图1 IPOS组合供电控制策略
Fig.1 Combined power supply control strategy of IPOS
摘要 大功率电磁发射机发射波形的好坏严重影响着深地电磁探测的准确性。为解决大功率电磁发射机动态性能低导致的发射波形质量差的问题，提出输入并联输出串联外+中点钳位（IPOS+NPC）型大功率电磁发射机结构及控制策略，建立IPOS组合供电小信号模型，对其电流内环、均压环、总电压外环及负载电流反馈控制环等进行环路设计优化，并设计两种假负载接入方式下NPC三电平发射桥调制策略，分析并提出基于时间补偿的中点电位平衡方法。最后，研发一台1 500 V/110 kW IPOS+NPC型大功率电磁发射机样机，通过仿真和样机野外测试证明了所提控制策略及设计的有效性。
关键词：电磁发射机 全桥变换器 电流前馈 均压控制 中点电位
电磁探测技术具有精度高、效率高、经济、安静隐蔽等优点[1-2]，在深部矿产勘探、深部地质监测、深部国防工程选址等应用中具有发展前途，是国内外深地探测领域的研究热点。电磁探测设备主要包括电磁发射机和电磁接收机。发射机控制开关管通断，通过接地电极对地以一定编码形式施加脉冲探地电流，激发大地电磁响应；接收机在地面、空中接收该响应，通过压制去除噪声、数据正反演计算，实现对地下目标体的有效探测。因此，要求电磁发射机电流大、稳态时精度高、动态时切变快[3-5]。
早期的电磁发射机[6]采用不控整流的方式将发电机的交流电压转换为直流电压，只能通过改变发电机励磁电流方式调节输出电压，输出电压波动大、调节缓慢。Zonge公司采用相控整流控制技术[7-8]研制GGT系列发射机，获得了较为稳定且可调的直流发射电压，但此方式仍然存在电压调节缓慢问题。随着电力电子技术的发展，高频开关电源随之出现，这也为电磁发射机获得稳定直流电源提供了新方式。目前电磁发射机直流电源普遍采用两级方式：前级采用不控整流将发电机交流电转换为直流电；后级采用DC-DC变换器来获得稳定且调节迅速的直流电压。文献[9]提出一种基于有源软开关变换器，实现了发射机电源全负载范围内零电压软开关，提高了效率。考虑大地电阻较大，为提高发射电流，文献[10]采用全桥变换器级联结构提高发射机输出电压。
针对电磁发射机工作时负载大扰动问题，文献[11]采用双AC-DC整流+H桥逆变结构，通过极点配置法设计电容电流、电压的双闭环控制策略，抑制由“空载”转“重载”时输出电压“凹陷”。文献[12]采用分数阶PI控制，提高控制稳定性和动态性能，但分数阶PI控制需要调节的参数更多，参数整定依靠经验，使得整定效率很低，得到的参数也不一定是全局最优解。文献[13]引入负载电流前馈控制，提高系统动态响应性能。该文献中还采用了两台全桥变换器串并联连接的拓扑结构来提高发射电压，并引入均压/均流控制技术，实现全桥变换器之间的协同运行。文献[14]提出自适应假负载技术，采用单独一路与主电路相同的Buck电路，调节假负载两端电压，以匹配发射功率。该技术可在一定负载范围内能实现零负载功率突变，但假负载体积庞大、控制复杂。
为满足高电压、大电流的电磁发射需求，本文提出一种输入并联输出串联（Input Parallel and Output Series, IPOS）型全桥变换器组合系统[15-17]外加二极管中点钳位（Neutral Point Clamped, NPC）型发射桥[18-20]的大功率电磁发射机拓扑。基于该拓扑，首先，在双闭环控制的基础上，引入负载电流前馈[21]、均压控制，建立IPOS组合供电控制策略。其次，构建IPOS组合供电小信号模型，并对IPOS组合供电控制环路进行了优化设计，进一步提高供电系统动态性能。再次，为进一步抑制发射桥负载切变大扰动问题，设计两种假负载接入方式，针对NPC发射桥中点电位平衡问题，分别提出两种调制策略，并分析两种接入方式的优劣，同时针对假负载方式2提出平衡中点电位的时间补偿方法。最后，研发一台1 500 V/110 kW IPOS+NPC型大功率电磁发射机样机，通过仿真和样机野外测试验证本文所提控制策略及设计的有效性。
为适应野外搬运，大功率电磁发射机供电部分考虑模块化设计，采用基于全桥变换器的IPOS组合供电方式，如图1所示。vs和is_i（i=1, 2,…, n）分别为各全桥变换器模块的输入电压和输入电流；iL_i（i=1, 2,…, n）为各模块的变换器侧输出电流；vg_i和ig_i（i=1, 2,…, n）分别为各模块的输出电压和输出电流；vg为发射桥路输入电压；ish_i（i= 1, 2,…, n）为各模块的均压修正电流给定值；vg_ref、iref分别为IPOS输出总电压给定值和变换器侧输出电流给定值；a、b、d分别为vg_i、iL_j和vg_i的采样系数；c为负载电流前馈采样系数；R为大地电阻。
图1 IPOS组合供电控制策略
Fig.1 Combined power supply control strategy of IPOS
IPOS组合供电控制策略采用双闭环控制，输出电压外环的输出值为电流给定值。电流内环控制变换器侧输出电流，输出值为全桥变换器模块的占空比di。IPOS组合供电方式的输出端串联，各全桥变换器模块输出电流ig_i保持一致，但由于各模块实际参数不完全一致，单独控制会导致各模块输出电压vg_j不均衡，因此，在原有控制环路基础上加入均压环节。输出电压vg_j的平均值为给定值，输出值为各模块的均压修正电流给定值ish_i。为抑制发射桥路快速电压瞬变对IPOS组合供电控制系统的大幅扰动，将发射桥路输出电压vg除以大地电阻R，并均分1/n，前馈累加到电流给定，从而加快IPOS组合供电的响应速度。
IPOS组合供电的主体部分是全桥变换器，首先对此部分进行小信号建模[22-24]，做出以下几点假设：
（1）所有元器件均为理想元器件。
（2）输出滤波截止频率以及干扰信号频率远小于开关频率，一般为1/5～1/2的开关频率及以下。
（3）扰动信号远小于稳态信号，即小信号扰动，并忽略开关频率分量产生的谐波分量及边频带分量。
单考虑一个全桥变换器时对其施加小扰动，令
（1）
式中，Vs、Di、Vg_i、Ig_i、IL_i、Is_i分别为变换器变量vs、di、vg_i、ig_i、iL_i、is_i的稳态分量；
、
、
、
、
、
分别为其动态分量。
分离稳态和动态分量，并忽略二次项，再进行拉普拉斯变换，可以得到全桥变换器主电路的等效小信号模型，其拓扑如图2所示。
图2 全桥变换器主电路等效小信号拓扑
Fig.2 Equivalent small signal topology of full bridge converter
考虑到高频变压器的存在，全桥变换器主电路小信号模型中的输入vs改成Nvs，其中，N为变压器匝比，N=N2/N1，N1、N2分别为变压器一次、二次绕组匝数，可以得到如下移相全桥变换器主电路各个传递函数。
（1）占空比对输出的传递函数Gvd_i(s)为
（2）
式中，He_i(s)为输出LC滤波器和负载组成的网络的传递函数。
（2）输入电压扰动对输出的传递函数Gvs_i(s)为
（3）
（3）占空比对输出滤波电感电流的传递函数Gid_i(s)为
（4）
式中，Zei_i(s)为电感L、电容C和负载R组成的网络阻抗。
（4）开环输出阻抗Zo_i(s)为
（5）
式中，He_i(s)和Zei_i(s)分别为
（6）
（7）
同理，最后可得出全桥变换器的小信号传递函数框图，如图3所示。
图3 全桥变换器主电路小信号传递函数框图
Fig.3 Block diagram of small signal transfer function of full bridge converter main circuit
图3中，输出滤波电容C以及R组成的网络阻抗
为
（8）
均压反馈
及调节器
环节可分别表示为
（9）
（10）
式中，Gsh_i(s)=ksp+ksi/s；为电流环的给定值，即
。
总电压反馈
及调节器
环节可分别表示为
（11）
（12）
式中，Gvo(s)=kvp+kvi/s；可以作为电流环的给定值之一，即
。
同理，电流采样
和电流调节器
环节可分别表示为
（13）
（14）
式中，Gi_i(s)=kip+kii/s。
PWM信号发生器环节可表示为
（15）
式中，kpwm_i为三角载波系数。
为减少发射端负载切变扰动，加入负载电流反馈环节，即
（16）
综上所述，建立IPOS组合供电小信号传递函数框图，如图4所示。图中忽略了全桥变换器中输入电压和输出电流小信号扰动量。
图4 IPOS组合供电小信号传递函数框图
Fig.4 Small signal transfer function block diagram of IPOS combined power supply
由于IPOS组合供电系统中各全桥变换器模块的均压环节与系统总电压外环相互解耦[25-26]，因此本文先设计电流内环和均压环控制参数，再设计总电压外环控制参数。以表1中单台全桥变换器参数为例说明控制参数设计过程。电流内环传递函数框图如图5所示。
表1 全桥变换器参数
Tab.1 Parameters of full bridge converter
参 数数 值 输入电压Vin/V500 输出电压Vg_i /V375 输出滤波电容C/mF300 输出滤波电感L/mH550 电容内阻RC/W0.01 大地电阻R/W15 变压器电压比N11.25 占空比D0.75 开关频率fs/kHz10 三角载波系数kpwm1 电压采样系数a1/120 电流采样系数b1/24
图5 电流内环传递函数框图
Fig.5 Block diagram of current inner loop transfer function
根据图5所示可得电流内环开环传递函数为
（17）
将表1所示全桥变换器参数中数据代入式（17），即可绘制出PI调节前后伯德图，如图6a所示。由图6a可知，PI调节前的相位裕度g =91°，截止频率wc=5.655´104 rad/s，接近全桥变换器的开关频率（2pfs=6.283´104 rad/s），且低频增益过低，其稳定性和稳定精度较低。
采用PI调节器校正，选择补偿后的截止频率大约为开关频率的1/5，即w c=1.26´104 rad/s，相位裕度g =65°，可得PI调节器Gi(s)传递函数为
（18）
同理，调节前的均压环开环传递函数如式（19）所示，其伯德图如图6b所示。
（19）
式中，
为电流闭环传递函数，表示为
（20）
图6 电流内环和均压环的开环传递函数伯德图
Fig.6 Bode diagram of open loop transfer function of current inner loop and outer voltage loop
由图6b可知，该系统的相位裕度g =112°较高，截止频率w c=0.314 2´104 rad/s较低，而且低频增益过低，其动态响应性能、稳定性和稳态精度都不高。同样采用PI调节器校正，本文选择补偿后的截止频率w c=0.779´104 rad/s，相位裕度g =75°，最后得出Gv(s)传递函数为
（21）
此时，可以计算输入电压扰动作用下均压环抗扰传递函数Avs(s)如式（22）所示，其伯德图如图7所示。可知，幅频曲线很低，说明系统的抗输入扰动能力很好。同时，低频增益很低，说明系统输出电压受输入低频扰动干扰影响很小。
图7 均压环抗扰传递函数Avs(s)伯德图
Fig.7 Bode plot of anti-interference transfer function Avs(s) of voltage-sharing loop
（22）
考虑负载电流反馈环节时，均压环开环传递函数为
（23）
式中，当c=0时，即无电流前馈控制。
根据式（23），代入表1的数据，设置c=0、0.02、0.03、0.04、1/24、0.2、0.4，可画出其开环传递函数的伯德图，如图8所示。由伯德图可看出，c= b=1/24时，低频段的开环增益最大；c=0.4时，低频段的开环增益最小。当c=b时，系统输出电压外特性最好，而低频段的开环增益越大，系统的指令跟踪效果和抗扰动性能越好。而且由伯德图可知，引入c参数并不影响系统的稳定裕度和截止频率，因此无需重新设计双闭环的PI控制器参数。
图8 考虑负载电流前馈的均压环开环传递函数伯德图
Fig.8 Bode diagram of open loop transfer function of voltage-sharing loop with load current feedforward
由于均压环节和系统总电压外环相互解耦，为此总电压外环控制参数设计不考虑均压环节。建立考虑负载电流前馈电流的内环的闭环传递函数为
（24）
为此，基于图5简化总电压外环节的控制框图，如图9所示。由图9a可得
（25）
图9 解耦后总电压外环的控制框图
Fig.9 Control block diagram of total voltage outer loop after decoupling
根据式（25），可将图9a化简为图9b，由此可知各个全桥变换器均压环节调节量ish_j在总电压外环中相当于扰动量。根据图4，可知
（26）
由于
（27）
将式（27）代入式（26），可得
（28）
最终可知，均压环节对总电压外环影响可忽略不计，那么简化后总电压外环闭环传递函数框图如图10所示。代入表1中参数，c=1/24、d=1/440和n=4（投入4台全桥变换器），可绘制出其伯德图如图11所示。调节前伯德图的截止频率wc=669 rad/s，远小于开关频率，低频段增益较低，系统响应速度较低，系统的稳态精度不高。考虑相位裕度g = 90.5°，裕度较大，采用PI调节器校正，选择截止频率大概为开关频率的1/7，即w c=9.15´103 rad/s，提高响应速度和控制精度。此时相位裕度g =50.3°，虽有减少但满足稳定性要求。可得Gv(s)传递函数为
（29）
图10 总电压外环闭环传递函数框图
Fig.10 Closed loop transfer function block diagram of total voltage outer loop
图11 总电压外环开环传递函数伯德图
Fig.11 Bode diagram of open loop transfer function of total voltage outer loop
电磁发射机需要向大地发射脉冲大电流，使得前级全桥变换器组合系统经历发射桥带载与空载的快速循环切换，这对IPOS组合供电系统的动态响应要求很高，除了基于小信号模型进行控制参数优化设计和加入负载电流反馈环节以外，本文利用假负载的方式替代空载运行，以此减小负载波动幅度，本文的三电平发射桥包含假负载支路和发射桥支路。
三电平发射桥拓扑如图12所示，为发射桥支路，采用二极管中点钳位型三电平的一个桥臂来对假负载进行控制，Q1～Q8工作时序如图13所示。若假负载一端连接在Qf2和Qf3之间，另一端接在中点N上（简称假负载方式1），其控制时序将如图13a所示。此方式下假负载支路输出电压Vf=±Vin/2。那么假负载电阻Rf承受正电压时，电流in2只流过上组电容
；反之，只流过下组电容
，导致其他连接在或者上全桥变换器仍处于大地负载与空载之间切换状态，使得上下两串联滤波电容充放电失衡。
若假负载Rf另一端接在Vin2端（简称假负载方式2），采取的控制时序如图13b所示。此方式下假负载支路输出电压Vf为0、Vin/2和Vin。全桥变换器将在大地带载与假负载之间切换，并且假负载电流in2只在假负载支路输出Vf =Vin/2电平这一极短时间内流过中点
。
图12 三电平发射桥拓扑
Fig.12 Three-level transmitting bridge
图13 三电平发射桥控制伯德图
Fig.13 Control waveforms of three-level transmitting bridge
本文将进一步分析两种方式下中点电位平衡问题。根据图12，写出中点电位数学表达式为
（30）
（31）
（32）
（33）
式中，iC1、iC2、uC1、uC2为其对应上、下电容的电流与电压；in、in1、in2为中点流过的电流。
由式（30）～式（33）可知，当C1=C2时，|iC1|=|iC2|= 0.5|in|。当in＞0时，iC1＞0，iC2＜0，则电容C1充电，电容C2放电；当in＜0时，iC1＜0，iC2＞0，则电容C1放电，电容C2充电。
根据图13及发射拓扑，可推演出in1、in2与各开关量之间关系为
（34）
（35）
式中，S2(t)、S3(t)、S6(t)、S7(t)、Ssf2(t)、Ssf3(t)、Ssf4(t)分别为其对应开关管的开关函数。导通时，其值为1，关断时，其值为0。
；
。由此可画出两种控制方式下中点电流波形，如图14所示。
图14 两种控制方式下中点电流波形
Fig.14 Neutral point current waveforms under two control methods
将式（34）、式（35）代入式（30），并求发射周期T内的积分，可得到平均电流
。
假负载方式1，有
（36）
假负载方式2，有
（37）
式中，D2、D4、D6、D7、Df2、Df3、Df4为其对应开关管的占空比。
对于假负载方式1，结合图14a，易知无论Rf和R的关系如何，均有D3-D2=D7-D6=Df3-Df2=0，因此
=0，中点电压在一个发射周期T内是平衡的。但in2在2T/3时间内正负电流交替变化，使得一个发射周期内中点电位将产生较大正负波动。
对于假负载方式2，结合图14b，易知D3-D2+ D7-D6=Df4-Df3。那么仅当Rf =R时，才有In=0，此时中点电压是平衡的。一般设置假负载电阻Rf＞R，此时延长假负载输出电压Vf =Vin/2电平时间tf，可使
=0。令式（37）=0，再等式两边乘以发射电流波形周期T，可得tf的计算公式为
（38）
式中，tr为发射输出Vo=Vin/2电平时间；tf为假负载支路输出Vf =Vin/2电平时间。
搭建一台由4个全桥变换器组合的IPOS+NPC型电磁发射机系统的Matlab仿真模型及实验样机。仿真与实验样机主要参数见表2。
表2 仿真及实验样机参数
Tab.2 Simulation and experimental parameters
参 数数 值 发射机功率/kW110 发射机输出电压Vo/V0～1 500 发射机输出电流Io/A0～100 全桥变换器输出滤波电容C/mF300 大地电阻R/W15 全桥变换器输出滤波电感L/mH550 全桥变换器变压器升压比N1.25 全桥变换器开关频率fs/kHz10 发射机输出频率fout/Hz0～50 假负载电阻Rf /W150
为了检验控制环路参数设计及负载电流前馈控制对电磁发射机动态性能提升，分别对带负载电流前馈和无负载电流前馈的双闭环控制系统进行负载突变实验，负载电流前馈系数c=1/24。负载突增时，由发射支路切换到假负载支路，负载由150 W 突变至15 W（10 A到100 A），负载突减时，由15 W 突变回150 W（100 A到10 A）。负载突变时单台全桥变换器仿真波形如图15所示，两种控制下单台全桥变换器电流切变过程迅速，带负载电流前馈时变换器输出电压Vg_1调节时间有较大幅度减少。负载突变时电磁发射机系统仿真波形如图16所示，电磁发射机系统动态响应迅速，在负载切变和稳态时，都能很好地实现全桥变换器间输出电压电流均衡，且具备良好的电压电流调节精度。
由图12可知，全桥变换器输出端都与一组电容连接，那么三电平发射桥中点电位将在IPOS组合的均压控制下维持平衡。当然，发射桥如有不平衡将对均压控制及发射输出电压造成扰动。为了验证假负载方式2下发射桥调制策略对中点电位的平衡作用，将IPOS组合与三电平发射桥中点断开。设置tf=tr=10 ms时，如图17a所示，上、下组电容电压随着时间增加不断偏离，上组电容电压
下降，下组电容电压
上升。通过式（37）可知，此时D3-D2+D7-D6=Df4-Df3，但大地电阻与假负载电阻不相等，那么
，因此＜0，说明上组电容放电，下组电容充电，与理论相符。
图15 负载突变时单台全桥变换器仿真波形
Fig.15 Simulation waveforms of single full bridge converter under sudden load change
图16 负载突变时电磁发射机系统仿真波形
Fig.16 Simulation waveforms of electromagnetic transmitter under sudden load change
图17 输出电压与电容电压仿真波形
Fig.17 Simulation waveforms of output voltage and capacitor voltage
图17b，当tf =trRf /Ro=100 ms时，上下两组电容电压几乎相等，此时中点电流in的波形如图18所示。可以看出，in＜0的波形与零电流轴围成的面积等于in＞0的波形与零电流轴围成的面积，由此可知=0，验证了式（38）的正确性，并说明此控制方法能解决采用假负载方式2后的中点电位偏离问题。
图18 tf =trRf /Ro时中点电流in的仿真波形
Fig.18 Simulation waveforms of neutral point current inwhen tf =trRf /Ro
所研发的大功率电磁发射机样机，如图19所示。样机可分为不可控整流模块、IPOS组合、三电平发射桥、假负载模块、控制器以及上位机。发射机通过380 V/300 kV·A三相发电机供电，并在野外进行了实地测验。接地极板采用三张长×宽×厚为1.2 m×0.8 m×2 mm铝板，埋深30 cm，两接地极相距418 m，接地极内加入适量电解液，实测接地电阻约12.6 W。
图19 研制的大功率电磁发射机样机
Fig.19 Developed high-power electromagnetic transmitter prototype
发射机实验波形如图20所示。图20中，IPOS组合系统在发射桥切变过程中，每个全桥变换器输出电压均衡，响应迅速，抗干扰性能良好。图20b中，发射标准的时域双极性方波，发射机输出电压V0为1.2、0、-1.2 kV，各占1/3个周期，发射频率25 Hz，假负载输出电压与发射机输出电压互补在0～1.2 kV之间快速切变，输出电流Ig随发射机输出电压在95、0、-95 A之间快速地切变。
图20 发射机实验波形
Fig.20 Transmitter experimental waveforms
图21为与大功率电磁发射机配合的无人机接收作业及其接收信号。图21b中，所接收到电磁脉冲信号清晰，重复性和一致性良好，证明了发射机工作的稳定性。
图21 接收实验波形
Fig.21 Receiving experimental waveform
本文主要完成了一台IPOS+NPC型大功率电磁发射机控制系统设计和验证工作，对其控制系统进行了数学建模、理论设计、仿真分析及实验验证。首先，建立了IPOS组合供电控制策略及小信号模型，对其电流内环、均压环、总电压外环及负载电流反馈控制环等进行了优化设计。其次，提出了三电平发射桥的两种假负载方式，分析了两种假负载方式下三电平发射桥保持中点电位平衡的调制策略，比较了两种假负载方式的优劣。最后，搭建一台由4个全桥变换器组合的1 500 V/110 kW IPOS+ NPC型电磁发射机仿真模型及实验样机，通过仿真与野外测试表明，该电磁发射机系统具有功率大、电压高、动态性能好、发射波形优等特点，也证明了本文所做分析及设计的正确性。
参考文献
[1] 底青云, 朱日祥, 薛国强, 等. 我国深地资源电磁探测新技术研究进展[J]. 地球物理学报, 2019, 62(6): 2128-2138.
Di Qingyun, Zhu Rixiang, Xue Guoqiang, et al. New development of the electromagnetic (EM) methods for deep exploration[J]. Chinese Journal of Geophysics, 2019, 62(6): 2128-2138.
[2] 强建科, 罗延钟, 汤井田, 等. 航空瞬变电磁法关断电流斜坡响应的计算[J]. 地球物理学进展, 2012, 27(1): 105-111.
Qiang Jianke, Luo Yanzhong, Tang Jingtian, et al. The response calculation of Rama function turn-off on the airborne transient electromagnetic method[J]. Progress in Geophysics, 2012, 27(1): 105-111.
[3] 王胜涛, 林昌洪, 王旭东. 发射电流波形对瞬变电磁一维正反演的影响[J]. 现代地质, 2023, 37(1): 99-106.
Wang Shengtao, Lin Changhong, Wang Xudong. Effect of transmitter waveform on 1D modeling and inversion of transient electromagnetic method data[J]. Geoscience, 2023, 37(1): 99-106.
[4] Lin Jun, Kang Lili, Liu Changsheng, et al. The frequency-domain airborne electromagnetic method with a grounded electrical source[J]. Geophysics, 2019, 84(4): E269-E280.
[5] 于生宝, 房钰, 高丽辉, 等. 基于改进粒子群优化算法的可控发射电流频率SHEPWM控制方法[J]. 吉林大学学报(理学版), 2020, 58(5): 1207-1214.
Yu Shengbao, Fang Yu, Gao Lihui, et al. SHEPWM control method of controllable emission current frequency based on improved particle swarm optimization algorithm[J]. Journal of Jilin University (Science Edition), 2020, 58(5): 1207-1214.
[6] 石福升, 刘莺莺, 郭鹏. 小功率智能多频发射系统研究与应用[J]. 物探与化探, 2007, 31(增刊1): 11- 18.
Shi Fusheng, Liu Yingying, Guo Peng. Research and application of low power intelligent multi-frequency transmitting system[J]. Geophysical and Geochemical Exploration, 2007, 31(S1): 11-18.
[7] 韩琳, 陈柏超, 陈晓国. 三相整流电路谐波注入滤波方法[J]. 高电压技术, 2003, 29(7): 24-25, 53.
Han Lin, Chen Bochao, Chen Xiaoguo. The reali- zation of a new method of harmonic current injection[J]. High Voltage Engineering, 2003, 29(7): 24-25, 53.
[8] Shu Zeliang, Tang Jian, Guo Yuhua, et al. An efficient SVPWM algorithm with low computational overhead for three-phase inverters[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2007, 22(5): 1797-1805.
[9] 王旭红, 张一鸣, 刘蔚. 多道瞬变电磁法发射机供电关键技术研究[J]. 上海交通大学学报, 2019, 53(3): 355-365.
Wang Xuhong, Zhang Yiming, Liu Wei. Key technology study of power supply for multi-transient electromagnetic method transmitter[J]. Journal of Shanghai Jiao Tong University, 2019, 53(3): 355-365.
[10] 李佳鹏, 张一鸣, 王旭红, 等. 瞬变电磁发射机PI双环控制技术[J]. 通信电源技术, 2019, 36(1): 9-13.
Li Jiapeng, Zhang Yiming, Wang Xuhong, et al. PI double loop control technology of transient elec- tromagnetic transmitter[J]. Telecom Power Techno- logy, 2019, 36(1): 9-13.
[11] 于生宝, 贾少华, 李刚, 等. 电性源时间域电磁法大功率发射系统的研制[J]. 国外电子测量技术, 2014, 33(7): 49-52.
Yu Shengbao, Jia Shaohua, Li Gang, et al. Implementation of high power transmitting system for grounded source time-domain electromagnetic method[J]. Foreign Electronic Measurement Tech- nology, 2014, 33(7): 49-52.
[12] 陶海军, 张一鸣, 任喜国. 大功率海洋电磁发射机DC-DC可控源电路特性分析[J]. 电工技术学报, 2017, 32(16): 233-244.
Tao Haijun, Zhang Yiming, Ren Xiguo. Characteri- stics analysis of high power marine electromagnetic transmitter DC-DC controlled source circuit[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(16): 233-244.
[13] 赵振兴. 大功率直流特种电源高效率变换若干关键技术及应用研究[D]. 长沙: 湖南大学, 2019.
Zhao Zhenxing. Research on some key technologies and application of high-efficiency conversion of high-power DC special power supply[D]. Changsha: Hunan University, 2019.
[14] 薛开昶. 地电场电性源发射机可靠性关键技术研究[D]. 吉林: 吉林大学, 2015.
Xue Kaichang. Research on the key technology of the reliability of the geoelectric field electrical source transmitter[D]. Jilin: Jilin University, 2015.
[15] 方天治. IPOP和ISOS逆变器组合系统的控制策略研究[D]. 南京: 南京航空航天大学, 2008.
Fang Tianzhi. Research on control strategy of IPOP and ISOS inverter combined system[D]. Nanjing: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, 2008.
[16] 孙志峰, 肖岚, 王勤. 输出并联型双有源全桥变换器控制技术研究综述[J]. 中国电机工程学报, 2021, 41(5): 1811-1830.
Sun Zhifeng, Xiao Lan, Wang Qin. Review research on control technology of output parallel dual- active-bridge-converters[J]. Proceedings of the CSEE, 2021, 41(5): 1811-1830.
[17] 张洋, 丘东元, 张波, 等. DC-DC变换器分层级构造方法[J]. 电工技术学报, 2023, 38(20): 5473-5487.
Zhang Yang, Qiu Dongyuan, Zhang Bo, et al. Hierarchical synthesis methods of DC-DC con- verters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(20): 5473-5487.
[18] Young C M, Fan T R. Two-stage interleaved three- level DC/AC converter with neutral point voltage balancing[C]//2017 IEEE 3rd International Future Energy Electronics Conference and ECCE Asia (IFEEC 2017-ECCE Asia), Kaohsiung, Taiwan, China, 2017: 1430-1434.
[19] Tong Jun, Qiao Jianwei, Liu Lijun, et al. Neutral point potential balance control strategy of three level inverter[C]//2018 13th IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications (ICIEA), Wuhan, China, 2018: 1357-1361.
[20] 董志强, 王琛琛, 周明磊, 等. 基于SHEPWM的三电平三相逆变器中点电位主动平衡控制策略[J]. 电工技术学报, 2024, 39(4): 1147-1158.
Dong Zhiqiang, Wang Chenchen, Zhou Minglei, et al. Neutral point potential active balance control strategy of three-level three-phase inverter based on SHEPWM[J]. Journal of Electrical Technology, 2024, 39(4): 1147-1158.
[21] 侯聂, 宋文胜, 武明义. 双向全桥DC-DC变换器的负载电流前馈控制方法[J]. 中国电机工程学报, 2016, 36(9): 2478-2485.
Hou Nie, Song Wensheng, Wu Mingyi. A load current feedforward control scheme of dual active bridge DC-DC converters[J]. Proceedings of the CSEE, 2016, 36(9): 2478-2485.
[22] 张勇. 移相全桥软开关直流变换器建模与控制[D]. 天津: 天津大学, 2015.
Zhang Yong. Modeling and control of phase-shifted full-bridge soft-switching DC converter[D]. Tianjin: Tianjin University, 2015.
[23] Sarif M S M, Pei Tanxin, Annuar A Z. Modeling, design and control of bidirectional DC-DC converter using state-space average model[C]//2018 IEEE Symposium on Computer Applications & Industrial Electronics (ISCAIE), Penang, Malaysia, 2018: 416-421.
[24] Chothe S, Ugale R T, Gambhir A. Design and modeling of phase shifted full bridge DC-DC converter with ZVS[C]//2021 National Power Electronics Conference (NPEC), Bhubaneswar, India, 2021: 1-6.
[25] 江凌峰, 龚邻骁, 金新宇, 等. 基于遗传算法的多模块IPOP双有源全桥DC-DC变换器总电流有效值优化策略[J]. 电工技术学报, 2023, 38(24): 6782- 6797.
Jiang Lingfeng, Gong Linxiao, Jin Xinyu, et al. Optimization strategy of total current effective value of multi-module IPOP dual-active full-bridge DC-DC converter based on genetic algorithm[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(24): 6782-6797.
[26] 陈武, 阮新波, 颜红. DC/DC多模块串并联组合系统控制策略[J]. 电工技术学报, 2009, 24(7): 93-102.
Chen Wu, Ruan Xinbo, Yan Hong. Control strategy for DC/DC multiple modules series-parallel combined systems[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(7): 93-102.
Abstract Electromagnetic detection technology has the advantages of high accuracy, high efficiency, cost-effectiveness, and stealthiness, which is highly promising in applications such as deep mineral exploration, deep geological monitoring, and deep defense engineering site selection. Electromagnetic detection mainly includes electromagnetic transmitters and electromagnetic receivers. Electromagnetic transmitters require high current, high precision in steady state, and fast variation in dynamic state. This paper proposes the IPOS+NPC type high-power electromagnetic transmitter structure and control strategy to solve the poor waveform quality problem caused by the low dynamic performance of high-power electromagnetic transmitters.
Firstly, the combination control strategy of IPOS and power supply system is designed. The small signal transfer function of the IPOS and power supply combination is established, and the open-loop transfer function Bode plot is analyzed on the current inner loop, voltage-sharing loop, total voltage outer loop, and load current feedback control loop. The parameters of each loop's PI controller are designed and optimized.
Secondly, the NPC three-level transmission bridge modulation strategy is proposed. Two types of dummy loads are designed to be connected to suppress large load variation disturbance on the front stage of the IPOS and power supply combination. The modulation strategy for balancing the neutral point potential of the three-level transmission bridge under two types of dummy load connection is compared. The performance advantage of dummy load type 2 is verified. A time compensation method is provided for balancing the neutral point potential under dummy load type 2.
A simulation model and an experimental prototype of a 1 500 V/110 kW IPOS+NPC electromagnetic transmitter with four full-bridge converters are built. Load variation experiments are conducted on the closed-loop control system with or without load current feedback. The simulation results show that when the load current feedback is present, the adjustment time of the converter output voltage Vg_1 is significantly reduced, and the dynamic response of the electromagnetic transmitter system is rapid. During load variation and steady state, the balance of output voltage and current between the full-bridge converters can be achieved, which has good voltage and current regulation accuracy. The IPOS combination and the neutral point of the three-level transmission bridge are disconnected to verify the balancing effect of the modulation strategy. Simulations with different compensation times show the correctness of the time compensation method for balancing the neutral point potential under the proposed dummy load type 2.
Finally, a high-power electromagnetic transmitter prototype is developed, including an uncontrolled rectifier module, IPOS combination, three-level transmission bridge, dummy load module, controller, and host computer. Field tests demonstrate that the electromagnetic transmitter has the advantages of high power, high voltage, good dynamic performance, and excellent waveform quality. The signal received by a drone in coordination with the high-power electromagnetic transmitter shows clear electromagnetic pulse signals, good repeatability, and consistency.
keywords：Electromagnetic transmitter, full bridge converter, current feedforward, voltage-sharing control, neutral point potential
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.232133
收稿日期 2023-12-21
改稿日期2024-01-22
王颖杰 男，1979年生，副教授，硕士生导师，研究方向为电力电子新技术、新能源与智能电网、储能技术、电磁探测技术等。E-mail: wyj971@126.com（通信作者）
陈永发 男，1998年生，硕士，研究方向为电力电子新技术。E-mail: 1819674569@qq.com
（编辑 陈 诚）