摘要 在单相半桥非隔离统一电能质量调节器（UPQC）中，交、直流间瞬时功率不平衡导致直流侧出现二次电压纹波，影响电能质量的补偿效果。该文分别在UPQC并网、离网两种模式下提出二次纹波的补偿及抑制策略。首先，分析UPQC在并网运行条件下直流二次纹波的产生机理及其对电能质量补偿的影响，并提出分别在并、串联侧变换器加入陷波器及特征次谐波控制，以降低网侧电流及串联侧电压谐波。其次，在UPQC离网运行时，为有效抑制直流电压二次纹波，提出一种利用UPQC闲置的串联侧变换器与复用的直流分裂电容构建半桥有源功率解耦电路的方法，控制难度低且无需额外增加解耦电路元件。最后，通过仿真和实验验证了所提方法的可行性。在并网模式中，所提策略减少了74%的电流谐波及42%的电压谐波；在离网模式中，所提策略减少了66.7%直流电压二次纹波。同时，该文所提出的二次纹波的补偿及抑制策略，可优化直流电容参数设计，并进一步减小UPQC体积。
关键词：单相统一电能质量调节器 并离网运行 二次纹波电压抑制 特征次谐波补偿 有源功率解耦
统一电能质量调节器（Unified Power Quality Conditioner, UPQC）[1]是一种电能质量综合补偿装置，它兼备电压补偿和电流补偿的能力[2-4]，能抑制电压波动、补偿电压跌落和电压谐波等电能质量问题，也能补偿非线性负荷引起的无功和谐波电流等电能质量问题[5]。单相UPQC系统因其功能全面、应用灵活，受到国内外电力研究者的广泛关注[6]。直流侧含储能装置的UPQC具有应对电网电压故障的能力[7-8]，无变压器UPQC[9]则显著减小了系统的功率密度。
单相UPQC系统由于串并联侧变换器之间存在耦合而产生直流纹波，常用增大直流电容的办法加以抑制[10-11]，但会增加系统的成本和体积[12]。在单相AC-DC变换器的电压控制环节加入100 Hz陷波器能有效地抑制电流参考中的畸变[13]。文献[14]将嵌入式重复控制和N次陷波器相结合，抑制网侧谐波电流，但重复控制会降低动态性能[15]。文献[16]通过直流电压调节系数改变正弦脉宽调制波，消除不平衡负载条件下直流电压波动对UPQC输出电压的影响。文献[17]在取消LC谐振滤波电路的情况下，提出一种抑制中间直流脉动电压引起的电机拍频电流的控制算法，但在消除频率为
谐波分量的同时，会增大频率为
谐波的含量。文献[18]针对双向隔离DC-DC变换器，提出反馈线性化二次纹波扰动前馈的移相控制方法，但需进行非线性转换以实现变量解耦。对于串联变换器，输出反馈控制可实现更精确的跟踪[19]。为提升系统动态响应，文献[20]引入卡尔曼滤波器作为谐波提取器。采用单相dq解耦检测方法可实现特征次谐波检测[21]，降低计算复杂度，减小控制器延时[22]。文献[23]采用基于dq解耦的电压电流双闭环控制结合电压外环特征次谐波控制，抑制直流电压纹波及非线性负载对串联侧变换器输出补偿电压的影响。
当电网电压故障中断时，单相UPQC切换到离网运行模式。由于交直流侧之间功率不匹配，以及储能系统影响[24]，直流侧产生的二次纹波电压或电流使蓄电池严重发热，寿命降低[25]，也会导致逆变输出电压出现削顶畸变。无源功率解耦方式在直流母线侧并联大电容或LC谐振滤波电路，但抑制纹波效果有限，并且电解电容寿命短[26]，会影响系统的可靠性[26]；LC二次谐振电路设计准确度受限，电容容值发生偏移，在实际应用中存在消谐频率与谐振点不匹配的问题[28]。为克服无源解耦方式的缺点，有源功率解耦方式增加了开关管和储能元件，吸收直流侧脉动功率，该方式工作频率较高，附加电感或电容较小，提高了系统功率密度。文献[29]提出一种独立工作的降压型功率解耦电路，将单相PWM整流器的功率密度提升100%。文献[30]将升压型功率解耦电路用于抑制单相PWM整流器直流侧二次纹波电压，解耦电容的容值减小。文献[31]在传统PWM整流器的基础上增加一对开关管，在交流侧增加一对差分电容进行功率解耦以抑制直流侧脉动电流，但解耦电流会流过整流桥，增加开关管电流应力，并且解耦电路与整流电路会相互干扰。文献[32]提出一种对称半桥功率解耦电路，直流侧电容不仅可支撑直流电压，还可控制电容电压为互补的正弦波形以吸收脉动功率。在此电路基础上，文献[33]提出一种基于静止坐标系的闭环功率解耦控制，实现高精度功率解耦。文献[34]将半桥解耦电路简化，附加电感复用于功率解耦和H桥整流，所提的电容电压参考值生成方法只需电压纹波信息，可抑制直流二次工频及更高频率的电压纹波。但是复用开关管的半桥功率解耦电路应用场合有限，直流电压较低时逆变电压电流容易畸变，控制系统设计比较复杂。
鉴于此，本文分析了单相半桥非隔离UPQC在并、离网运行条件下直流纹波的产生机理及影响，并采用控制策略抑制直流电压二次纹波。并网运行时，提出对并联侧电压外环和电流内环增加陷波器和谐波补偿，对串联侧电流内环增加谐波控制，抑制二次纹波影响；离网运行时，提出利用闲置串联侧变换器与直流侧分裂电容构建半桥有源功率解耦电路的方法，抑制直流电压二次纹波。
本文所研究的单相半桥无变压器UPQC拓扑如图1所示，主要由串联侧动态电压恢复器（Series Dynamic Voltage Restorer, SDVR）、储能变换器及并联侧有源电力滤波器（Parallel Active Power Filter, PADF）构成。其中，SDVR用于补偿网侧电压质量问题，包括串联侧开关管S3和S4、串联侧滤波电容Cdvr、串联侧滤波电感Ldvr、旁路继电器K2以及直流分电容C1和C2，电容Cdvr支撑串联侧逆变输出电压。储能变换器在电网正常时储存能量，在电网故障时释放能量为负载持续供电，包括开关管S5和S6、滤波电感LB、输入电容Cin以及储能装置。PAPF用于补偿负载引起的电流质量问题，包括并联侧开关管S1和S2、并联侧滤波电容Capf、串联侧滤波电感Lapf1。UPQC的并离网运行通过并离网切换继电器K1来实现。
图1 单相半桥无变压器UPQC拓扑
Fig.1 Topology of single-phase half-bridge UPQC
UPQC在并网运行时，储能变换器不参与工作；SDVR输出电压可补偿和调节网侧电压vs谐波、骤变等扰动，保持负载电压vL的幅值和正弦性；PADF将网侧电流is补偿为单位功率因数的正弦电流，同时可以调节串、并联变换器之间的直流侧电压。UPQC在离网运行时，串联侧变换器停止工作，并联侧变换器工作方式转变为单相半桥逆变电路，其直流侧电压由前级储能变换器来维持稳定。
串、并联侧变换器等效电路如图2所示。图2a中，电网电压正常时，旁路继电器K2闭合，串联侧变换器停止工作；当电网电压存在扰动时，继电器K2断开，串联侧变换器输出补偿电压。流过滤波电容Cdvr的电流很小，因此串联侧输出电流idvr近似等于网侧电流is，负载电流iL近似等于流入直流电容电流idc。如图2b所示，并联侧变换器主要包括网侧电源vs、变换器和负载等，谐波源负载由单相不控整流、电阻和电容等组成。
图2 串、并联侧变换器等效电路
Fig.2 Equivalent circuit of series and parallel converter
单相UPQC稳态工作时，网侧电压、电流分别为
（1）
（2）
式中，w 为网侧电压角频率，w=2pf，f为网侧电压基波频率；Vs和Is分别为网侧电压、电流幅值。
假设非线性负载谐波电流主要含有3次谐波，则负载电压、电流分别为
（3）
（4）
式中，Ip和Iq分别为负载电流有功、无功电流幅值；I3p和I3q分别为负载3次谐波电流的有功、无功电流幅值。
负载有功功率由电网提供，并联侧输出电流为
（5）
忽略滤波电感Lapf上的电压，并联侧流入电容C1的等效电流为
（6）
式中，Ds1_apf =(1+Um_apf)/2为并联侧上开关管S1实时占空比；Um_apf =2VLsin(wt)/
为并联侧调制波。
并联侧变换器工作后，负载无功电流和谐波电流被补偿，串联侧输出电流idvr与电网电流is相等。则串联侧流入电容C1的等效电流为
（7）
式中，Ds3_dvr=(1+Um_dvr)/2为串联侧开关管S3实时占空比；Um_dvr=2(VL-Vs)sin(wt)/为并联侧调制波。
电容C1等效输入电流为串、并联侧流入电容C1的等效电流之和，积分得到电容C1的纹波电压为
（8）
则电容C1电压可表示为
（9）
电容C2电压udc2可用同样方法得到。
假设C1=C2=C，可得直流总电压为
（10）
因此，并联侧补偿无功电流会引起直流二次电压纹波，补偿3次谐波电流会引起直流二次、四次电压纹波。由于负载谐波电流主要含3次谐波，因此主要抑制直流侧二次电压纹波。
2.2.1 二次纹波对并联侧影响
电压环决定并联侧输出有功电流给定值。电流环输出并联侧调制波Um_apf，补偿负载无功和谐波电流并稳定直流电压。特征次谐波通常可被准确预测，使用比例控制器调整增益足以减小其幅值，因此电压环仅考虑比例环节，Kp为比例系数。
结合式（10），并联侧有功电流参考值为
（11）
因此，并联侧有功电流参考值中含有3、5次谐波电流，导致输出补偿电流中会也含有3、5次谐波电流，影响对网侧电流的补偿效果。
并联侧端口电压为
（12）
式中，m1=2VL/为并联侧调制度。
含无功、谐波分量的端口电压经滤波电感Lapf，调制波Um_apf中会含有无功和谐波分量，导致补偿电流中含有无功、谐波电流，降低电网功率因数。
2.2.2 并联侧二次纹波影响抑制策略
单相UPQC并网运行时直流电压二次纹波会对并联侧控制环节和调制环节产生影响。针对电压外环，可通过频率为100 Hz的陷波器滤除采样直流电压中的二次纹波。针对调制环节，采用网侧电流特定次谐波控制。所用低通滤波器截止频率低于20 Hz。电流环输出并联侧调制波Um_apf经过正弦脉宽调制（Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM）后得到并联侧开关管S1和S2的控制信号。并联侧抑制纹波影响控制框图如图3所示。
图3 并联侧抑制纹波影响控制框图
Fig.3 Control diagram of suppressing ripple effect on parallel converter
2.3.1 二次纹波对串联侧影响
串联侧变换器不参与直流电压的控制，而是通过调制环节影响串联侧补偿电压。其端口电压为
（13）
式中，m2=2(VL-Vs)/为串联侧调制度。
含无功、谐波分量的端口电压会使输出电流中含有无功、谐波电流，串联侧调制波Um_dvr将含有相应谐波分量，使补偿后的负载电压总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）升高。
2.3.2 串联侧二次纹波影响抑制策略
串联侧变换器抑制纹波影响控制框图如图4所示。采用单相dq解耦检测法检测负载电压3次谐波含量，在电流内环加入负载电压3次谐波电压控制，抑制直流电压二次纹波对串联侧补偿电压的影响。电流环输出串联侧调制波Um_dvr经过SPWM后得到串联侧开关管S3和S4的控制信号。
图4 串联侧抑制纹波影响控制框图
Fig.4 Control diagram of suppressing ripple effect on series converter
UPQC离网运行时，并离网切换继电器K1断开，旁路继电器K2闭合，电路拓扑如图5所示，储能变换器释放能量维持直流侧电压，并联侧变换器作为半桥逆变电路为负载供电。离网模式下串联侧变换器本应停止工作，因此本文提出一种结合闲置的串联侧开关桥臂及电感与复用的直流分裂电容构成功率解耦电路的方法。该方法利用本拓扑结构特点，无需增加额外元器件，控制思路简单，可有效抑制直流电压纹波。
图5 有源功率解耦下UPQC离网运行拓扑
Fig.5 Topology of UPQC in islanding mode with active power decoupling using series converter
忽略逆变器输出滤波电感上的功率以及电路中其他损耗功率，逆变器交流侧功率为
（14）
式中，Pdc和Pac分别为交流侧输出功率的恒定量与脉动量。
逆变器直流侧电源由前级储能变换器维持稳定，因此逆变器直流侧电压vdc将包含直流量Vdc和脉动量Dvdc。则逆变器直流侧瞬态输出功率为
（15）
式中，Id为流过逆变器直流侧电容的平均直流分量。
理想条件下逆变器交直流侧功率相等。令交直流侧功率中波动量相等，可得直流侧脉动电压为
（16）
则半桥逆变器总直流侧电压可表示为
（17）
因此，逆变器直流侧电压含有二次电压纹波。
离网运行时，功率解耦电路无需额外增加桥臂，而是由闲置的串联侧开关管S3、S4，串联滤波电感Ldvr及复用的直流稳压电容C1、C2构成，极大地减小了系统的体积及成本，有效地降低了电路结构复杂度。通过控制开关管S3、S4的开通和关断，使脉动能量在直流电容间传递，从而消除直流电压二次纹波。
图6为解耦电路的平均等效电路，图中，um为功率解耦电路的调制信号，iC为解耦电流。解耦电容用来储存交侧脉动能量，缓解交直流侧瞬时功率的不平衡。
图6 功率解耦电路平均等效电路
Fig.6 Average equivalent circuit diagram of active power decoupling circuit
在解耦电路中，分裂电容C1和C2的电压平均值都为总直流侧电压的一半Vdc/2，同时在各自直流电压偏置的基础上叠加相位相差180°的基频电压，则分电容电压可以表示为
（18）
（19）
式中，VC为分电容基频电压幅值；j 为半桥逆变器输出电压与分电容基频电压之间的相位差。
对式（18）、式（19）微分，得分电容电流为
（20）
（21）
忽略滤波电感Ldvr上的功率，半桥解耦电路上的功率为
（22）
当逆变器交流侧功率脉动量与解耦电路功率相等时，可实现逆变器交直流侧的功率平衡。结合式（14）和式（22）可得到分电容中所含的基频电压幅值和相位分别为
（23）
因此，当直流侧分电容上的基频电压相位滞后逆变器交流侧电压p/4或超前3p/4时，解耦电路都能产生与逆变器交流侧相等的二次脉动功率，平衡交流侧瞬时功率。
当半桥逆变器直流侧电压较低时，j 取值对逆变器输出电压影响如图7所示，j 的两种取值会影响到半桥逆变器的输出电压波形。当j =-p/4时，电容C1电压vC1与负载电压vL的正半周发生交叉，电容C2电压vC2与负载电压vL的负半周发生交叉，导致逆变器发生过调制，输出电压电流畸变。当j =3p/4时，分电容电压与负载电压无交叉情况，因此本文中j 的取值为3p/4。
图7 j 取值对逆变器输出电压影响
Fig.7 Effect of j value on output voltage of inverter
当基频电压的幅值VC=Vdc/2时，半桥解耦电路产生的脉动功率达到最大，由式（14）和式（23）可得此时的解耦电容容值为
（24）
在实验中，为了防止半桥变换器发生过调制，分电容基频电压幅值VC应小于Vdc/2，所以解耦电容的容值要大于式（24）中理论值。
若是采取无源功率解耦方式，增大半桥逆变器直流侧分电容来减小逆变器直流侧电压纹波，使直流侧电压纹波小于直流电压的1%，则
（25）
因此，在同等功率条件下，与无源功率解耦方法相比，采用有源功率解耦方式可以使解耦电容的容值减小24倍。
基于上述分析，为抑制离网条件下UPQC直流侧电压二次纹波，采取的半桥解耦电路控制策略如图8所示。由式（16）、式（17）得到直流脉动电压-Dvdc，延迟环节z-n（n=fs/fn/8，fs为开关频率，fn为逆变器输出电压频率）将脉动电压相位延迟90°变为-Dvdccos(2wt)，然后与脉动电压一起送入正交变换矩阵Ttrans为
（26）
通过正交变换矩阵可将二倍工频的脉动电压降为工频电压vr，即
（27）
然后对vr进行单相dq解耦，分别乘以sin(wt+j)和cos(wt+j)，得到
（28）
（29）
式（28）、式（29）右边包含恒定的直流量和二倍频的交流量，将其送入截止频率为20 Hz的低通滤波器滤除交流量再乘以2之后得到vrd和vrq分别为
（30）
（31）
用参考值0分别减去vrd和vrq，经过PI控制器控制后分别乘以sin(wt+j)和cos(wt+j)，相加得到解耦电路分裂电容电流差值的参考值
为
（32）
式中，Kpi为PI控制器的增益。
则解耦电流参考值
可由解耦电路分裂电容电流差值的参考值与负载电流iL作差得到。由于内环电流不需要调制成正弦度较高的正弦波[35]，所以仅采用比例控制器。解耦电流参考值与实际解耦电流iC作差，经比例控制器P得到半桥解耦电路的调制信号um，由SPWM得到开关管S3和S4的控制信号。半桥解耦控制框图如图8所示。
图8 半桥解耦控制框图
Fig.8 Controldiagramofhalf-bridgedecouplingcircuit
为了验证UPQC并离网运行条件下直流侧电压二次纹波补偿及抑制策略的正确性，基于Matlab/ Simulink按照图1所示拓扑搭建模型，仿真参数见表1。其中并网谐波源负载为50 W 电阻与2.2 mF电容串联后再与50 W 电阻并联，接在不控整流桥两端；离网谐波源负载为20 W 电阻与2.2 mF电容串联后再与25 W 电阻并联，接在不控整流桥两端。
表1 单相UPQC仿真参数
Tab.1 Simulation parameters of single-phase UPQC
参 数数 值 并网离网 vs/V77/110/143无 vL/V110110 /V440440 Ldvr/mH22 Lapf/mH33 Cdvr/mF10无 Capf/mF1010 C1,C2/mF90210 谐波源负载50 W/2.2 mF/50 W20 W/2.2 mF/25 W fs/kHz20 步长2×10-7
4.1.1 并网仿真
在UPQC并网运行且并联侧变换器单独工作时，验证并联侧控制策略的有效性。未补偿时，负载电流为22.56%，网侧电流THD为9.66%，网侧电流3、5、7次谐波含量分别为20.51%、8.62%和3.07%。
并联侧抑制直流电压纹波影响仿真结果如图9所示，并联侧采用瞬态电流控制后，网侧电流3、5、7次谐波含量分别下降为9.41%、1.21%、0.91%。在瞬态电流控制电压外环加入陷波器，电流内环加入3次和5次谐波电流控制后，网侧电流THD减小到了1.32%，其中3、5、7次谐波电流含量分别减小为0.04%、0.01%、0.87%。并联侧不同控制下网侧电流THD如图10所示。
图9 并联侧抑制直流电压纹波影响仿真结果
Fig.9 Simulation results of suppressing the influence of DC voltage ripple on PAPF
图10 并联侧不同控制下网侧电流THD
Fig.10 THD of isunder different control on PAPF
当网侧电压跌落30%时，UPQC串并联侧变换器同时工作。串联侧变换器输出补偿电压的谐波含量如图11所示。串联侧只采用电压、电流双闭环控制时的补偿电压THD=3.83%，其中3、5次谐波电压含量分别为3.586%、0.232%。串联侧加入3次谐波电压控制后的补偿电压THD减小为1.46%，其中3、5次谐波电压含量分别减小为0.596%、0.193%，验证了图4所示控制策略的有效性。
图11 串联侧补偿电压谐波含量
Fig.11 Harmonic content of vdvr on SDVR
4.1.2 离网仿真
半桥逆变器输出侧带电阻负载20 W 时直流电压纹波抑制前后的仿真结果如图12所示。当j =-p/4时，抑制后直流电压纹波由42.5 V减小为8 V，实现81%纹波抑制，但是逆变器输出电压发生畸变，解耦电流大于15 A。当j =3p/4时，与未抑制直流电压纹波时相比，抑制后直流电压纹波减小为1.7 V，实现96%纹波抑制，解耦电流小于15 A。这与3.2节分析一致，j =3p/4可取得更好的纹波抑制效果。
半桥逆变器输出侧带表1中的谐波源负载时，直流电压纹波抑制前后的仿真结果如图13所示。与未抑制直流电压纹波时相比，实现92.6%纹波抑制，解耦电路解耦电流iC＜15 A。
图12 带电阻负载抑制直流电压纹波仿真结果
Fig.12 Simulation results of DC voltage ripple suppression with linear load
图13 带非线性负载抑制直流电压纹波前后仿真结果
Fig.13 Simulation results of DC voltage ripple suppression with nonlinear load
设计小功率含储能变换器的单相半桥无变压器UPQC的实验平台如图14所示。由于实验条件限制，UPQC直流侧的储能变换器所接的蓄电池用ITECH可编程直流电源IT6515D代替。在此平台上采用Verilog HDL语言完成基于FPGA的控制程序设计，完成控制策略的验证。
4.2.1 并网实验
为了验证UPQC并网运行时电流补偿能力，并联侧变换器单独工作，设置网侧电压为60 V，直流电压为240 V，线性负载为50 W 电阻，非线性负载为20 W 电阻与2.2 mF电容串联后再与30 W 电阻并联，接在不控整流桥两端。传统控制下并联侧谐波补偿实验结果如图15所示。本文控制下并联侧谐波补偿实验结果如图16所示。
图14 小功率UPQC实验平台
Fig.14 Low power UPQC experimental platform
图15 传统控制下并联侧谐波补偿实验结果
Fig.15 Experimental results of parallel side harmonic compensation with traditional control
对比15和图16，与仅采用瞬态电流控制相比，加入陷波器及3、5次谐波电流补偿后，网侧电流THD由10.0%减小到2.6%，减小了74%，3次谐波电流由0.21 A减小到了0.02 A，5次谐波电流由0.06 A减小到了0.02 A，谐波影响效果明显。
为验证串联侧电压补偿能力，设置网侧电压波动30%，谐波负载为50 W 电阻与2.2 mF电容串联后再与50 W 电阻并联，接在不控整流桥两端。图17为网侧欠电压30%时加入负载谐波电压补偿的结果，负载电压THD=1.5%，3次谐波电压THD=0.5%，网侧电流THD=1.9%。图18为网侧过电压30%时加入谐波电压补偿的结果，补偿电压与网侧电压反相，补偿后负载电压THD=2.2%，网侧电流THD=4.0%。图18为网侧过电压30%实验结果。
图16 本文控制下并联侧谐波补偿实验结果
Fig.16 Experimental results of parallel side harmonic compensation with proposed control
图17 网侧欠电压30%实验结果
Fig.17 Experimental results of 30% under voltage
图18 网侧过电压30%实验结果
Fig.18 Experimental results of 30% overvoltage
为验证负载突变时控制策略的有效性，设置实验条件：网侧欠电压20%，负载电压60 V，直流电压240 V，谐波负载为50 W 电阻串联2.2 mF电容后与50 W 电阻并联，接在不控整流桥两端。UPQC负载突变动态实验波形如图19所示，带载时直流电压跌落35 V，经550 ms恢复稳定；切载时直流电压超调60 V，经1 350 ms恢复稳定。
图19 UPQC负载突变动态实验波形
Fig.19 Dynamic waveforms of UPQC load mutation
4.2.2 离网实验
为验证UPQC离网时直流电压二次纹波抑制能力，设置直流电压80 V，经储能变换器升压至140 V，负载电压40 V，线性负载为50 W，非线性负载为50 W 电阻与2.2 mF电容串联后再与50 W 电阻并联,接在不控整流桥两端。
带线性负载时直流电压纹波抑制结果如图20所示。当j =-p/4时，与未抑制时相比，抑制后直流电压纹波由18 V减小为9 V，实现50%纹波抑制，但是逆变器输出电压发生畸变，解耦电流为9 A。当j =3p/4时，与未抑制时相比，抑制后直流电压纹波减小为7 V，实现61%纹波抑制，解耦电流为4 A。即j =3p/4可取得更好的纹波抑制效果。带非线性负载时直流电压纹波抑制结果如图21所示，与未抑制时相比，分电容电压纹波峰峰值由28 V增大为58 V，抑制后直流电压纹波由16 V减小为4 V，实现75%纹波抑制。
图20 线性负载抑制直流电压纹波实验结果
Fig.20 Experimental results of DC voltage ripple suppression with nonlinear load
图21 非线性负载抑制直流电压纹波实验结果
Fig.21 Experimental results of DC voltage ripple suppression with nonlinear load
图22为不同功率下直流电压纹波抑制对比结果。在整个功率范围内，抑制直流电压纹波后的负载电压THD都明显低于抑制前。随着负载加重，直流电压纹波增大，纹波抑制的效果更明显，最大负载功率时的直流电压纹波减小了66.7%。
图22 不同功率下直流纹波抑制效果
Fig.22 Effect of DC ripple suppression under different power
图23给出了采取不同功率解耦方式的实验结果。在无源功率解耦方式下，直流电容电压波动接近16 V，直流电容容值需高达580 mF，直流电压纹波可抑制到10 V。而在有源功率解耦方式下，仅取直流电容207 mF时，直流母线电压纹波可降低为6 V。
图23 不同解耦方式下直流纹波抑制实验结果
Fig.23 Experimental results of DC ripple suppression under different decoupling methods
UPQC离网运行时负载突变实验结果如图24所示。加载时（负载由71 W 变为20 W）直流电压vdc超调12 V，经250 ms恢复稳定。减载时（负载由20 W 变为71 W）直流电压vdc超调20 V，经300 ms恢复稳定。实验结果表明，系统动态切换虽然仍能保持稳定，但动态响应速度及超调量需进一步优化。
图24 离网运行负载动态实验结果
Fig.24 Load dynamic experimental results in islanded operation
本文分析了单相UPQC在并离网运行条件下直流纹波产生的原因及补偿与抑制策略。并网条件下，在电压外环引入陷波器的基础上，通过电流内环引入网侧电流特征次谐波补偿策略抑制直流脉动电压对补偿电流的影响。离网条件下，提出无需增加额外元器件，利用闲置串联侧变换器与复用的直流侧分电容共同构建半桥有源功率解耦电路的方法，减小直流电压二次纹波。仿真和实验结果表明：
1）并网时，对比瞬态电流控制，本文采取的基于电压电流双环控制结合陷波器与特征次谐波补偿的控制策略可有效地降低网侧电流THD。
2）离网时，随着负载功率增大，采用本文提出的利用闲置串联侧变换器进行有源功率解耦的方法，抑制直流电压纹波后的负载电压THD明显降低，最大负载功率时直流电压纹波减小了66.7%。
3）通过对比不同半桥逆变器直流侧分电容容值的方法，验证了本文提出的利用串联侧变换器进行有源功率解耦的方法在电容容值减小64%的基础上，使总直流电压纹波仍减小了40%。相对于传统增大电容容值的方法，本文所提方法对直流侧电压二次纹波具有更明显的抑制效果，在减小单相变换器直流母线电容上具有明显的优势。
本文采用的有源功率解耦控制策略在直流电容相同时对直流电压二次纹波取得较好抑制效果，但负载突变时恢复稳态所需时间较长，系统动态响应性能需进一步优化。
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Secondary Ripple Compensation and Suppression Strategy for Single-Phase Unified Power Quality Conditioner
Abstract Due to the instantaneous power imbalance between AC and DC sides, DC secondary ripple voltage is generated in the single-phase half-bridge transformer-less UPQC during grid-connected and islanded modes. In grid-connected mode, the DC secondary ripple voltage would degrade the compensation performance of UPQC. This paper introduces a trap filter to the parallel-side converter's voltage loop and improves the sub-harmonic control in the current loop. For the series-side converter, a third harmonic voltage control is added to the current loop for voltage compensation. In islanded mode, this paper proposes a novel method that utilizes the idle series-side converter and reused split DC capacitors to build an active power decoupling circuit. It can effectively suppress secondary ripple voltage without additional power decoupling circuit components. Moreover, with the proposed compensation and suppression strategies for secondary ripple, the design of DC capacitor parameters can be optimized to further reduce the volume of the UPQC equipment.
Firstly, by analyzing the impact of DC voltage ripple on UPQC, different control strategies are developed for different sides of converters. Secondly, a notch filter is added to the voltage outer loop of the parallel side converter, and a sub-harmonic control is added to the current inner loop, which suppresses the impact from the DC voltage ripple. On the series side, a third harmonic voltage control is introduced to the current inner loop of the converter, significantly reducing the THD of the grid side current and load voltage. Thirdly, the generation of the secondary ripple voltage of a two-stage single-phase DC-AC converter in islanded mode is analyzed. Composed of UPQC idle series converter and DC side shunt capacitor, a symmetrical half-bridge active power decoupling circuit is proposed to reduce the voltage ripple.
Simulation and experimental results show that UPQC with proposed control in grid-connected mode can achieve 30% voltage compensation for grid under voltage and overvoltage, and the grid current THD is less than 3%. In islanded mode, the DC secondary ripple voltage of a single-phase inverter can be effectively reduced by the proposed active power decoupling circuit under different loading conditions, and the maximum reduction in DC secondary ripple voltage is 75%. Moreover, 64% of the DC capacitance can be reduced compared to the traditional passive power decoupling method.
The following conclusions can be drawn: (1) In grid-connected mode, compared with the transient current control, the voltage-current double-loop control based on single-phase dq decoupling with trap filters and sub-harmonic compensation can effectively reduce the grid current THD. (2) In islanded mode, the proposed active power decoupling method significantly reduces the THD of the load voltage with the increase of load power. (3) Compared with the DC capacitance increment, the proposed active power decoupling method has better performance in reducing the total DC secondary voltage ripple. Thus, the proposed compensation and suppression strategies can reduce DC bus capacitance, further improving the power density of UPQC.
Keywords：Single-phase unified power quality conditioner (UPQC), grid-connected and islanded operation, secondary ripple voltage suppression, sub-harmonic compensation, active power decoupling
中图分类号：TM714.2
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.231804
国家重点研发项目（2021YFB2601500）、国家自然科学基金项目（52077183）和国家青年科学基金项目（52207138）资助。
收稿日期 2023-10-30
改稿日期 2023-12-13
马 兰 女，1988年生，助理研究员，硕士生导师，研究方向为光伏逆变器及其控制、虚拟同步机发电技术、电力电子变换器、软开关技术、碳化硅器件的应用研究等。
E-mail: mlan@swjtu.edu.cn
舒泽亮 男，1975年生，教授，博士生导师，主要研究方向为电力电子技术及应用，包括多电平变换装置、电力电子变压器、同相供电系统及电力电子应用中的数字信号处理技术等。
E-mail: shuzeliang@swjtu.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）