图1 电能信号并行传输系统拓扑
Fig.1 Topology of power and signal parallel transmission system
摘要 针对较大功率电场耦合无线电能传输系统信号双向高速传输的需求，该文提出一种基于部分能量通道的电能与信号并行传输系统的串扰抑制方法。通过对所提出的系统拓扑进行分析，给出了电能传输增益表达式与电能串扰增益表达式，并分析了阻波电路参数变化对电能串扰增益的影响；基于交流阻抗法及香农定理分别给出了信号传输增益及信道容量表达式，分析了信号支路参数对信道容量的影响；在综合考虑信号传输增益、信道容量及阻波电路参数敏感性的情况下，给出系统信号支路参数的设计方法。该方法能保证系统在较大功率下降低电能串扰，保障信号稳定传输，实现信号的双向高速传输。通过仿真与实验验证了所提出的拓扑和参数设计方法的有效性。搭建的实验装置实现了传输530.4 W的电能，23.28 Mbit/s信号正向传输速度和24.242 8 Mbit/s信号反向传输速度。
关键词：电场耦合式无线电能传输 信号双向传输 电能串扰 参数设计
无线电能传输（Wireless Power Transfer, WPT）技术是指综合应用电工理论、电力电子技术、控制理论，利用磁场、电场、微波等实现电能从电网或电池以非电气接触方式传输至用电设备的技术[1-3]。常用的两种无线电能传输方式分别为磁场耦合式无线电能传输（Magnetic Coupled Wireless Power Transfer, MC-WPT）和电场耦合式无线电能传输（Electric-field Coupled Wireless Power Transfer, EC-WPT）。与MC-WPT系统相比，EC-WPT系统具有以下优势：耦合机构简易轻薄、形状易变、成本低；系统整体电磁干扰（Electromagnetic Inter- ference, EMI）较低；可以穿越金属障碍传能；在耦合机构周围及其之间的金属导体上产生涡流损耗甚小[4-5]。目前已有许多专家学者围绕EC-WPT系统在消费电子、植入式医疗设备、水下设备等领域的应用展开研究，并取得了一定的成果[6-8]。
在实际工程应用场景中，EC-WPT系统为了达到更好的电能传输效果，提高系统的鲁棒性和系统能效，需要电能发射端与负载接收端进行实时通信，从而实现闭环控制的目的[9-10]；除此之外，在一些应用场合，电能发射端需要将一些控制指令等信息传输至电能接收端，而电能接收端也需要将大量的数据传输至电能发射端，如水下机器人、无人机等无线供电系统[12]；目前许多学者已经围绕EC-WPT系统电能与信号并行传输展开研究并提出了一些解决方案。
电场耦合式电能信号并行传输系统目前有能量调制式、共享通道式、共享部分能量通道式三种实现方式。能量调制式主要是通过能量波的幅值、频率和相位等参数的变化来实现信号的调制，能量调制法存在能量波动问题，信号调制过程会导致能量传输不稳定[13-15]。共享通道式为能量传输与信号传输共享同一传输通道。文献[16-17]采用共享通道式，其中文献[16]实验装置实现了传输73.98 W能量，信号速率达到5.6 Mbit/s；文献[17]实验装置实现了传输100 W电能的同时，信号在0.12 Mbit/s速率下双向传输。文献[18-19]为解决能量与信号之间的相互干扰，使能量与信号分时在同一耦合机构传输。共享部分能量通道式为采用部分能量通道作为共享通道传输信号。文献[20-21]采用共享部分能量通道式，利用电能与信号传输回路的自身阻抗性降低电能与信号之间的串扰，实现了信号的单向传输。文献[20]实验装置实现了传输12.54 W能量及0.115 2 Mbit/s信号传输速度。文献[21]为了进一步提高信号的传输速度，采用正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM）调制解调技术，实验装置实现了传输12.54 W能量，信号传输速度达到80 Mbit/s。从目前文献提出的几类EC-WPT系统电能与信号并行传输的方法来看，采用能量调制式难以实现信号的双向传输；采用共享通道式，在小功率下信号传输速率相对较高，但功率较大时电能传输对信号传输的干扰较大，需增加额外的隔离电路并采用控制算法来解决串扰问题，增加了电路复杂度和设计难度；采用部分能量通道，易于实现信号高速传输，且能量传输与信号传输的相互串扰相对更小，但在较大功率的系统中，电能串扰依旧会极大地影响信号的可靠传输。
为了实现在较大功率下降低电能传输对信号传输的串扰及实现信号双向高速传输，提出一种基于部分能量通道的电能信号并行传输系统的串扰抑制方法。本文给出系统的拓扑，对整个系统进行建模，给出电能传输增益、电能串扰增益及信号传输增益表达式，分析阻波电路参数变化对电能串扰增益的影响，给出阻波电路参数的选值；基于香农第二定理，给出信道容量的表达式，分析信号支路参数对信道容量的影响；综合考虑信号传输增益、信道容量及阻波电路参数敏感性条件，给出信号支路参数的设计方法，并通过仿真与实验验证所提拓扑和参数设计方法的有效性。
本文电能传输采用双边LC补偿的EC-WPT系统，这种补偿网络具有系统结构简单、参数敏感性低、易于实现较大功率传输、恒压特性好等特点[22-25]。以部分能量通道作为共享通道，与信号传输极板构成信号传输通道传输信号。电能信号并行传输系统拓扑如图1所示，图1中三对传输极板均平行摆放。由S1～S4四个MOSFET管构成的全桥逆变电路将直流电转变为交流电；由Lp1与Cp1构成的补偿网络可以提升发射极板的电压，减少系统的无功功率以及谐波；由Lp2与Cp2构成的补偿网络有利于实现阻抗匹配，提升系统输出能力[24]。由VD1～VD4构成的全桥整流电路与滤波电容Cf将交流电变为直流电并提供给用电设备。Cs1为电能传输极板P1和P2构成的等效耦合电容，Cs2为共享传输极板P3和P4构成的等效耦合电容，RL为用电设备的等效电阻。Cs3为信号传输极板P5和P6构成的等效耦合电容，信号通道由共享传输耦合机构Cs2与信号传输耦合机构Cs3构成。信号正向传输过程：信号发射电路TX1发射调制后的信号，信号通过L1与C1构成的阻波电路后加载于耦合机构Cs2、Cs3上，通过耦合机构Cs2、Cs3传输到检测电阻Rb1上，信号接收电路RX1检测Rb1上的电压并将信号解调出来。信号反向传输过程：信号发射电路TX2发射调制后的信号，信号通过耦合机构Cs2、Cs3以及L1与C1构成的阻波电路后传输到检测电阻Rb2上，信号接收电路RX2检测Rb2上的电压并将信号解调出来。数据从电能接收端传输至发射端时，切换电路中的d端连接f端，d1端连接f1端；数据从电能发射端传输至接收端时，切换电路中的d端连接e端，d1端连接e1端。L1与C1构成的阻波电路可以阻隔能量对信号的干扰，提高信号通道的信噪比。在空气中，当信号传输极板与共享传输极板平行摆放且传输距离较小时，极板间的交叉耦合电容基本可以忽略，此时阻波电路相当于串联在信号回路中，故一侧添加阻波电路即可隔离电能串扰，同时为了尽量减小电能接收端的体积和质量，将阻波电路设置在电能发射端。
图1 电能信号并行传输系统拓扑
Fig.1 Topology of power and signal parallel transmission system
为了保证电能传输和信号传输的品质，使信号尽量走Cs2、Cs3、Rb1、Rb2及阻波电路形成的信号回路，而电能尽量走发射侧和接收侧补偿网络及Cs1和Cs2形成的电能传输回路，实现电能与信号回路的分离，需要分析系统的模型。
本节将建立电能传输增益模型，分析信道阻抗的加入对电能传输的影响。
图2为无信号传输时电能传输等效电路。信号发射电路可等效为一个电压源。电压型高频逆变器的输出为方波电压，忽略高次谐波，可以将其等效为一个正弦电压源输入up，后级整流电路与负载RL可用交流负载RLe代替[18]。up与RLe表达式为
（1）
式中，Edc为直流电压；Tp为电源电压周期。
图2 无信号传输时能量传输等效电路
Fig.2 Equivalent circuit of power transmission without signal transmission
为了达到更好的电能传输效果，使图1中的补偿网络满足
（2）
式中，
为补偿网络的谐振频率。
根据叠加定理，在能量传输时，将信号源us1、us2视为短路，根据文献[20]，双边LC型的EC-WPT系统满足式（2）的谐振条件时，系统的传输增益为
（3）
从式（3）可知，输出电压uRLe与输入电压up反向，且其大小仅与输入电压up、补偿网络参数有关，与信道的参数无关，因此输出电压不受信道阻抗加入的影响。
本节将建立电能串扰模型，分析阻波电路参数在一定范围内变化对电能串扰的影响，并给出阻波电路参数设计时的约束条件。
电能串扰是指仅考虑电能输入，并将信号源us1、us2视为短路的情况下，信号检测电阻上的电压响应。根据图2中的虚线划分可以得到各部分的阻抗关系为
（4）
式中，“//”表示并联。信号正向传输时，图2中的d1端与e1端相连，d端与e端相连，可得各级电压比为
（5）
式中，uCs2、uCp1、uRb1分别为Cs2、Cp1、Rb1两端电压。式（5）中的各式相乘可得能量传输对信号正向传输的串扰电压增益为
（6）
信号反向传输时，图2中的d端与f端相连，d1端与f1端相连。由于电能传输对信号反向传输与信号正向传输的串扰电压增益分析一致，不再赘述。同理可得能量传输对信号反向传输的串扰电压增益为
（7）
由于系统具有对称性，为了便于分析，将谐振电感、电容及检测电阻设置为对称，即
（8）
使Rb=Rb1=Rb2，且使系统满足式（2）的谐振条件，信号正向传输与反向传输时的串扰增益为
（9）
通过等效电路可以推导出a、b、c、d分别为
（10）
为了使串扰增益为零，则可使式（10）中a=0，即阻波电路参数应该满足
（11）
考虑实际系统L1、C1的配置存在偏差，且工作频率会发生波动，因此需要分析参数存在偏差时的电能串扰增益。根据文献[20]，可以确定一组除信号支路外的电路参数见表1，其中，直流电压取值为104 V，该值的设定是为了保证实验样机在有无信号传输通道、有无信号传输等各种情况之下均有略大于500 W的输出功率。
将表1的参数代入式（9），并使Rb=150 W、C1=2 nF、Cs3=0.1 nF，可得到阻波电感L1对电能串扰增益的影响，如图3所示，图3中，g =w/wp，用于表示实际工作频率与补偿网络谐振频率比值。沿图3a的Gps轴做100个等距截面，即可获得其等高图，如图3b所示。图3b中相邻的两条等高线代表串扰电压增益Gps变化了1%，等高线越密集，代表Gps变化越剧烈。从图3可以看出，在g =1时，L1的参数若配置在满足式（11）的值时，Gps值为零，当L1的值增大时，Gps增加的幅度缓慢，当L1的值减小时，Gps增加的幅度明显。为了克服由于阻波电感L1的数值在减小时引起的串扰增益快速增大，L1的值应该尽可能比式（11）计算的值大，但如果过分增大L1的值，也会导致串扰增益过大，且会导致系统的体积和质量增加。
表1 除信号支路外系统电路参数
Tab.1 Circuit parameters except the signal branches
参 数数 值 直流电压Edc/V104 系统频率ƒp/kHz500 耦合机构Cs1, Cs2/nF1.2 能量传输极板尺寸/(cm´cm)30´30 补偿电感Lp1, Lp2/mH21.11 补偿电容Cp1, Cp2/nF4.8 负载RL/W20 传能距离d/mm1
图3 阻波电感L1对串扰电压增益的影响曲线
Fig.3 The effect of blocking inductor L1 on crosstalk voltage gain
图4为阻波电容C1对电能串扰增益的影响，其中Rb=150 W、L1=50.7 mH、Cs3=0.1 nF，其他参数见表1。一般而言，为使电能串扰增益为零，要使C1满足式（11），当C1的值增大时，Gps增加的幅度缓慢，当C1的值减小时，Gps增加的幅度明显。为了克服由于阻波电容C1的参数值在减小时引起的串扰增益快速增大，C1的值应该比式（11）计算得到的值大，但如果过分增大C1的值，也会导致串扰增益过大。
图4 阻波电容C1对串扰电压增益的影响曲线
Fig.4 The effect of blocking capacitor C1 on crosstalk voltage gain
通过以上分析可知，当阻波电路参数满足式（11）时，可以使电能串扰增益为零，但若所设计的阻波电路的参数比根据式（11）计算的值小，会使电能串扰增益快速增加，因此在设计阻波电路参数时，要尽可能地保证所设计的阻波电路参数满足式（11）。
本节将构建信号传输增益模型，分析信号传输对电能传输的影响，并分析信号的传输带宽。
本文信号调制解调方式采用OFDM调制解调。OFDM调制技术是多载波调制的一种，其原理是利用串并转换，把高速的串行传输数据流向单独低速的数据流进行变化，在子载波上进行调制，可满足高速数据传输的要求[26]。OFDM调制所需的子载波数为N，第n（0＜n≤N
个子载波的角频率为
（12）
式中，n为整数；
为频率最低的子载波的角频率；T为信号调制周期。使满足
（13）
式中，a 
1，因此wBn≥wB0wp。后文将使用wBn分析信号的传输模型。
分析信号正向传输的电压增益时，将电压源up视为短路，图2中的d1端与e1端相连，d端与e端相连，如图5所示。
图5 信号正向传输通路分析电路
Fig.5 Transition circuit of signal forward transmission
在电能工作频率和信号正向传输的载波频率下，从ab端口、bc端口及de端口看入虚线框内的网络的阻抗特性不同。在高频信号的激励下，电感Lp2的阻抗远大于负载电阻RLe阻抗，因此在分析从de端口看入的网络阻抗ZLC3时，可使负载阻抗RLe为零。虚线框内的网络阻抗为
（14）
将式（12）、式（13）代入式（14），得到
（15）
由式（15）可以看出，从ab端口、bc端口及de端口看入虚线框内的网络的阻抗分别与电容Cp1、C1及Cp2的阻抗呈正相关。信号调制周期T及补偿网络的谐振频率wp均大于零，n为正整数。信号的载波频率一般会比能量波的工作频率高，本文的频率最低的子载波频率为25 MHz，能量波工作频率为500 kHz，可得a =50，因此a1，因此可以得到
（16）
将式（16）代入式（15），可以得到
（17）
从式（17）可以看出，在a1时，可认为从ab端口、bc端口及de端口看入虚线框内的阻抗约为电容的容抗，可以将图5进一步简化为图6。按照图6所示的虚线划分，可以得到信号正向传输时各部分的阻抗表达式为
（18）
图6 信号正向传输时的等效电路
Fig.6 Equivalent circuit of signal forward transmission
根据式（18），可以得到信号正向传输的电压增益为
（19）
式中，GFs为定义的信号正向传输的电压增益，GFs越大表明信号的衰减越小。
信号反向传输与信号正向传输的电压增益分析一致，不再赘述。同理可得，信号反向传输电压增益为
（20）
式中，GBs为定义的信号反向传输的电压增益，GBs越大表明信号的衰减越小。当检测电阻Rb1与Rb2相等时，GBs=GFs。
分析信号传输增益表达式可知，当信号载波频率fs趋于无穷大时，电容Cs3、C1以及ZF2的阻抗趋近于0，因此信号传输增益趋近于1；当载波频率fs→0时，即在直流输入下，电容的容抗趋近于无穷大，因此在稳态时，信号传输增益趋于0，信号传输增益Gs与信号载波频率fs的关系如图7所示。图7中的fB0是为了保证OFDM信号的所有子载波均能在信道中传输所选择的最低子载波频率。由此可知，信号回路为高通电路，其截止频率为
图7 信号载波频率与增益关系
Fig.7 Relationship between transmission gain and signal carrier frequency
（21）
则信号可达到的最大带宽B为
（22）
通过上述分析可知，若阻抗ZF2远大于耦合电容Cs2的阻抗，可使信号尽量走Cs2、Cs3、Rb1、Rb2及阻波电路形成的信号回路。
本节基于前文所构建的电能串扰增益模型、信号传输电压增益模型，分析信道容量与信号支路参数关系。
根据香农第二定理，信号传输的信道容量与信道带宽、信噪比成正比，信号传输速率小于信道容量时，更有利于信号传输。因此，基于信道带宽和信噪比设计信道参数，可以实现更加稳定的信号双向传输。为了方便分析，令信道带宽与信号带宽相等。香农第二定理的表达式为
（23）
式中，SC为信道容量；SNR为信噪比，由信号传输输出电压和电能干扰电压得到，信号正向传输的SNR为
（24）
将表1的参数代入式（24），可得到信号支路参数对信道容量的影响曲线，如图8所示。其中图8a中的C1=2 nF，Cs3=0.1 nF；图8b中的Rb=150 W，Cs3=0.1 nF；图8c中Rb=150 W，C1=2 nF。从图8可知，信道容量与检测电阻Rb、阻波电容C1、信号传输耦合电容Cs3均呈非线性关系。从图8a与图8b中可知，当Rb、C1达到某值之后，信道容量达到最大，Rb、C1继续增加，信道容量快速减小。从图8c可知，当Cs3达到某值后，信道容量达到最大，Cs3继续增加，信道容量缓慢减小。因此，在同一功率等级下，适当地提高信号支路参数有利于提高信道容量。
图8 信号支路参数对信道容量的影响
Fig.8 The effect of signal branch parameters on channel capacity
为了提高信号传输速率，需要增大信道容量，通过以上分析可知，适当地提高信号支路参数可以提升信道容量。
为了降低系统能量传输与信号传输相互间的串扰，并提高系统的信号传输速率，需要合理设计信号支路参数。
根据实际通信需求，可确定正向信号与反向信号的传输速度Sb1、Sb2，调制载波频率fB0，正向信号与反向信号的发射电压Us1、Us2，调制载波数N以及调制进制数M。OFDM调制方式下的信号实际传输速率与信号实际带宽的关系式为
（25）
式中，B1为信号实际带宽。为了达到更好的信号传输效果，信号实际带宽必须小于信道容量SC，信号检测电阻上的电压必须大于参考电压Uref。根据式（19）、式（20）、式（23）及式（25）可以得到信号回路参数的约束条件为
（26）
式中，SC1为信号正向传输时的信道容量；SC2为信号反向传输时的信道容量。为了尽量减少信号传输耦合极板的占用空间，选取较小的Cs3，根据式（24）可以绘制信号正向传输增益、信号正向传输时信道容量分别与C1、Rb1的关系曲面以及信号反向传输增益、信号反向传输时信道容量分别与C1、Rb2的关系曲面。依据表1所示的能量回路参数，且在Cs3为0.1 nF的前提下绘制的信号正向传输增益GFs、正向信号传输信道容量SC1分别与C1、Rb1的关系曲面如图9所示。
结合式（24）的约束条件，判断是否能在曲面图上找到符合约束条件的C1、Rb1和Rb2，若不存在则增加Cs3的容值，直至可以在曲面上找到可以满足式（26）的C1、Rb1与Rb2，在参数可选的范围内任意一组参数均可实现电能与信号并行传输。选取其中一组C1、Rb1与Rb2值，并根据式（11）得出阻波电感L1的值。图10为信号支路参数设计流程。
图9 信号正向传输增益函数GFs和信道容量SC1曲面图
Fig.9 Surface chart of the signal transmission gain GFs and channel capacity SC1
图10 信号支路参数设计流程
Fig.10 The flow chart of signal branch parameters design
根据图1，在Simulink上建立仿真模型，根据系统参数设计的方法，计算得出系统参数，信号支路的电路参数见表1，信号支路参数见表2，对系统能量信号并行传输性能进行仿真验证。
表3为仿真得到的能量传输的性能，无信号通道表示信号传输通道没有接入系统时的电能传输情况；有信号通道表示信号通道接入系统时的电能传输情况。从表3可知，当信号通道接入系统后，系统的各类能量传输性能几乎均不受影响。
表2 信号支路参数
Tab.2 Parameters of signal branch
参 数数 值 阻波电容C1/nF2 阻波电感L1/mH50.7 调制载波fB0/MHz25 子载波数N30 信号传输极板尺寸/(cm×cm)6×6 耦合电容Cs3/nF0.1 检测电阻Rb1, Rb2/W150 调制进制数M4 载波幅值Us1, Us2/V5 信号传输距离/mm1
表3 能量传输的性能
Tab.3 Performance of energy transfer
参 数数 值 无信号通道有信号通道 负载电流IRL/A5.25.2 负载电压URL/V104104 输出功率Pout/W540.8540.8 输入功率Pin/W584.01588.46 传能效率h(%)92.691.9
图11为无信号传输时的电能串扰波形，从上到下分别为逆变输出电压up、信号正向传输时的电能串扰电压uRb1、信号反向传输时的电能串扰电压uRb2。从图11可知，uRb1、uRb2的峰值均为0.512 V，电能串扰增益Gps1、Gps2约为0.49%。由于能量波存在高次谐波，因此仿真结果中的电能串扰增益并不为零，但通过本文提出的方法，电能串扰已经得到很好的抑制，信号能在较大功率的电能传输下稳定传输。
图11 无信号传输时的电能串扰波形
Fig.11 Power crosstalk waveforms without signal transmission
图12为无能量传输时的信号传输的波形，图12a为信号正向传输时的波形，图12b为信号反向传输时的波形，从上到下的波形分别为信号波形、调制载波、检测电压以及解调信号。信号正向传输与信号反向传输时，采用的数字调制方法均为OFDM调制，信号调制周期均为2 ms，根据式（18）计算得到信号传输速率为30 Mbit/s。
图12 无能量传输时的信号传输波形
Fig.12 Signal transmission waveforms without power transmission
图13为能量信号并行传输时的信号与负载电压波形，其中图13a为信号正向传输时的波形，图13b为信号反向传输时的信号波形，从上到下的波形分别为信号波形、检测电压、解调信号以及负载电压。从图13可知，信号传输时，负载电阻RL上的电压的平均值均为104 V，可以计算得到输出功率为540.8 W，与未注入信号之前的输出功率几乎一致，信号也能被正确解调。
图13 电能信号并行传输时的波形
Fig.13 Power-signal parallel transmission waveforms
按照表1及表2的参数搭建实验装置，如图14所示。实验装置中的电能传输极板均采用30 cm´30 cm的正方形铝板，信号传输极板采用6 cm´6 cm的正方形铜箔，传能距离与信号传输距离均约为1 mm。高频全桥逆变器使用4个型号为GS66508B的氮化镓MOSFET，电感是f0.04 mm´1 200股的高频利兹线绕制而成的空心电感，电容是型号为C3216C0G2E682JT000N的高频耐高压电容，整流器由2个GHXS045A120S-D3型号的二极管模块构成，发射端与接收端调制和解调模块选择两块 LW-MPA223电力通信模块，调制解调模块通过网线与PC连接，模块上的L线与N线连接至切换电路再连接至检测电阻Rb两端，调制解调模块与PC整体构成信号发送与接收部分。通过仿真分析可知，电能传输极板与信号传输极板平行摆放且摆放距离大于1 cm，摆放距离对电能串扰的抑制效果基本没有影响。因此实验中电能传输极板与信号传输极板摆放距离取1 cm。
图14 实验装置
Fig.14 Experimental setup
图15为有无信号传输回路时电能传输实验波形，其中图15a为未加入信号回路电能传输波形，图15b为加入信号回路的电能传输波形，从上到下分别为逆变输出电压up、逆变输出电流iLp1、负载电压uRL。从实验结果可知，未加入信号回路时，输入功率约为604 W左右，负载电压为103 V，通过分析计算得出输出功率约为530.4 W左右，电能传输效率约为87.69%；加入信号回路，且存在信号传输时，输入功率约为620 W左右，负载电压约为103 V，通过分析计算得出输出功率约为530.4 W，电能传输效率约为85.54%，这说明信号通道的加入，对电能传输的影响很小。
图15 信号传输回路对电能传输影响实验波形
Fig.15 Experimental waveforms of the influence of signal transmission circuit on power transmission
图16为无信号传输时电能串扰实验波形，从图16可以看出，在输入直流电压为104 V时，检测电阻Rb1与Rb2上的电压峰值分别为1.6 V和560 mV，根据式（6）与式（7）计算，可得电能串扰增益Gps1为1.5%，Gps2为0.54%，能量基波基本被阻波电路隔离。开关噪声的存在使实验的电能串扰值比仿真结果大，且由于实际存在一定的交叉耦合，所以导致原、副边检测电阻上的电能串扰电压存在差距。从图16实验结果可以看出，电能串扰已经得到很好的抑制，信号能在较大功率的电能传输下稳定传输。
图16 电能串扰实验波形
Fig.16 Electrical energy crosstalk experimental waveforms
实验中通过两台PC相互传输信号，为直观地展示信号传输的速度，在两台PC间利用信号回路构建局域网，基于此局域网两台PC构建共享文件夹，通过相互访问对方的共享文件夹，在对方的共享文件夹中写入文件来完成数据的传输；通过查看在此文件夹中写入文件的速度得到数据传输的速度，观察文件是否可以正常打开且与源文件是否一致来验证数据传输的准确性。图17为能量信号并行传输时信号传输效果，其中图17a、图17b分别为电能传输功率为530.4 W左右时的信号正向传输图、信号反向传输图。信号正向传输速度可达到2.91 MB/s左右，约为23.28 Mbit/s；信号反向传输速度可达到3.03 MB/s左右，约为24.24 Mbit/s，产生差异的原因主要为检测电阻上的串扰电压不一致，传输文件可以正常打开与源文件一致。
图17 能量信号并行传输时信号传输效果图
Fig.17 Signal transmission effect chart of power-signal parallel transmission
表4给出了本文所提出的系统与文中相关参考文献所提出的电场耦合式能量信号并行传输系统的性能对比。从表4中可以看出，以前的文献中实验样机的电能传输功率较小，不能够在较大功率下实现信号的高速传输。而本文所提出的方法能在大于500 W的电能传输功率下有更好的电能串扰抑制效果，并能实现信号的双向高速传输。
表4 性能比较
Tab.4 Performance comparison
文献电能传输功率/W串扰增益信号传输速率/Mbit/s数据传输方向 [16], 2015年73.98未提及5.6双向 [17], 2017年1009.25%0.12双向 [20], 2018年12.542.1%0.1152单向 [18], 2019年2未提及0.2单向 [21], 2020年12.548.33%80单向 本文530.41.5%24.24双向
针对较大功率电场耦合无线电能传输系统信号双向高速传输的需求，本文提出一种基于部分能量通道的电能信号并行传输系统的串扰抑制方法。给出了系统的拓扑，通过分析电能传输模型、电能串扰模型及信号传输模型，提出利用并联LC阻波电路隔离能量对信号的串扰，并分析了阻波电路参数变化对电能串扰增益的影响；基于香农定理建立了信道容量模型，分析了信号支路参数对信道容量的影响；在综合考虑信号传输增益、信道容量及阻波电路参数敏感性条件下，给出了系统信号支路参数的设计方法。通过在Matlab仿真平台建立模型进行仿真，仿真结果表明，本文所提方法能在较大功率下有效降低电能串扰，保证信号稳定传输，实现了信号双向高速传输。最后搭建了实验装置，实现了在传输530.4 W的电能时，信号正向传输速度达到23.28 Mbit/s和信号反向传输速度达到24.24 Mbit/s，电能串扰增益Gps1为1.5%，Gps2为0.54%，电能串扰已经得到很好的抑制。仿真与实验验证了本文方法的有效性与正确性。
相比目前文献所提出的EC-WPT能量信号并行传输系统，本文所提的方法在较大功率传输时仍能有效抑制电能串扰，实现了信号双向高速稳定传输，也能有效抑制信号传输对电能传输的串扰，保证电能的可靠传输；提出了一种综合考虑信号传输增益、信道容量及阻波电路参数敏感性的信道参数方法，能保证在设计时留有足够的信道容量满足信号高速率传输的需求。
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Abstract In practical engineering applications, Electric-field Coupled Wireless Power Transfer (EC-WPT) systems require real-time communication between the power transmitter and the load receiver to achieve better power transmission effect, enable closed-loop control, and enhance system robustness and efficiency. In certain applications, the power transmitter needs to transmit control instructions to the power receiver, while the power receiver needs to transmit a large amount of data back to the power transmitter, such as underwater robots and drones. Although numerous studies have explored the parallel transmission of electric energy and signals in EC-WPT systems, there are few studies on bidirectional high-speed signal transmission in EC-WPT systems with large power transmissions.
This paper proposes a crosstalk suppression method with an LC resistance wave circuit for parallel electric energy transmission systems. Based on the AC impedance analysis method, expressions for power transmission gain, power crosstalk gain, and signal transmission gain are given. The parallel LC resistance wave circuit is proposed to isolate energy crosstalk to signals by analyzing the power transmission model and the power crosstalk model. The influence of resistance wave circuit parameters on power crosstalk gain is analyzed. According to expressions of power crosstalk gain and signal transmission gain, the channel capacity model is established using the Shannon theorem, and the influence of signal branch parameters on channel capacity is analyzed. A channel parameter design method is proposed considering signal transmission gain, channel capacity, and the sensitivity of LC resistance wave circuit parameters.
The simulation model is established using the Matlab simulation platform. The results show that the proposed method can effectively reduce the power crosstalk during large power transmissions, ensuring stable signal transmission and realizing bidirectional high-speed signal transmission. Finally, an experimental prototype is built. At an output power of 530.4 W, the power transmission efficiency reaches 85.54%, with a forward signal transmission speed of 23.28 Mbit/s and a reverse signal transmission speed of 24.24 Mbit/s. The power crosstalk gain Gps1 is 1.5%, Gps2 is 0.54%, indicating successful suppression of power crosstalk. Power transmission efficiency is about 87.69% and 85.43% without and with signal transmission circuit and signal transmission, respectively, indicating minimal effect on power transmission. Simulation and experiment verify the effectiveness and correctness of the proposed method.
Compared with the EC-WPT energy signal parallel transmission system, the proposed method can effectively suppress the power crosstalk during significant power transmission, realizingbidirectional high-speed stable transmission of signals. It can also effectively suppress the crosstalk of signal transmission to power transmission and ensure reliable power transmission.
keywords：Electric-field coupled wireless power transfer, signal bidirectional transmission, power crosstalk, parameter design
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230058
中图分类号：TM724
国家自然科学基金资助项目（51977015）。
收稿日期 2023-01-13
改稿日期 2023-02-06
苏玉刚 男，1962年生，博士，教授，研究方向为无线电能传输技术、电力电子技术、控制理论应用与自动化系统集成。E-mail: su7558@qq.com（通信作者）
邓晨琳 女，1998年生，硕士研究生，研究方向为无线电能传输技术。E-mail: 1870255086@qq.com
（编辑 郭丽军）