图1 二次侧附加电容磁复位正激变换器
Fig.1 Secondary-side capacitormagnetic reset forward converter
摘要 由于二次侧附加电容磁复位正激变换器具有结构简单等优点，因此有着较好的应用前景，但目前尚未见附加电容对电气性能影响及其设计方法的研究报道。为此，该文通过深入分析附加电容Cb对变换器工作模式和能量传输过程的影响，指出变换器存在四种组合工作模式，且励磁电感断续导通模式（DCM）/正激电感连续导通模式（CCM）最佳。Cb不仅能将励磁能量传输到负载，还可调节开关管电压应力，在负载不太大时实现续流二极管零电流关断（ZCS）和开关管低电压导通。通过分析Cb对变换器电气性能的影响，指出开关管电压应力随Cb增大而降低，开关管低电压导通性能随Cb和正激电感的减小而提升，并提出了一种确保变换器工作于最佳模式且可最大程度提升电气性能的参数设计方法。实例和实验结果验证了理论分析的正确性和设计方法的可行性。
关键词：正激变换器 磁复位 低电压导通 零电流关断
正激变换器因其具有结构简单、输入输出电气隔离以及不存在开关直通等优点，在中小功率领域得到了广泛的应用[1-3]。然而，其磁心的单向磁化可能导致变压器饱和，因此必须采取磁复位措施。目前已经提出了多种正激变换器的磁复位方法，主要包括一次侧磁复位和二次侧磁复位[4-6]。然而，这些方法在实现磁复位的同时也会对一些电气性能产生影响。
在一次侧磁复位方式中，RCD复位[7]将励磁能量全部耗散在电阻上。一次侧附加绕组复位[8]可将励磁能量反馈到输入电源，但会增加变压器绕制的复杂性。双管正激变换器[9]可将励磁能量反馈到输入电源，并降低开关管的电压应力，但其最大占空比不能超过0.5，限制了其在宽输入电压范围内的应用。此外，上述复位电路都不能实现开关管的软开关，导致开关损耗较大。虽然一次侧有源钳位技术[10-11]可以实现开关管的零电压开关，但需要额外添加辅助电路，增加了电路和控制的复杂性[12-13]。另外，为了降低有源钳位电路中开关管的电压应力，也提出了多种解决方案，但这些方法会增加电路结构的复杂性，提高系统成本[14]。可见，在一次侧磁复位方式中，励磁能量要么被电阻消耗，要么返回输入端，无法充分利用，导致能量利用率降低。
相较于二次侧磁复位技术，采用二次侧磁复位的正激变换器可以在开关管关断期间将励磁能量传输至负载端，因此也被称为正反激变换器。然而，现有的正反激变换器也存在一些问题，文献[15]研究了一种并联组合的正反激变换器，它采用了单管二次侧双绕组结构，在正激和反激期间均有能量传输至负载，但输出电流为正激电流和反激电流的叠加，导致输出端的电流纹波增加。文献[16]中提出了一种附加LC的正反激组合变换器，能有效降低输出电流脉动和纹波电压，但需要额外添加第三绕组，增加了变压器的体积和绕制工艺的复杂性。文献[17-18]研究了一种带有四个二极管的正反激变换器，它可以在不增加附加绕组的情况下将励磁能量传输到输出端，但增加了二极管的导通损耗和变换器成本。此外，该变换器的输出电感仅能工作在断续导通模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM），限制了大功率传输的能力。为了进一步简化结构，文献[19]研究了二次侧附加LCD的正激变换器，然而其附加电感和正激电感不能同时工作于连续电流模式（Continuous Conduction Mode, CCM），这对于变换器的大功率传输造成了一定的影响。
上述分析可见，现有磁复位正激变换器存在电路结构复杂、功能单一及励磁能量利用率低等问题。因此，本文研究了一种二次侧附加电容磁复位正激变换器，相较于上述正激变换器，以及常见的全桥或LLC谐振变换器[20-22]，该变换器结构更为简单，仅需要一个电容即可实现磁复位并将励磁能量传输至负载端。此外，它还能实现多个电气性能的提升，能有效提高变换器的性能及效率，具有更好的应用前景。然而，目前尚未见有关附加电容对电气性能影响及其设计方法的研究报道。
为此，本文将对二次侧附加电容磁复位正激变换器的能量传输过程和电气性能展开深入研究，以明确附加电容与变换器电气性能之间的关系，并提出关键元器件参数的设计方法。这一研究对于正激变换拓扑的研制及推广应用具有重要的理论指导意义。
本文研究二次侧附加电容磁复位正激变换器如图1所示，其中W1、W2分别为变压器T的一次、二次绕组，n为变压器匝比，Lm为变压器一次侧的等效励磁电感；Q为功率开关管，L为正激电感，Cb为附加电容，VD1为整流二极管，VD2为续流二极管，RL为负载电阻各元件的电压、电流参考方向如图1所示。
图1 二次侧附加电容磁复位正激变换器
Fig.1 Secondary-side capacitormagnetic reset forward converter
该变换器的基本工作原理如下：当开关管Q导通时，变压器一次绕组W1两端电压为输入电压Uin，若附加电容Cb在开关管关断期间尚未释放完储存的能量，即Cb两端存在左负右正的电压极性，此时，二极管VD1、VD2截止，耦合到二次侧的正激能量和存储在附加电容Cb中的励磁能量共同通过Cb和L向负载传输。当附加电容电压降为零后，二极管VD1导通，正激能量经VD1和L传输给负载。
当开关管Q关断时，二极管VD2导通，为正激电感L提供续流回路。同时，耦合到二次绕组W2的励磁电流经VD2给附加电容Cb充电，将励磁能量转移到Cb中并在开关管导通期间传输到负载。
通常，在开关变换器中电感的工作模式一般可分为连续导通模式（CCM）和断续导通模式（DCM）。因此，根据励磁电感Lm和正激电感L的组合，可以得到四种不同的组合工作模式。当Lm和L工作于DCM时，有时可分别用Lm-DCM和L-DCM表示。同理，当Lm和L工作于CCM时，有时可分别用Lm-CCM和L-CCM表示。
为了确保变压器能够可靠地进行磁复位，并为续流二极管实现零电流关断（Zero Current Switching, ZCS）和开关管实现低电压导通提供条件，选择Lm-DCM。为了实现大功率传输并防止输出能量倒灌以及减小输出纹波电压，选择L-CCM。为了便于分析其工作原理，作如下假设：①所有功率器件、电感及电容均为理想器件，不考虑其寄生参数的影响；②输出纹波电压与输出电压相比可忽略不计。
当L-CCM且Lm-DCM时，变换器在稳态下，一个开关周期可分为四种不同的工作模态，各模态的主要工作波形如图2所示。
图2 变换器的主要工作波形
Fig.2 The main working waveforms of the converter
模态一[t0, t1)：在t0时刻，开关管Q导通，若附加电容Cb尚未释放完储存的能量，即其两端存在左负右正的电压极性，则二极管VD1和VD2承受反向电压截止。二次绕组W2与电容Cb经过L向负载传输正激能量和储存在Cb中的励磁能量，电容Cb电压开始曲线下降，此过程中电流iCb与电流iL相等，并开始曲线增加。当电容Cb两端电压下降到零时，二极管VD1自然导通，此阶段结束。
模态二[t1, t2)：在t1时刻，Cb两端电压下降到零并保持不变。此后正激能量通过W2、VD1和L传输到负载端，电感电流iL开始线性上升，斜率为(Uin/n-Uo)/L，直至开关管关断，iL达到最大值。
模态三[t2, t3)：在t2时刻，开关管Q关断。此后，二极管VD2导通，VD1截止。电感L通过二极管VD2续流，其电流iL开始线性下降，斜率为-Uo/L。同时耦合到二次侧的励磁电流通过VD2给电容Cb充电，励磁电感两端的电压极性为上负下正，其电流从最大值开始下降，当电流降为零时，附加电容电压达到最大值，此过程就是利用附加电容实现变换器磁复位的过程。值得注意的是，为了可靠地实现磁复位，需要对电容参数进行合理的选择，以确保在开关关断期间，附加电容电压反映到一次侧励磁电感的伏秒值与开关导通期间励磁电感的伏秒值相等。
模态四[t3, t4)：在t3时刻，励磁电流降为零。此后，二极管VD2维持导通，正激电感L继续通过VD2续流为负载供能，附加电容Cb开始通过L、RL和W2回路放电向负载转移能量，其放电电流iCb从零开始缓慢上升。此过程中续流二极管电流iVD2=iL-iCb，由于iL在线性下降，iCb在缓慢上升，当iCb=iL时，即二极管VD2实现零电流关断，此阶段结束。
模态五[t4, t5]：在t4时刻，二极管VD2零电流关断，此后电容Cb将通过L、RL和W2构成的回路继续放电，其电压uCb继续下降，该过程将一直持续到下一个开关周期来临。
特别说明的是，若负载电流较大，则不存在模态五，即正激电感将一直通过二极管VD2续流。
从以上分析可知，所研究的二次侧附加电容磁复位正激变换器结构简单，且附加电容不仅能将励磁能量传输到负载，还可改善多个电气性能。
开关管的电压应力是指在开关管关断期间所承受的最高电压，决定电压应力的因素较多，但本文主要讨论附加电容的影响。
当励磁电感工作于CCM时，开关管导通期间，励磁电流从最小值ILm,min以Uin/Lm斜率线性上升至最大值，则励磁电流最大值ILm,max为
（1）
式中，d为占空比；T为开关周期。
开关管关断期间，耦合到二次绕组W2的励磁能量经VD2向电容Cb转移，其等效电路如图3所示。
图3 附加电容Cb充电等效电路
Fig.3 Equivalent circuit with additional capacitance Cb being charged
根据图3可得
（2）
式中，LW2=Lm/n2为变压器二次绕组的等效电感。开关管关断瞬间，Cb的充电电流初始值为nILm,max，其电压从零开始增加。若将开关管关断瞬间定为零时刻，则其初始条件为
，
，求解式（2）可得电容Cb的电压
为
（3）
由式（3）可得，附加电容Cb充电电流iCb为
（4）
Lm-CCM时，其电流在开关管导通瞬间下降到最小值，由式（4）可知励磁电流最小值ILm,min为
（5）
联立式（1）和式（5）可求得励磁电流的最大值ILm,max和最小值ILm,min分别为
（6）
其中，
。
考虑式（6）可得，在开关管导通期间，变压器储存的励磁能量E1为
（7）
开关管关断期间，Cb电压从零上升到最大值UCb,max。因此，此过程中电容Cb储存的能量E2为
（8）
不考虑能量损耗的情况下，产生的励磁能量E1等于Cb储存的能量E2。联立式（7）和式（8）可得Cb上的最大电压UCb,max为
（9）
开关管关断期间，其电压应力Uds=Uin+nUCb,max，则由式（9）可得CCM时的开关管电压应力为
（10）
当励磁电感Lm工作于DCM时，在开关管导通期间，励磁电流从零开始以斜率Uin/Lm线性上升至最大值
，则励磁电流最大值为
（11）
考虑式（11）可得，在开关管导通期间，变压器储存的励磁能量
为
（12）
同理，根据
。联立式（12）和式（8）可得电容Cb的最大电压
为
（13）
当励磁电流降至零时，电容Cb上的电压达到最大值
，则考虑式（13）可得DCM时的开关管电压应力为
（14）
综上所述，从式（10）和式（14）可知，在其他参数保持不变的情况下，开关管电压应力随着附加电容Cb的增大而降低。
在负载不太大时，二次侧附加电容还能改善变换器电气性能，主要包括续流二极管的零电流关断和开关管的低电压导通性能，下面将对此进行分析。
二次侧附加电容磁复位正激变换器实现续流二极管零电流关断的主要波形如图2所示。从图2可以看出，在t4时刻，续流二极管VD2实现了零电流关断，现将原理分析如下。
在开关管关断后，耦合到二次侧的励磁电流给附加电容Cb充电。在t3时刻，励磁电流降为零，电容电压uCb达到最大值。此后，电容Cb开始释放储能，其电流iCb从零开始曲线增加。在此过程中，续流二极管VD2维持导通，其电流iVD2=iL-iCb，放电回路示意图如图4a所示。若负载不大，即正激电感电流不太大时，存在附加电容放电电流等于正激电感电流的情况，即图2中的t4时刻。此时，续流二极管VD2的电流降为零，实现了零电流关断，从而避免了反向恢复问题，减少了损耗，提高了电源效率和系统可靠性。因此，为实现二极管的ZCS，需要满足以下两个条件：一是需要励磁电感工作于DCM；二是附加电容的放电电流需要上升至与正激电感的续流电流相等，这将使得负载不能过重。
图4 开关管关断期间Cb放电等效电路
Fig.4 Equivalent circuit for Cb discharge during the switch-off period
所谓低电压导通是指在导通瞬间的开关管电压小于Uin的情况。因此，从图2可以看出在导通瞬间（t5时刻），开关管实现了低电压导通，现将原理分析如下。
在续流二极管VD2的电流降为零后，电容Cb通过正激电感L和二次侧电感LW2继续向负载传输能量，其等效电路如图4b所示。在此过程中，若存在附加电容电压VCb＜Uo的情况，由KVL可知二次绕组W2上存在一个极性为上正下负、大小为(Uo-uCb)LW2/(L+LW2)的电压，则开关管两端的电压uds=Uin-n(Uo-uCb)LW2/(L+LW2)，该电压小于输入电压Uin，此时若开关管导通，即可实现低电压导通。结合图4b可知，在其他参数不变的情况下，电容Cb的放电速度取决于Cb和L的取值，当二者的取值越小时，Cb放电速度越快，使得uCb(t5)比Uo更小，进而增加了二次绕组W2上的电压，从而提升了开关管的低压导通性能。
上述分析可见，当Lm工作于DCM，且正激电感电流不太大时，可实现续流二极管的零电流关断，若还能使附加电容电压uCb小于输出电压Uo，即可实现开关管的低电压导通，有助于提高变换器效率。但由于正激电感电流不能太大，因此，只有在负载不太大时才具备上述性能特点。
通过前文分析可知，在开关管关断期间，存在附加电容放电电流等于正激电感电流的情况，此时能实现续流二极管VD2的零电流关断，并为开关管的低电压导通创造条件。因此，本节以续流二极管在开关管导通瞬间是否零电流关断作为临界状态，推导正激电感L的取值。
在开关管导通期间，由于电容Cb的放电时间非常短，相对于开关管导通的时间dT可忽略不计。因此，正激电感L两端的电压可近似为Uin/n-Uo，其电流iL线性上升。而在开关管关断期间，正激电感L的两端电压为-Uo，其电流iL从最大值IL,max线性下降至最小值IL,min。因此，可得二者之间的关系为
（15）
一个周期内，根据输出电容的安秒平衡可知电感的平均电流IL等于输出平均电流Io，即
（16）
联立式（15）和式（16）可得
（17）
在开关管关断期间，正激电感L通过二极管VD2续流向负载提供能量。当耦合到变压器二次侧的励磁电流降为零后，附加电容Cb开始通过L、RL和W2向负载释放储能。由于VD2处于导通状态，因此可将电路等效为两个二端口网络（见图5）。关断期间Cb放电等效电路图5中左侧由Cb、VD2和W2组成的电路为A网络，右侧由L、RL和VD2组成的电路为B网络。
图5 关断期间Cb放电等效电路
Fig.5 Equivalent circuit for Cb discharge during the switch-off period
根据图5中左侧网络A的电压及电流参考方向，由KVL可得
（18）
若将励磁电流下降到零瞬间定为零时刻，由式（13）可知，初始条件为
，
，则求解式（18）可得电容上的电压uCb为
（19）
由式（19）可得，电容Cb的放电电流iCb为
（20）
开关管关断期间，耦合到二次侧给附加电容Cb充电的电流从nILm,max逐渐下降到0，由式（4）可知，励磁电流从最大值下降到零的时间ts为
（21）
考虑式（20）和式（21）可得，在开关管导通瞬间，附加电容Cb的放电电流ICb,ton为
（22）
在开关导通瞬间，若二极管VD2刚好零电流关断，则有IL,min=ICb,ton，联立式（17）和式（22）可求得
（23）
因此，在不同的输入和负载范围内，正激电感L的取值应满足式（23）。
励磁电感的工作模式、开关管的电压应力和开关管低电压导通等都受电容Cb的影响，因此应对电容Cb参数进行合理设计，以提高变换器的电气性能。
根据式（21）可知，在开关管关断期间，励磁电流下降到零所需的时间为ts。要使励磁电感工作于DCM，则有ts＜(1-d)T，可求得Cb的取值应满足
（24）
开关管的电压应力可通过附加电容Cb进行调节，若电压应力过高，则会导致开关选型困难，并对变换器的可靠稳定运行产生影响，因此，需对其电压应力进行限制。当Lm-DCM时，开关管的电压应力为Uds-DCM，为限制其应力的大小，要求Uds-DCM＜2Uin，则通过式（14）可求得Cb的取值应满足
（25）
此外，在开关管关断期间，励磁电流断续后，附加电容Cb开始通过L、RL和W2向负载转移储能，由式（19）可得电容Cb在开关管导通瞬间的两端电压UCb,ton为
（26）
当变换器负载不太重时，要实现开关管的低电压导通，要求UCb,ton＜Uo，可求得Cb的取值应满足
（27）
综上所述，为使开关管电压应力尽可能低，并在负载不太大时实现开关管低电压导通，电容Cb的取值应满足式（24）、式（25）和式（27）。
为了验证理论分析的正确性和所提出设计方法的可行性，设计并制作实验样机，样机的主要电气参数见表1。
表1 样机主要电气参数
Tab.1 Main electrical parameters of the prototype
参数数值 输入电压Uin/V300 开关频率f/kHz100 输出电压Uo/V48 输出电流Io/A≤10 励磁电感Lm/mH1.04 变压器匝比n27:16=1.68
将上述有关参数代入式（24）、式（25）和式（27），可得附加电容12 nF＜Cb＜51 nF，为了提升低电压导通性能，确定附加电容Cb的取值为20 nF。将上述有关参数代入式（23），可得正激电感L的取值应满足64 µH＜L＜350 µH，本设计选取正激电感L的取值为120 µH。为对所研制样机进行实验研究，搭建了图6所示的实验测试平台。
图6 实验测试平台
Fig.6 Experimental test platform
为了验证开关管电压应力与附加电容Cb之间的关系，在输出电流Io分别为1.5、2、2.5、3、3.5、4、4.5 A和5 A时，将Cb的值从10 nF变化到40 nF，测量了在这些条件下开关管的漏源电压Uds，对应结果如图7所示。
从图7可以看出，开关管上的电压应力可通过附加电容Cb进行调节，无论是轻载还是重载，其都随着Cb的增加而降低。但随着负载的加重，电压应力会略有提高，因为重载时储存的励磁能量更多。此外，由于励磁电感电流相对较小，随着电容取值的增大，其降低开关管电压应力的效果会逐渐减弱。因此，电容取值并不是越大越好，此结果验证了理论分析的正确性。
图7 不同负载条件下开关管电压应力随Cb的变化关系
Fig.7 The relation of voltage stress on the switch with Cb under different load conditions
为了验证续流二极管的ZCS和开关管的低电压导通，在其他参数不变的情况下，通过调整负载电阻，得到的实验结果见表2。
表2 不同负载条件下功率器件的电气性能
Tab.2 Electrical performance of power devices under different load conditions
Io=0.5 AIo=1.5 AIo=2 AIo=2.3 AIo=2.5 A 二极管ZCS能能能能否 开关低电压导通能能能否否
从表2可以看出，当输出电流小于等于2 A时，变换器可实现二极管的ZCS和开关管的低电压导通。但当输出电流大于2 A后，随着输出电流的增加，二极管的ZCS虽然仍可实现，但由于开关导通时的电容电压高于输出电压，而不能实现开关管的低电压导通。当输出电流继续增加到超过2.5 A后，变换器将不再具备二极管ZCS和开关管低电压导通性能。此实验结果表明：只有在轻负载时，才能实现二极管的ZCS和开关管的低电压导通。图8展示了在输出电流Io=1.5 A时，续流二极管、开关管和电感电流的工作波形。
图8 Io=1.5 A时Vds、iVD2和iL的波形
Fig.8 The waveforms of Vds, iVD2 and iL when Io=1.5 A
从图8中开关管的电压波形可以看出，在开关管导通瞬间，其两端的电压Uds,ton=230 V，低于输入电压300 V，实现了低电压导通。此外，从续流二极管和正激电感的电流波形可知，在开关关断过程中，续流二极管VD2实现了零电流关断，而正激电感仍工作于CCM。这个实验结果进一步证实了理论分析的正确性。
针对目前正激变换器存在的问题，对一种二次侧附加电容磁复位正激变换器进行了研究，并得出如下结论：
1）二次侧附加电容磁复位正激变换器不仅电路结构简单，且利用单个电容既可以实现变压器磁复位，又可将励磁能量传输至输出端，提高了能量传输效率，也能提升电气性能。
2）二次侧附加电容磁复位正激变换器存在四种组合工作模式，其中Lm-DCM和L-CCM组合可提升多个电气性能，为最佳工作模式。
3）在轻载时，续流二极管可实现零电流关断，开关管能实现低电压导通，避免了二极管反向恢复问题且降低了开关管的导通损耗，提高了变换器效率和系统可靠性。
4）通过改变二次侧附加电容Cb可调节变换器的开关管电压应力，且随着Cb的增加，开关管的电压应力降低，因此，通过合理选择Cb，可使开关管电压应力尽可能地低，有利于开关管的选择。
5）提出一种确保变换器工作于最佳组合模式的正激电感和附加电容参数设计方法，可充分发挥变换器的性能优势。
通过本文的研究可看出，二次侧附加电容磁复位正激变换器具有广阔的推广应用前景。
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Abstract Aiming at the problem that the unidirectional magnetization of the single-switch forward conversion topology will lead to the saturation of the transformer, a variety of magnetic reset measures have been proposed. These measures can be broadly categorized as primary side magnetic reset and secondary side magnetic reset. The primary side magnetic reset can only consume the excitation energy on the resistance or feed back to the input side, so that the excitation energy can not be fully utilized,therefore, it is not beneficial to improving the energy transmission efficiency of the converter.The secondary side magnetic reset can transfer the excitation energy to the load during the switch-off period. However, the dual-winding structure on the secondary side increases the volume of the transformer and complicates the winding process. Additionally, the secondary side of the transformer with additional LCD (representing inductor, capacitor, and diode, respectively) different combinations of the structure of the converter, although it has a certain performance advantage, but it also increases the complexity of the circuit, so that its application has been limited to some extent. In contrast, the secondary-side additional-capacitor magnetically reset forward converter has a simple structure, requiring only one capacitor to achieve magnetic reset and transfer excitation energy to the load. Moreover, it facilitates enhancements in multiple electrical performances, effectively improving the performance and efficiency of the converter. This simplicity and performance enhances the application prospects. However, currently, there has been no research report addressing the impact of the additional capacitor on electrical performance and its associated parameter design methods. Therefore, this paper conducts a thorough analysis of the influence of the additional capacitor Cb on the energy transfer process and electrical performance of the converter. Additionally, a parameter design method is proposed to fully exploit the electrical performance advantages of the converter.
There are four combinations of operating modes for the secondary additional capacitance magnetic reset forward converter, among which the optimal mode is when the excitation inductor Lm operates in discontinuous current mode (DCM), and the forward inductor L operates in continuous current mode (CCM). When the converter operates in this mode, it achieves zero-current turn-off for the freewheeling diode and low-voltage turn-on of the switch under light load conditions. This prevents issues associated with diode reverse recovery and reduces the conduction losses of the switch, thereby enhancing the efficiency and system reliability of the converter.
Analyzing the relationship between the additional capacitor and the voltage stress on the switch under the operation of the excitation inductor in CCM and DCM, respectively. Based on the principle of energy conservation (i.e., the excitation energy generated by the transformer equals the energy stored in the additional capacitor within one cycle), an expression for the relationship between the additional capacitor Cb and the voltage stress on the switch was derived. It was concluded that the voltage stress on the switch can be adjusted through the additional capacitor Cb, and as Cb increases, the voltage stress on the switch decreases.
Through a thorough analysis of the zero current switching (ZCS) characteristics of the freewheeling diode and the low-voltage turn-on of the switch, it was pointed out that achieving ZCS for the diode requires the excitation inductor to operate in DCM, and the discharge current of the additional capacitor needs to rise to equal the freewheeling current of the forward inductor. Achieving low-voltage turn-on of the switch requires ZCS for the diode and the voltage across the additional capacitor VCb to be less than the output voltage Vo. However, these conditions necessitate that the current in the forward inductor not be too large, implying that these performance characteristics are only viable under light load conditions.
Combining the conditions for achieving ZCS for the diode and low-voltage turn-on of the switch, a design approach for the additional capacitor and the forward inductor was proposed. This method ensures that the converter operates in the optimal combination mode and fully leverages the electrical performance advantages of the converter. Experimental results validated the correctness of the theoretical analysis and the feasibility of the proposed design method. The research in this paper indicates that the secondary-side additional-capacitor magnetically reset forward converter holds broad prospects for widespread application.
keywords：Forward converter, magnetic reset, low-voltage turn-on, zero current switching
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.231445
国家自然科学基金资助项目（51777167, 51604217）。
收稿日期 2023-08-31
改稿日期 2023-10-07
刘树林 男，1964年生，博士，教授，博士生导师，研究方向为开关变换器的分析与设计及本质安全电路等。
E-mail：lsigma@163.com（通信作者）
庹汉宇 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为开关变换器的分析与设计及本质安全电路。
E-mail：814064606@qq.com
（编辑 郭丽军）