault switch can be eliminated. The potential damage caused by excessive current can be avoided, effectively ensuring the safe operation of the switch, capacitor, and inductor components of the circuit. Furthermore, the S-DAB converter still has a specific power transfer capability after the fault-tolerant operation.
An experimental prototype is built. The normal operation, open-circuit fault operation, and fault-tolerant operation of the S-DAB converter are experimentally verified. According to the experimental results, the proposed fault diagnosis strategy and fault-tolerant method can accurately locate and remove open-circuit faults within four cycles and promote the reliability tolerance of the S-DAB converter.
keywords：Semi-dual active bridge (S-DAB) converter, open-circuit fault, fault diagnosis, fault-tolerant operation, reliability
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230073
中图分类号：TM46
国家自然科学基金智能电网联合基金资助项目（U2166216）。
收稿日期 2023-01-18
改稿日期 2023-03-28
管 硕 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为高可靠性DC-DC变换技术。E-mail: gs5973989@mail.shiep.edu.cn
马建军 男，1992年生，助理教授，研究方向为电力电子化电力系统、新能源并网、能量路由器等。E-mail: j.j.ma@sjtu.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）