图1 消磁系统框图
Fig.1 Block diagram of degaussing power system
摘要 随着大型舰船的不断发展，舰船用消磁系统的消磁电源功率等级不断增加，现有的静止式消磁电源存在损耗大、功率等级较低、泄能成本高等问题亟待解决。针对目前混合储能系统的研究，该文首先提出一种能量回馈型脉冲电流消磁电源，其由锂电池供能的多相交错Buck变换器、超级电容储能的全桥模块串联构成，输出侧经晶闸管换向电路连接，从而可以得到极性可调的脉冲电流序列，利用级联全桥的形式，有效地降低了开关器件的电压应力与脉冲电流上升阶段的大功率供能问题，该结构可以替代泄能回路，大大降低消磁电源成本；然后该文详细给出了能量回馈型脉冲电流消磁电源的原理分析，以及在单路消磁电源能量链与多路消磁电源能量链并联的情况下的相应控制策略；最后对该拓扑结构进行了仿真测试，仿真结果证明了拓扑结构与控制策略的可行性。
关键词：消磁电源 超级电容 级联全桥
近年来，随着我国大型军用舰船的不断研发，对舰船的消磁系统需求也逐步提升。地球磁场可以将舰船磁化产生感应磁场，使舰船非常容易受到敌方的磁性探测，从而对舰船造成严重威胁。因此，需要利用消磁系统产生与舰船磁场反向的磁场，以此来抵消舰船的感应磁场[1]，可见舰船消磁系统是舰船极为关键的防护手段。
船舰消磁系统通常包含以下几个设备：消磁控制设备、消磁电源及消磁绕组。消磁控制设备根据舰船状态向消磁电源提供实时控制信号，消磁电源产生相应脉冲电流至消磁绕组，消磁绕组为舰船提供反向的消磁磁场[2-3]。其中，消磁电源为整个系统中的最重要的组成部分。目前，实际投入使用的消磁电源主要包含旋转式消磁电源与静止式消磁电源[4]。旋转式消磁电源为传统的消磁电源类型，由于其存在体积大、精度低、噪声大、动态性能差等缺点，已经不能满足目前大型舰船的需求。静止式消磁电源是目前的主流消磁电源。第一代静止式消磁电源采用可控硅开关器件，其通过控制工频正弦波的导通角来调节输出电压，但这将会给电网带来严重的谐波污染。随着开关电源技术的飞速进步，静止式消磁电源逐步发展为脉宽调制（Pulse Width Modulation, PWM）消磁电源。然而，上一代中存在的问题在第二代静止式消磁电源中仍然存在。由于舰船消磁系统的传输功率较高，其开关管发热损耗会随着开关频率的提高而急剧增加，并且较高的瞬时功率需求也对储能元件提出了更高的要求。
目前的储能元件主要包含能量型储能元件及功率型储能元件两类，其有各自的应用场景与功能[5-8]。对于能量型储能元件，其能量密度大，但功率密度小、响应速度慢；对于功率型储能元件，其功率密度大，但其能量密度远低于能量型储能元件。可见，二者结合的混合储能系统互补性强，应用前景较好[9-13]。在国内外对混合储能的结构研究中，级联全桥结构具有显著的优点[14-16]：由于其模块化的结构，可以通过调整模块的投切便可实现储能系统的调整；级联的结构也大大降低了开关器件的电压等级需求；同时，其具有较优故障容错能力，并可以设置冗余模块。
此外，由于消磁电源采用逐级递减、正负交错的脉冲电流施加在脉冲绕组上，在每次电流脉冲的下降沿需要利用泄能回路对消磁绕组的能量进行释放。对于功率较大的消磁系统而言，电流脉冲下降阶段释放的能量巨大，这给整个系统的散热、体积与成本等设计都带来了巨大的挑战。
在现有混合储能系统的研究中，再生能量的回收也是较为重要的一环。例如，应用在城轨列车内的混合储能系统[17-19]，其针对制动及减速时产生的再生能量，一般采用依靠电阻消耗[20]、利用逆变器传递回电网[21]、通过内部储能元件进行回收[22]三种方式。依靠电阻消耗的方式由于能量浪费严重、环境温度升高等一系列缺陷，目前逐渐被淘汰；利用逆变器传递回电网的方式，由于回馈电能谐波含量较多，对电网影响较大，而不利于安全稳定运行。相较于前两种方式，通过内部储能元件进行回收可以维持直流网侧稳定，并且将制动产生的能量吸收以释放至启动或加速之时，也实现了能量的高效利用。目前，我国已有多个城市的地铁线路采用通过内部储能元件进行回收的方式，如北京交通大学研发出了我国第一套MW级的地面储能系统[23]，已在北京、广州等地的地铁中投入使用，运行效果良好。由此可见，在采取混合储能结构下，可以利用超级电容设计能量回收的相应控制方法，既能实现泄能的功能，又能提高能量利用率。
结合上述分析，针对目前混合储能系统的研究，为解决现有的静止式消磁电源存在的问题，本文提出了一种能量回馈型脉冲电流消磁电源。其拓扑结构由锂电池供能的多相交错Buck变换器、超级电容储能的全桥模块串联构成，输出侧经晶闸管换向电路连接，从而可以得到极性可调的脉冲电流序列。该拓扑结构通过Buck变换器多相交错的结构，降低了所需开关频率；同时，采取级联全桥的形式，有效地降低了开关器件的电压应力与脉冲电流上升阶段的大功率供能问题；进一步地，利用超级电容全桥模块取代了泄能回路，大大降低了相应器件与散热成本。本文介绍了能量回馈型脉冲电流消磁电源的拓扑结构与工作原理；同时提出了单电源下与多路负载下的相应控制方法。利用Matlab/Simulink软件，建立了单电源仿真模型与三路负载并联下的仿真模型，仿真结果验证了所提出的能量回馈型脉冲电流消磁电源拓扑与控制方法的正确性。
消磁系统框图如图1所示。该系统包含了多路消磁电源能量链，由于各能量链中的消磁线圈间存在耦合，控制中较难彻底消除耦合的影响，因此在这套消磁系统中，将每条能量链的前级消磁电源相并联，随后连接并联的消磁线圈。这样可以最大程度地降低消磁线圈耦合所带来的影响。但并联电源会产生均流上的问题，这将会在后面的控制部分给出详细分析。
图1 消磁系统框图
Fig.1 Block diagram of degaussing power system
为了利用消磁系统产生的磁场抵消舰船的感应磁场，消磁电源需要产生逐级递减、正负交错的脉冲电流，其脉冲电流波形如图2所示。对脉冲电流波形的需求包含：①脉冲电流最大值数kA，且需连续可调；②脉冲电流正负交错，且依次衰减；③脉冲电流上升与下降时间为s级；④脉冲间隔可调，脉冲宽度可调。
图2 消磁电源脉冲电流波形
Fig.2 The pulse current waveforms of deguassing power supply
为满足1.1节中对消磁系统的需求，本文提出了一种能量回馈型脉冲电流消磁电源的拓扑结构，如图3所示。该结构包含由锂电池储能的多相交错Buck变换器，由超级电容储能的全桥模块阀组。这两部分串联后与输入电容Cin并联接入直流母线，并与输出滤波电容Co并联后连接至晶闸管换向电路。由晶闸管换向电路引出消磁电源的端口，并接入消磁绕组两端。
图3 能量回馈型脉冲电流消磁电源拓扑典型结构
Fig.3 Typical topology of the energy feedback pulse current degaussing power supply
在一个电流脉冲周期内，由于脉冲电流上升阶段需要的瞬时功率大，而脉冲电流平台阶段需要长时间的功率输送。因此，在脉冲电流上升阶段需要利用超级电容提供较大的瞬时功率，而在脉冲电流平台阶段需要利用锂电池进行功率支撑。同时，在脉冲电流下降阶段，通过旁路锂电池，反向投入超级电容，则可以使消磁线圈上的能量快速释放，同时这一部分能量也可以为超级电容充能。
此外，在每个周期间隔内，需要利用输入直流母线，同时控制相应开关来实现储能元件的独立充电。为构造相应回路，额外连接了两组晶闸管S1与S2进行辅助充电。
参照1.1节中所述对脉冲电流的需求，考虑消磁线圈的参数、锂电池与超级电容电压等级、开关器件电压等级等因素，拓扑结构的设计选取了由锂电池储能的三相交错Buck变换器与两组超级电容全桥模块，如图4所示。
图5以一个正向脉冲电流周期为例，给出了能量回馈型脉冲电流消磁电源的消磁线圈电流与输出端电压波形。
由图5中可以看出，整个脉冲电流输出过程共包含以下四个阶段。
1）阶段一（0～t1时刻）：此时锂电池和超级电容均投入运行。两组全桥模块按照恒定的调制比运行。通过控制Buck变换器的输出电压来控制负载电流平稳上升。
图4 实际选用的消磁电源拓扑结构
Fig.4 Topology of the degaussing power supply actually
图5 消磁线圈电流与输出端电压波形
Fig.5 The waveforms of the current of deguassing coil and output terimal voltage
2）阶段二（t1～t2时刻）：此时锂电池和超级电容均投入运行，且全桥模块的调制比逐渐降为0。
3）阶段三（t2～t3时刻）：此时全桥模块已经完全切出，仅由Buck变换器为负载电感供能，通过控制Buck变换器输出电压来维持负载电流恒定。
4）阶段四（t3～t4时刻）：完全关断Buck变换器开关，并反向投入两组全桥模块，消磁线圈中的能量在此阶段泄能并回收至超级电容。当消磁线圈电流下降为0后，打开全桥模块的开关管Suc14和Suc24，利用Buck变换器电感L1～L3与输出电容Co谐振至电感电流降为0，输出电容Co电压达到正向（上正下负）最大值，随后进入脉冲电流间隔期。
对于消磁系统中消磁电源的控制，包含了单路消磁电源能量链的控制策略，以及多路消磁电源能量链并联情况下的控制策略，下面将依次对其进行分析。
单路消磁电源能量链的整体控制框图如图6所示，包含电流外环控制、电压外环控制、占空比前馈、超级电容均压控制与三相均流控制。图6中，m为全桥模块给定的调制比，D*为Buck变换器占空比的前馈计算值；Io_ref为脉冲电流给定值，io为消磁线圈电流；Vo_ref为输出端电压给定值，vo为输出端电压；uC1与uC2分别为全桥模块1与全桥模块2的超级电容电压，uCave为超级电容电压平均值，m1与m2分别为全桥模块1与全桥模块2的调制比；iL1、iL2与iL3为三相交错Buck变换器的三组电感电流，iLave为电感电流平均值，D1、D2与D3为三相交错Buck变换器的三组开关管SL1、SL2与SL3的占空比。
图6 单路消磁电源能量链的整体控制框图
Fig.6 Whole control block diagram of the single degaussing power supply energy chain
由于所需的脉冲电流幅值高且电流上升与下降时间短，为了使其快速跟踪给定值，采用带占空比前馈的电流电压环控制策略。首先对占空比前馈控制进行分析，为了满足在一个周期内，超级电容能量释放和回收平衡，需要在脉冲电流上升阶段由锂电池补充整个阶段内的能量损耗，记能量损耗为Eloss。因此，在脉冲电流上升阶段，全桥模块调制比m可以按照式（1）所示范围内进行取值。
（1）
式中，Vuc0为超级电容的初始电压；
为锂电池的初始电压；L为消磁线圈电感；RL为消磁线圈电阻；Cuc为超级电容；Ruc为超级电容等效内阻。
在脉冲电流平台阶段，全桥模块调制比m=0，超级电容从主电路中切出；在脉冲电流下降阶段，全桥模块调制比m=−1，超级电容反向投入电路。
利用给定调制比m与脉冲电流给定值Io_ref，可以计算得到当前脉冲周期内，输出端电压给定值Vo_ref与Buck变换器的占空比前馈计算值D*分别为
（2）
（3）
电流外环控制器中，脉冲电流给定值Io_ref与消磁线圈电流io经过PI控制器后得到Buck变换器占空比给定值的修正值。为了避免脉冲电流上升阶段与脉冲电流平台阶段过渡期间，输出端电压跳变，引起输出电容与消磁电感电流振荡，脉冲电流给定值波形设计为一阶导数连续的分段函数。在上升初期采用线性给定，保证在1 s内能够达到额定电流。接近额定电流时，切换为三角函数，保证消磁线圈电感两端电压连续，函数表达式为
（4）
此外，为了防止在消磁线圈电流上升过程中输出过电压，额外增加了电压外环控制，输出端电压给定值Vo_ref与输出端电压vo经P控制器后得到Buck变换器占空比给定值的部分修正值。这两个控制环的修正值与前馈计算值D*叠加，得到最终的占空比信号D。
由于Buck变换器采用了多相交错的形式，因此在电压电流环输出得到的占空比信号D后应添加三相均流控制器。通过采集当前相电感电流iLk（k=1, 2, 3），计算iLk与三相电感电流平均值iLave的偏差进入P控制器。将在第k相得到的均流信号叠加到占空比信号D上，得到每相对应的占空比信号Dk。
考虑到电路中参数不平衡导致超级电容电压不均的问题，在控制策略中添加了超级电容均压控制器。通过采集第n个（n=1,2）超级电容电压uCn，计算uCn与超级电容电压平均值uCave的偏差输入P控制器。将得到的第n个均压信号叠加在调制比信号m上，得到每相对应的占空比信号mn。该控制器仅在全桥模块投入运行电流上升阶段和电流下降阶段内启动。
为消除多路消磁线圈间耦合的影响，本文的消磁系统中将每条能量链的前级消磁电源相并联，随后连接并联的消磁线圈。
然而，尽管消磁线圈全部并联连接，在脉冲电流上升和下降阶段，由于全桥模块为开环控制，各消磁电源之间的超级电容电压不均会导致消磁电源输出电流的不均，以及在能量回收阶段消磁线圈电流流入各消磁电源的不均。因此，需要在这两个阶段添加均流控制器。
多路消磁电源能量链并联的整体控制框图如图7所示。其中，ioave为各能量链消磁电源输出的平均电流，ioj（j=1, 2, 3）为第j个消磁电源输出的脉冲电流，∆mj为第j个消磁电源全桥模块调制比的修正量，mnj为第j个消磁电源中第n个全桥模块的调制比，Dkj为第j个消磁电源中第k个开关管占空比。计算ioj与输出电流平均值ioave的偏差进入PI控制器，从而得到第j个消磁电源全桥模块调制比的修正量∆mj。
图7 多路消磁电源能量链并联的整体控制框图
Fig.7 Whole control diagram of the multi-channel degaussing power supply energy chain in parallel
为了验证第1节和第2.1节中对能量回馈型脉冲电流消磁电源拓扑结构的原理与控制策略的分析，本节构造了单电源模型与多电源并联模型的仿真。单电源模型仿真参数见表1，多电源并联模型的差异参数见表2，其中未标注的多电源并联模型参数选取与单电源仿真相同。为了验证2.2节中均压与均流的控制策略，对电源内部以及多电源间的超级电容参数进行了差异化处理。在单电源与多电源并联的仿真中，均只仿真脉冲电流序列的首脉冲波形。
表1 单电源模型仿真参数
Tab.1 Parameters of single degaussing power supply
参数数值 开关频率fs/kHz2 锂电池电压VLi/V1 100 超级电容容值Cuc/F24 超级电容1电压760 超级电容2电压740 Buck变换器电感L/mH2 输出滤波电容Co/mF5 负载电感Lload(pu)1 负载电阻Rload(pu)1 全桥模块调制比m0.72
表2 多电源并联模型仿真参数
Tab.2 The parameters of the multi-channel degaussing power supply in parallel
参数数值 电源1超级电容容值25.2 电源2超级电容容值24 电源3超级电容容值22.8 电源1超级电容电压700 电源2超级电容电压750 电源3超级电容电压800 等效负载电感Lload(pu)0.333 等效负载电阻Rload(pu)0.333
如图8所示为单电源的输出端电压波形，输出端电压最大值为2 050 V。按照本文中的控制策略，在0～1 s内由锂电池和超级电容共同供电，输出较高功率；在1～2 s内，仅由锂电池供电；在2～4 s内，反向投入超级电容吸收消磁线圈能量；在4 s 时，利用Buck变换器电感与输出电容谐振，实现输出电容的电压反向。
图8 输出端电压仿真波形
Fig.8 Simulation waveforms of the output terminal voltage
消磁线圈电流仿真波形如图9所示。超级电容电压仿真波形如图10所示，根据本文中单路消磁电源能量链控制策略，超级电容在一个周期内便实现了电压的均衡。Buck变换器电感电流波形如图11所示，三相电感电流均实现了均衡。
图9 消磁线圈电流仿真波形
Fig.9 Simulation waveform of the deguassing coil current
图10 超级电容电压仿真波形
Fig.10 Simulation waveforms of the ultracapacitor voltage
图11 Buck变换器电感电流波形
Fig.11 Waveforms of the Buck converter inductor current
三电源并联下的输出端电压仿真波形如图12所示，输出电压较为平稳，与单电源运行状态相似。三电源并联下，各电源模块的输出电流波形如图13所示，采用本文中多路消磁电源能量链并联控制策略，各电源模块的输出电流在整个脉冲电流阶段都保持了均衡。
三电源并联下，各电源模块内的超级电容电压波形如图14所示。需要注意的是，由于采用了全桥模块来辅助相间均流，因此各电源的超级电容电压并不会被控制在相同状态，但电源内部的两组超级电容电压仍是均衡的。
图12 三电源并联模式输出端电压仿真波形
Fig.12 Simulation waveform of the output terminal voltage of the tri-channel degaussing power supply energy chain in parallel
图13 三电源并联模式输出电流仿真波形
Fig.13 Simulation waveforms of the deguassing coil current of the tri-channel degaussing power supply energy chain in parallel
图14 三电源并联模式超级电容电压仿真波形
Fig.14 Simulation waveforms of the ultracapacitor voltage of the tri-channel degaussing power supply energy chain in parallel
为解决现有的静止式消磁电源中存在的问题，本文提出了一种新型的消磁电源。该消磁电源由锂电池供能的多相交错Buck变换器、超级电容储能的全桥模块串联，以及晶闸管换向电路构成。本文对能量回馈型脉冲电流消磁电源的拓扑结构与工作原理进行了相应的分析；针对该拓扑给出了在单路消磁电源能量链与多路消磁电源能量链并联的情况下的相应控制策略；随后，对该拓扑结构进行了仿真测试，仿真结果证明了拓扑结构与控制策略的可行性。
由上述研究结果，本文所提出的消磁电源可以满足目前消磁电源中对瞬时功率、开关器件电压等级、泄能回路等方面的需求，同时模块化结构也具有较高的冗余与容错能力，适用于现有消磁电源的应用场景。
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An Energy Feedback Pulse Current Degaussing Power Supply and Control Method
Abstract In recent years, with the continuous research and development of China's large military ships, the demand for ships' degaussingsystems has gradually increased. The earth's magnetic field can magnetize the ship to produce induction magnetic field, which makes the ship very easy to be detected by the enemy's magnetic detection, posing a serious threat to the ship. Therefore, it is necessary to use the degaussing system to generate a magnetic field that is opposite to the magnetic field of the ship, so as to offset the induction magnetic field of the ship. Thus, the degaussing system of the ship is an extremely critical means of protection for the ship.
In order to meet the demand for degaussing system, this paper proposes an energy feedback pulse current degaussing power supply topology. The structure contains a multiple Buck converter with energy storage from lithium batteries, and cascaded full-bridge modules ofultracapacitor. These two parts are connected in series with the input capacitor in parallel to the DC bus, and connected in parallel with the output filter capacitor to the thyristor commutation circuit. The port of the degaussingpower supply is drawn from the thyristor commutation circuit and connected to both ends of the degaussingwinding. During a current pulse cycle, due to the high instantaneous power required in the rising phase of the pulsed current, while the pulse current platform stage requires a long period of power delivery. Therefore, the ultracapacitor needs to be utilized to provide a large instantaneous power during the pulse current rise phase, while the lithium battery needs to be utilized for power support during the pulse current platform stage. Meanwhile, by bypassing the lithium battery and reversing the input to the ultracapacitor in the falling pulse current stage, then the energy on the degaussing coil can be released quickly, and at the same time, this part of the energy can also be used to recharge the ultracapacitor.
This topology reduces the required switching frequency through the structure of multiple Buck converter; at the same time, the form of cascaded full-bridge modules effectively reduces the voltage stress of the switching device and the high-power energy supply problem in the rising pulse current stage; furthermore, the use of ultracapacitor cascaded full-bridge modules replace the energy dissipation circuit, which greatly reduces the corresponding device and heat dissipation costs.
To verify the analysis of the principle and control strategy of the energy feedback pulsed current degaussing power supply topology, the simulation of the single-supply model and the multiple-supply parallel model are constructed in this paper. In order to verify the control strategy of equalizing voltage and current, the ultracapacitor parameters within the power supply and between multiple power supplies are differentiated.
In this paper, the operation principle of the energy feedback pulsed current degaussing power supply is analyzed; the corresponding control strategy is provided in the case of single-supply model and the multiple-supply parallel model; subsequently, simulation tests are carried out for this topology, and the results of the simulation prove the feasibility of the topology and the control strategy.
keywords：Degaussing power supply, ultracapacitor, cascaded H-bridge
中图分类号：TM461.5
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.231342
收稿日期 2023-08-17
改稿日期 2024-04-04
刘浩然 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为电力电子功率变换技术。
E-mail：seu_liuhr@163.com
陈 武 男，1981年生，博士，教授，研究方向为功率电子变换技术及特种工业电源等。
E-mail：chenwu@seu.edu.cn（通信作者）
（编辑 赫 蕾）