图1 直流微电网系统
Fig.1 DC microgrid system
摘要 为了解决三端口CLLC固态变压器（TP-CLLC-SST）设计中分布式谐振槽的谐振参数、谐振槽的阻抗匹配、死区时间与励磁电感的优化问题，该文提出一种应用于直流微电网系统中的三端口串联谐振型固态变压器的优化设计方法。TP-CLLC-SST由端口输入输出电容、全桥电路、分布式谐振槽和三绕组高频变压器组成。该变换器以固定的开关频率和接近于50%占空比开环运行，在整个负载范围内可以实现输入端口的零电压开关（ZVS）和输出端口的零电流开关（ZCS），进而可以简化系统控制，实现较高的效率。首先，该文提出了分布式谐振槽的阻抗匹配及谐振参数确定方法，提高了分布式谐振槽阻抗匹配度并简化了谐振参数设计过程，使得变换器的最大端口电压偏移率由5.6%降至1.02%，显著地提高了变换器的负载调节特性。其次，推导了变换器在不同运行模式及负载条件下分布式谐振槽输入输出电流有效值。并且，结合谐振槽电流有效值方程给出了死区时间和励磁电感的优化选择方法，有效地提高了该变换器在三种运行模式下的运行效率。最后，在搭建的三个端口电压分别为100 V、400 V和600 V，功率为1 kW的实验样机上验证了所提优化方法的可行性，并实现了98.3%的峰值效率。
关键词：多端口固态变压器 分布式谐振槽阻抗匹配 CLLC串联谐振 软开关
随着光伏和风电等新能源发电技术的迅速发展，一种可替代传统工频变压器的固态变压器得到了广泛的研究。固态变压器利用电力电子技术实现高效的电压变换、电气隔离和功率因数校正等功能，常应用于分布式电力系统中[1-4]。
直流微电网系统由多端口固态变压器（Multi-Port Solid-State Transformer, MP-SST）、新能源发电系统（Renewable Energy generation System, RES）、储能系统（Energy Storage System, ESS）及负载组成，并与电网相连接，如图1所示。MP-SST能够提供多条直流母线以适应不同的电压等级，因此可以集成多种RES、ESS和负载来实现分布式能源与负载的高效集成与控制。并且，MP-SST可以自动地调节与控制端口之间的电压和功率。
近年来，研究人员提出了多种MP-SST拓扑结构及所对应的各种应用，从拓扑选择的角度，目前主要有：带储能电感的移相全桥[5-6]、串并联谐振型全桥（CLLC）[7-8]、耦合式直流变压器[9]、多电平双移相高频直流变压器[10]及多电平直流链式固态变压器[11]等拓扑。在上述不同的MP-SST拓扑中，由于移相全桥和CLLC具有软开关和对称结构等诸多优势，常应用于MP-SST的拓扑中。移相全桥变换器具有高功率密度、控制方式灵活及易于实现软开关等优点[12-13]，但是轻载时零电压范围变窄且移相控制使回路中有较大的回流功率及电流应力[14]，从而导致变换器总损耗增加，整体效率降低。虽然文献[15-18]中提出了不同的控制方法以降低回流功率使变换器的运行效率提高，但是控制方式比较复杂。相比于移相全桥变换器，当开关频率接近谐振频率时，CLLC变换器具有固有的负载调节特性、全负载范围内的软开关以及开环运行等特性。因此，在多端口固态变压器中常采用CLLC谐振结构。单向LLC谐振槽的优化设计已得到了广泛的研究[19-20]，但对于分布式谐振槽的谐振参数选取及阻抗匹配问题，现有文献主要是通过求解多变量不等式得到分布式谐振槽的谐振电感范围，并从这一范围中选取谐振电感值[21-23]。这种方法虽然可以使谐振槽运行于感性区，但每个端口的等效特性阻抗均不相等且分布式谐振槽的对称性不理想，这导致了变换器的负载调节特性以及输出端口电压调整率较差。
图1 直流微电网系统
Fig.1 DC microgrid system
分布式谐振槽输入输出电流有效值对死区时间和励磁电感的优化选择至关重要。文献[23]中虽给出了分布式谐振槽的输入输出电流有效值方程，但该方程是基于励磁电感一定时，谐振槽输入输出电流有效值与死区时间的关系式，忽略了最优励磁电感是随死区时间变化而变化的。而且，文中是通过绘出不同功率水平下，变换器最优死区时间所对应的正态分布，然后选出最优的死区时间。这种方法确定的死区时间不能很好地满足变换器在整个负载范围内的死区时间最优。
针对以上存在的问题，本文的主要贡献点为：提出了简化的三端口（Three Port, TP）-CLLC-SST的设计流程及分布式谐振槽阻抗匹配方法；推导了不同运行模式及负载条件下的谐振槽输入输出电流有效值；给出了整体效率最优时的死区时间和励磁电感的选择方法。
本文研究的TP-CLLC-SST以固定的开关频率和接近50%占空比开环运行，其拓扑结构如图2所示。图中，V1，V2，V3分别为三端口电压。每个全桥均能运行于高频逆变或同步整流状态，在不同的运行模式及负载范围内，输入端口MOS管均能实现零电压开关（Zero Votage Switching, ZVS），输出端口MOS管均能实现零电流开关（Zero Current Switching, ZCS），软开关运行可以减少变换器的开关损耗，提升变换器的效率。
图2 三端口CLLC固态变压器拓扑结构
Fig.2 Topology of three-port cllc solid state transformer
TP-CLLC-SST有三种运行模式：单端输入单端输出（Single Input Single Output, SISO）模式、单端输入双端输出（Single Input Dual Output, SIDO）模式和双端输入单端输出（Dual Input Single Output, DISO）模式。特性阻抗
和品质因数
是表征串联谐振电路特性的重要参数，单谐振槽等效电路及直流增益如图3所示。当开关频率接近谐振频率时，随着负载变化，谐振槽直流增益基本保持不变，使变换器具有固有的负载调节特性。图3中，
为谐振槽输入电压；
、
分别为谐振槽输入输出电流；
为交流等效负载；
为变压器一次侧到二次侧电压比。
（1）
（2）
（3）
（4）
图3 CLLC串联谐振变换器
Fig.3 CLLC series resonant converter
式中，
为变压器一次侧励磁电感；
为谐振槽特性阻抗；
为谐振角频率；
为谐振电感；
为谐振电容；
为端口等效特性阻抗；
为输出端口实际负载；
为开关频率
与谐振频率
之比。
TP-CLLC-SST的分布式谐振槽交流等效特性电路及将其他端口交流等效特性阻抗归算到端口A的等效特性电路如图4所示。图中，
为低压端口励磁电感，
为端口B和C归算到端口A的交流等效负载。
图4 分布式谐振槽等效特性电路
Fig.4 Distributed resonant tank equivalent characteristic circuit
那么，端口A的交流等效特性阻抗为
（5）
式中，
分别为端口A、B、C的特性阻抗；
分别为低、中和高压侧谐振槽输入电压；
、
分别为三绕组高频变压器中压和高压侧到低压侧的匝数比，即
，
。
同理，端口B和C的交流等效特性阻抗分别为
（6）
（7）
式中，
和
分别为三绕组高频变压器低压和高压侧到中压侧的匝数比，
。
分别为三绕组高频变压器低压和中压侧到高压侧的匝数比，
。
如果各端口的谐振槽等效直流增益特性不一致，那么，各端口的负载调节特性和电压变化率将会相差较大，从而导致分布式谐振槽的对称性和一致性不理想。为解决这一问题，本文提出的分布式谐振槽的阻抗匹配方法如下：由图3b所示的谐振槽直流增益曲线可以看出，串联谐振槽的直流增益特性受品质因数影响。当输出端口有相同的等效交流负载变化时，为使每个端口直流增益近似相同，即每个端口的等效谐振槽
值必须相等，根据式（2），则有各端口的交流等效特性阻抗必须相等，即
（8）
结合式（5）～式（8），可以得出分布式谐振槽端口间谐振电感的关系为
（9）
（10）
由这种分布式谐振槽阻抗匹配方法所确定的各端口谐振参数，能够确保每个端口的等效谐振槽直流特性一致，使得分布式谐振槽表现出较理想的负载调节特性及输出电压调整率。
推导分布式谐振槽输入输出电流有效值是优化死区时间
和励磁电感
以及变换器损耗建模的基础。本文采用基波近似法，三种运行模式下谐振槽输入输出电流有效值推导如下。
1.2.1 SISO模式
当TP-CLLC-SST运行在SISO模式时，假设低压端口A接直流电压源，端口B接阻性负载，端口C开路。当
时，变换器在一个周期内的稳态运行波形如图5a所示。
在半个开关周期内，谐振槽的谐振电流及励磁电流为
（11）
（12）
图5 TP-CLLC-SST的稳态运行
Fig.5 Steady-state operation of TP-CLLC-SST
（13）
式中，
为低压端口谐振槽谐振电流有效值；
为谐振电流的相位；
为开关周期；
为低压端口
管的等效输出电容；
为中压端口直流电压。
在
时，功率由端口A流向端口B。谐振槽输出平均电流为输入端口谐振电流与励磁电流之差的平均值，即负载电流。负载电流和谐振电流相位角分别表示为
（15）
式中，
为中压端口的阻性负载。
谐振电流有效值计算公式为
（16）
半个开关周期内，谐振槽输入电流有效值
为谐振电流与励磁电流叠加后的有效值，即
（17）
结合式（11）～式（13）、式（16）和式（17）可得低压端口谐振槽输入电流有效值
和中压端口输出电流有效值
分别为
（18）
（19）
式中，Coss为归算至端口A的管等效输出电容。
1.2.2 SIDO模式
当TP-CLLC-SST运行于SIDO模式时，假设低压端口A接直流电压源，端口B和C接阻性负载。当时，变换器的稳态运行波形如图5b所示。当时，功率由低压端口A流向中、高压端口B和C，谐振槽输出平均电流之和为
式中，
为SIDO模式下低压端口谐振电流有效值；
为高压端口直流电压；
为高压端口的阻性负载。
将式（15）代入式（20）中可以得到输入端口的谐振电流有效值见式（21）。半个开关周期内，结合式（11）～式（13）、式（16）和式（21），谐振槽输入电流有效值
表达式见式（22）。
（21）
（22）
同理，中压端口和高压端口谐振槽输出端电流有效值
和
分别为
（23）
1.2.3 DISO模式
在这一运行模式中，假设端口A、B为输入端，端口C为输出端，当时，TP-CLLC-SST的稳态运行波形如图5c所示。两个输入端口谐振电流和励磁电感电流表达式与SISO和SIDO模式类似。而且，谐振槽输入输出电流有效值推导方式与上述两种运行模式相似，谐振槽电流有效值为
（24）
（25）
式中，
、
分别为低压和中压端口谐振槽输入电流有效值；
为高压端口谐振槽输出电流有效值；
、
分别为低压和中压端口直流电压源单独作用时输出端口的等效负载；
为高压端口输出直流负载。
死区时间td和励磁电感LM的关系如式（13）所示，对死区时间td和励磁电感LM的优化实质上是对分布式谐振槽循环电流的优化，循环电流相当于无功电流，在死区时间内给输入端管输出电容充放电以实现输入侧的
。如果循环电流过小，则不能完全实现输入端的；如果循环电流过大，关断损耗较大从而使得变换器的整体效率降低。因此，选择合适的死区时间和励磁电感可以降低过大的谐振槽循环电流引起的损耗，进而提高变换器的整体效率。
本文提出的优化方法为：首先，根据推导的分布式谐振槽电流有效值方程，并结合开关频率fs和端口管的等效输出电容Coss，绘制出不同运行模式及负载条件下谐振槽输入电流有效值Iri与死区时间td的函数曲线，找出每种运行模式下，电流有效值最小时所对应的死区区间；然后，将三种运行模式电流有效值最小时所对应的死区时间取交集，在这个交集里选出不同的死区时间，并结合式（13）计算出每个死区时间所对应的最大励磁电感；最后，搭建LTspice仿真模型，对变换器在不同运行模式及负载条件下的效率进行仿真，找出变换器整体效率最高时所对应的死区时间和励磁电感最优组合，并将这一组合选为TP-CLLC-SST的最优死区时间和励磁电感值。通过这种方法确定的死区时间和励磁电感能够使变换器在各种运行模式及不同负载条件下，谐振槽循环电流及输入电流有效值较小，变换器的整体效率最优。
TP-CLLC-SST的设计必须满足三个关键设计要求：①变换器在整个负载范围内谐振槽必须运行于感性区域；②在不同的运行模式及负载条件下，变换器端口间的直流增益保持基本恒定；③优化死区时间和励磁电感，尽可能地减小输入端口谐振槽循环电流。TP-CLLC-SST的详细设计流程如图6所示。
首先，由表1所示的设计规格，分别选择低压、中压和高压端口的MOS管，根据式（13）计算出各端口能实现ZVS所需的最大励磁电感。由于功率的双向流动，每个端口既可以作为输入端口又可以作为输出端口。以低压侧为设计的参考端口，为使每个端口作为输入端口时，励磁电流均可以给输入侧MOS管的输出电容完全地充放电，所以把中、高压侧的最大励磁电感归算至低压侧。
图6 TP-CLLC-SST的设计流程
Fig.6 Design flow chart for TP-CLLC-SST
表1 设计规格
Tab.1 Design specifications
参数数值 低压端口电压V1/V100 中压端口电压V2/V400 高压端口电压V3/V600 开关频率fs/kHz200 功率P/kW1
（26）
式中，Coss1、Coss2、Coss3分别为低、中和高压端口A、B、C的MOS管的等效输出电容。
然后，选择三个励磁电感中的最小值作为低压端口的最大励磁电感（式（27）），这样能够保证各端口作为输入端口时均能实现ZVS。低压端口的MOS管等效输出电容如式（28）所示。
（27）
（28）
在给定的开关频率和等效输出电容时，根据前面推导出的谐振槽输入电流有效值，绘制出变换器在不同运行模式及负载条件下谐振槽输入电流有效值与死区时间的关系曲线。找出三种运行模式下，输入电流有效值最小时所对应的死区时间区间，并把这些区间取交集后发现，当
时，三种运行模式下，谐振槽输入电流有效值整体较小。在这一范围中选出不同的死区时间及其所对应的最大励磁电感组合，最后，在LTspice中搭建仿真模型对不同的组合进行软开关及效率的仿真，死区时间和励磁电感的不同组合见表2。通过仿真发现，当死区时间td =100 ns时，励磁电感LM=17.36 mH时，变换器的满载效率最高。
表2 死区时间和励磁电感
Tab.2 Dead time and magnetizing inductance
死区时间td1/ns励磁电感LM/mH效率（%） 508.6897.7 8013.8998.5 10017.3699.2 15026.0498.8
品质因数和电感率
是分布式谐振槽的关键设计参数。定义为谐振槽的等效特性阻抗
与等效输出交流负载Rac之比，见式（2）。从图3b谐振槽的直流增益曲线可以看出，品质因数对变换器的直流增益及传输的功率有很大影响。随着值增大，即输出功率增大，直流增益峰值减小并向直流增益为“1”的点靠近。当增加到一定值时，在谐振频率附近，谐振槽直流增益曲线斜率由负变正，即谐振槽阻抗由感性变为容性，失去了软开关条件。因此，对于特定的谐振频率，变换器等效输出负载有最小值
，即品质因数有最大值
。为了使谐振槽在整个负载范围内均能运行于感性区域，变换器输出等效交流负载不能小于。文献[22]中推导了变换器运行于感性区所要满足的条件。
（29）
式中，Ceq,1为低压端口的等效谐振电容。
电感率
为励磁电感与谐振电感之比，当
时，值越大谐振频率处的直流增益越接近于“1”，则变换器的负载调节特性越好。
（30）
根据变换器的传输功率，可以计算出输出等效交流负载的范围为
（31）
式中，
、
分别为TP-CLLC-SST传输的最大和最小功率；
为端口输出直流电压。
结合式（1）、式（2）、式（13）、式（29）、式（31）和式（32）可以计算出值的范围。
（32）
（33）
初步设计时，选择最大值，根据2.1节中的最优励磁电感并结合式（30），计算出各端口所需谐振电感
，并与端口的三绕组高频变压器漏电感作比较。若
，则减小值，直到
。然后根据1.1节中提出的分布式谐振槽的阻抗匹配方法，见式（10），计算出各个端口需要的谐振电感值。最后根据式（34）计算出各端口所需谐振电容值。
（34）
式中，
、
分别为端口
谐振电感和电容，
。
为了验证所提方法的可行性，搭建了三个直流端口电压分别为100 V、400 V和600 V，满载功率为1 kW的实验样机，如图7所示。低、中压端口选用的是GS-065-011-1-L-TR 型号的氮化镓，高压端口使用的是IPD80R1K0CE型号的MOSFET。三个端口采用拼板的形式，通过三绕组高频变压器和分布式谐振槽连接在一起，主控制板采用小板形式，主控芯片选用TMS320F28335。该变换器的最优死区时间选择100 ns，低压侧最优励磁电感为17.36 mH。根据开关频率及死区时间可以计算出分布式谐振槽的谐振频率为208 kHz，实际设计时，根据匹配的谐振电感及电容，最终变换器的谐振频率约为210 kHz，其他设计参数详见表3。
图7 实验样机
Fig.7 Experimental prototype
表3 设计参数
Tab.3 Design parameters
参数数值 谐振电感Lr1/mH0.31 谐振电感Lr2/mH4.98 谐振电感Lr3/mH11.48 励磁电感LM1/mH17.36 死区时间td/ns100 谐振电容Cr1/mF1.86 谐振电容Cr2/nF116 谐振电容Cr3/nF50
稳态运行时，当变换器分别运行于满载和轻载时，中、高压端口谐振槽谐振电流及输入端的ZVS波形如图8所示。图8中，Vds和Vgs分别为开关管的漏源电压及栅源电压，可以看出谐振槽输入电流波形接近正弦波，表明分布式谐振槽在整个负载范围内运行于准谐振状态，并且，变换器由轻载到满载均能实现输入端口的
。
图8 谐振电流与ZVS
Fig.8 Resonant current and ZVS
当变换器运行于SIDO模式时，不同负载条件下，低压端口A至中压端口B和高压端口C的电压增益分别为GBA和GCA，如图9所示。从图中可以看出电压增益的实际值接近于理论值，最大电压偏移发生在低压端口至高压端口之间，最大电压偏移率为1.02％。而在文献[23]中提出的优化设计方法中最大电压偏移率为5.6%。由此可以看出，本文提出的分布式谐振槽阻抗匹配方法使得谐振槽特性阻抗得到了较好的匹配，变换器的负载调节特性更理想。
图9 SIDO模式直流增益
Fig.9 DC gain of SIDO mode
为了进一步验证所提死区时间和励磁电感优化方法的可行性，从2.1节表2中的不同死区时间与励磁电感组合中选取死区时间为：50 ns、100 ns、150 ns这三组分别搭建试验样机进行效率测试，效率测试结果如图10所示。
由图10可以看出，当死区时间为50 ns、150 ns时，变换器的整体效率是次优的，因为死区时间较小时，励磁电流较大，输入侧开关管的关断电流较大，造成较大的关断损耗，降低了变换器的整体效率。当死区时间为100 ns，励磁电感为17.36 mH时，变换器在三种运行模式下的整体效率最高，峰值效率能达到98.31％。随着死区时间的进一步增大，变换器的整体效率下降，因为死区时间增大，实际占空比减小，从输入端口传输相同的功率到输出端口时，谐振槽输入电流有效值增加，输入功率增大，变换器的整体效率降低。
图10 效率曲线
Fig.10 Efficiency curves
本文提出了CLLC串联谐振型固态变压器的设计与优化方法。首先，结合现有的串联谐振型固态变压器的设计方法中存在的分布式谐振槽阻抗匹配不理想、谐振参数选取复杂以及对死区时间和励磁电感的优化中存在的问题。本文给出了简化的三端口CLLC固态变压器的详细设计流程；提出的分布式谐振槽阻抗匹配方法，可以降低端口的电压偏移率，明显地提高了变换器的负载调节性能；结合推导出的谐振槽电流有效值，给出了分布式谐振槽死区时间和励磁电感的优化方法，该方法提高了该变换器在三种运行模式下的运行效率。最终，实验结果表明，所提出的三端口固态变压器的优化设计方法能够达到预期的设计效果。
参考文献
[1] 廖志贤, 李彬彬, 索之闻, 等. 磁集成三端口电力电子变压器的改进控制方法[J].电力系统自动化, 2023, 47 (11): 133-143.
Liao Zhixian, LiBinbin, SuoZhiwen, et al. Improved control method for three-port power electronic transformer based on magnetic integration[J]. Automation of Electric Power Systems, 2023, 47(11): 133-143.
[2] 万家伟, 陈汉超, 廖承, 等. 用于智能电网含电力电子变换器的混合型变压器设计[J/OL]. 电源学报2022: 1-9[2024-08-05].
WanJiawei, ChenHanchao, Liao Cheng,et al. Hybrid high voltage transformer design with power electronic converter for smart grid[J/OL]. Journal of Power Supply, 2022: 1-9[2024-08-05].
[3] 刘基业, 郑泽东, 李驰,等. 基于准串联SiC MOSFET的高增益直流电力电子变压器[J]. 中国电机工程学报, 2022, 42(8): 2987-2996.
Liu Jiye, Zheng Zedong, Li Chi, et al. A high voltage-gain DC power electronic transformer based on quasi-series-connected SiC MOSFET[J]. Proceedings of the CSEE, 2022, 42(8): 2987-2996.
[4] 赵聪, 胡钰杰, 胡洋, 等. 间接矩阵谐振型电力电子变压器高频环节特性分析与开关频率设计方法[J/OL]. 中国电机工程学报, 2024: 1-10[2024-08-06].
ZhaoCong, Hu Yujie, Hu Yang, et al. High-frequency-link characteristics analysis and switching frequency design method of an indirect matrix resonant type power electronic transformer[J/OL]. Proceedings of the CSEE, 2024: 1-10[2024-08-06].
[5] 王武, 雷文浩, 蔡逢煌,等. 结合电流应力优化的双有源全桥DC-DC变换器自抗扰控制[J]. 电工技术学报, 2022, 37(12): 3073-3086.
Wang Wu, Lei Wenhao, Cai Fenghuang, et al. Active disturbance rejection control of dual-active-bridge DC-DC converter with current stress optimization[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(12): 3073-3086.
[6] 江凌峰, 龚邻骁, 金新宇, 等. 基于遗传算法的多模块IPOP双有源全桥DC-DC变换器总电流有效值优化策略[J]. 电工技术学报, 2023, 38(24): 6782-6797.
Jiang Lingfeng, Gong Linxiao, Jin Xinyu, et al. Total root mean square current optimization of IPOP dual active bridge DC-DC converter based on genetic algorithm[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(24): 6782-6797.
[7] 李加明, 任小永, 周治成,等. 基于谐振网络优化的双向LLC-DCX多模块并联系统均流优化研究[J]. 电工技术学报, 2023, 38(10): 2720-2730, 2756.
Li Jiaming, Ren Xiaoyong, Zhou Zhicheng, et al. Research on current sharing optimization of bidirectional LLC-DCX multi-module parallel system based on resonant network optimization[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(10): 2720-2730, 2756.
[8] 杨勇, 宋大威, 顾占彪,等. 星载1 MHz GaN LLC变换器低反向导通损耗控制[J]. 电工技术学报, 2022, 37(24): 6183-6190.
Yang Yong, Song Dawei, Gu Zhanbiao, et al. Low reverse conduction loss control for 1 MHz GaN-based LLC converter used in satellite application[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(24): 6183-6190.
[9] Zhao Biao, Song Qiang, Li Jianguo, et al. Modular multilevel high-frequency-link DC transformer based on dual active phase-shift principle for medium-voltage DC power distribution application[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2017, 32(3): 1779-1791.
[10] Khanzadeh B, Serdyuk Y, Thiringer T. Evaluation of core losses in transformers for three-phase multi-level DAB converters[C]//2022 24th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE'22 ECCE Europe), Hanover, Germany, 2022: 1-11.
[11] 程启明, 陈颖, 孙英豪, 等.电网电压不平衡下MMC-SST反馈线性化滑模控制策略[J]. 南方电网技术, 2024, 18(3): 129-137.
Cheng Qiming, Chen Ying, Sun Yinghao, et al. Feedback linearization sliding-mode control strategy for MMC-SST under unbalanced power grid voltage[J]. Southern Power System Technology, 2024, 18(3): 129-137.
[12] 刘子薇, 孙兆龙, 刘宝龙,等. 基于直接功率控制的双有源桥暂态直流偏置抑制策略[J]. 电工技术学报, 2023, 38(12): 3234-3247.
Liu Ziwei, Sun Zhaolong, Liu Baolong, et al. Transient DC bias suppression strategy of dual active bridge based on direct power control[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(12): 3234-3247.
[13] 康薇, 肖飞, 任强,等. 双有源桥DC-DC变换器三移相调制及其死区效应分析和补偿[J]. 电工技术学报, 2024, 39(6): 1907-1922.
Kang Wei, Xiao Fei, Ren Qiang, et al. Three-phase-shift modulation and its dead band effect analysis and compensation of dual-active-bridge DC-DC converter [J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(6): 1907-1922.
[14] 刘文强, 刘春喜, 蔡金汕. 基于动态矩阵控制的混合三电平双有源桥变换器回流功率优化[J/OL]. 电气工程学报, 2024: 1-10[2024-08-06].
Liu Wengqiang, Liu Chunxi, Ca Jinshan, et al. Optimization of backflow power of hybrid three-level dual active bridge converter based on dynamic matrix control[J/OL]. Journal of Electrical Engineering, 2024: 1-10[2024-08-06].
[15] 赖纪东, 姚娴, 苏建徽, 等. 死区影响下双有源桥DC-DC变换器的改进型协同三移相控制[J].高电压术, 2023, 49(11): 4827-4838.
LaiJidong, Yao Xian,Su Jianhui, et al. Improved CTPS control for dual active bridge DC-DC converter under dead time influence[J].High Voltage Engineering, 2023, 49(11): 4827-4838.
[16] 高宇, 李若愚, 李林柘,等. 三重移相调制模式下双有源变换器的直接功率控制[J]. 电工技术学报, 2022, 37(18): 4707-4719.
Gao Yu, Li Ruoyu, Li Linzhe, et al. Triple phase shift modulation-based direct power control strategy for a dual active bridge converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(18): 4707-4719.
[17] 杨康诣, 陈帝发, 陈艳慧. 双有源桥直流变换器三移相下回流功率和电感电流峰值优化策略[J/OL].电源学报, 2023: 1-10[2024-08-06].
Yang Kangyi, Chen Difa, Chao, Chen Yanhui. Back-flow power and inductance peak current optimization strategy of dual-acvtive-bridge DC/DC converter with triple-phase-shift[J]. Journal of Power Supply, 2023: 1-10[2024-08-06].
[18] 曾进辉, 饶尧, 兰征, 等. 三重移相控制的DAB变换器多目标统一优化控制策略[J]. 电源学报, 2024, 22(5): 74-85.
ZengJinhui, RaoYao, LanZheng, et al. Multi-objective unified optimal control strategy for DAB converter with triple-phase-shift control[J]. Journal of Power Supply, 2024, 22(5): 74-85.
[19] Tran Y K, Dujić D, Barrade P. Multiport resonant DC-DC converter[C]//IECON 2015-41st Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, Yokohama, Japan, 2015: 3839-3844.
[20] Tomas-Manez K, Zhang Zhe, Ouyang Ziwei. Unregulated series resonant converter for interlinking DC nanogrids[C]//2017 IEEE 12th International Conference on Power Electronics and Drive Systems (PEDS), Honolulu, HI, USA, 2017: 647-654.
[21] Tomas-Manez K, Zhang Zhe, Ouyang Ziwei. Multi-port isolated LLC resonant converter for distributed energy generation with energy storage[C]//2017 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Cincinnati, OH, USA, 2017: 2219-2226.
[22] Lee I O, Moon G W. The k-Q analysis for an LLC series resonant converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(1): 13-16.
[23] Manez K T, Zhang Zhe, Xiao Yudi. Three-port series-resonant converter DC transformer with integrated magnetics for high efficiency operation[C]//2018 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Portland, OR, USA, 2018: 5622-5629.
Abstract The three-port CLLC solid-state transformer (TP-CLLC-SST) consists of input and output capacitors, a full-bridge circuit, a distributed resonant tank, and a three-winding high-frequency transformer. The converter can be operated open-loop at a fixed switching frequency and close to 50% duty cycle. When the switching frequency is close to the resonant frequency, the LLC series resonant structure is commonly used in three-port solid-state transformers due to its many advantages such as soft switching over the full load range, inherent load regulation characteristics, high power density, high efficiency, and the ability to achieve open-loop operation. The TP-CLLC-SST can be applied in a DC microgrid system containing multiple renewable energy generation systems (RESs), energy storage systems (ESSs), and AC or DC loads to achieve efficient integration and control of RESs, ESSs, loads and the grid.
The existing literature on the design method of resonant parameters for distributed resonant tanks of the TP-CLLC-SST is complex and unclear, the impedance matching degree of distributed resonant tanks is not high, and the dead time and magnetizing inductance of the converter in various operating modes has not been optimized. In order to solve the problems of determining the resonant parameters, the impedance matching of distributed resonant tanks and the optimization of dead time and magnetizing inductance, this paper proposes an optimized design method for the TP-CLLC-SST applied in a DC microgrid system.
Firstly, the impedance matching and resonant parameter determination method of distributed resonant tanks is proposed in this paper. First, establish the equivalent characteristic circuit of the distributed resonant tanks of TP-CLLC-SST. Then, sequentially calculate the characteristic impedance of each port to one port, and calculate the equivalent characteristic impedance of each port. Finally, make the equivalent characteristic impedance of each port equal to obtain the characteristic impedance and resonant inductance relationship of each port. This method simplifies the impedance matching and resonant parameter design process. The maximum port voltage offset of the converter was reduced from 5.6% to 1.02%, thus enhancing the load regulation characteristics of the converter and reducing the port voltage change rate. Secondly, the RMS of the distributed resonant tank input and output currents of the TP-CLLC-SST under different operating modes and load conditions are derived. Moreover, the optimized selection method of dead time and magnetizing inductance of TP-CLLC-SST is given by combining the input current RMS equations of resonant tank, i.e., to find out the range of dead time corresponding to smaller RMS input current of resonant tank in each operation mode, and take the intersection of these optimized dead time ranges to get the optimal dead time and magnetizing inductance of the converter in three operation modes. In the experimental prototype constructed with three port voltages of 100 V, 400 V and 600 V and a power of 1 kW, the optimal dead time determined by this way enables the converter to achieve an average efficiency of 98.15% at full load and a peak efficiency of 98.3%, which improves the operating efficiency of the converter in the three operation modes.
keywords：Multi-port solid-state transformer, distributed resonant tanks, impedance matching, CLLC series resonant, soft switching
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.231875
省部共建电工装备可靠性与智能化国家重点实验室资助项目（EERI_ KF2022004）。
收稿日期 2023-11-08
改稿日期 2024-01-31
赵 剑 男，1997年生，硕士研究生，研究方向为电力电子与电力传动。E-mail：202131404068@stu.hebut.edu.cn
张 哲 男，1979年生，教授，博士生导师，研究方向为高频电力电子与新能源系统。E-mail：zhangzhedk@gmail.com（通信作者）
（编辑 郭丽军）