图1 DO-ANPC-TLC拓扑结构
Fig.1 Dual-output active-neutral-point-clamped three-phase three-level converter
摘要 该文基于有源中点钳位型三电平变换器（ANPC-TLC）结构，通过每相增加两个开关管形成一种具有两组三相交流电压输出端口的双输出有源中点钳位型三电平变换器（DO- ANPC-TLC）拓扑。该文详细介绍DO-ANPC-TLC的拓扑结构，对其工作原理进行分析，研究其不同开关状态下的电流路径、输出相电压电平和各开关的电压应力。针对DO-ANPC-TLC结构特点及工作原理，应用一种双输出虚拟空间矢量脉宽调制（DO-VSVPWM）方法，能够独立控制两组交流输出，并保持直流链路电容电压平衡。为了进一步简化控制过程，研究一种基于载波的简化双输出虚拟空间矢量脉宽调制（CB-VSVPWM）策略，在器件损耗和总谐波畸变率（THD）方面，对所提出DO-ANPC-TLC的性能进行分析。实验结果验证了所提拓扑的可行性和调制策略的有效性。
关键词：双输出 三电平变换器 有源中性点钳位 电容电压平衡 损耗分布
近年来，双输出变换器因其成本低、结构紧凑、能提高系统效率的优势，已经被广泛应用于风力发 电[1-2]、电动汽车[3]、双电机驱动[4-5]、动态无线供电系统[6]中。
经典的双输出变换器由两个相同配置的变换器背靠背并联组成，由公共输入电压源向两个独立的三相负载提供一对三相输出电压。文献[7]是由两个三相桥式变换器并联构成的两电平双输出变换器。文献[8-9]将两个独立的T型三电平逆变器并联以形成具有两组三相三电平输出的变换器拓扑。相似地，两个中点钳位（Neutral Point Clamped, NPC）型三电平逆变器也可以通过并联实现双输出拓扑[10]。尽管这类变换器性能良好，但两倍的开关管和驱动电路不仅增加了体积和成本，同时降低了功率转换系统的可靠性。随着工业应用的需要，电力电子装备正朝着小型化、轻量化和低损耗的方向发展。因此，能减少开关管数量的紧凑型双输出变换器得到越来越多的关注，其将两个变换器的电路耦合在一起，共用一些支路或开关。电路耦合方法可以总结为两种：并联公共相支路法和开关复用法。
考虑两电平双输出变换器，基于并联公共相支路法构成的五桥臂变换器被广泛应用于三相驱动系统中。文献[11]所提拓扑中，公共支路由每个三相系统的一相共用，因此公共支路电流是共享公共支路的两相电流之和，容易出现电流过载问题。文献[12]中每个单个三相绕组的额定电流相同，这种拓扑仅适用于星形联结的主牵引电机，不适用于双三相永磁同步电机。基于开关复用法的九开关逆变器结构是在文献[13]中提出的一种能减少开关数量的逆变器拓扑。与五桥臂变换器不同，九开关逆变器中实现开关数量的减少既不是通过逆变器支路共用，也不是通过用一些电容器替换支路，而是通过在上、下逆变器之间共用每相中间的开关管来实现的，九开关逆变器在紧凑型集成能源系统等方面得到了广泛的研究应用[14]。
相较于两电平变换器，多电平变换器有效降低了开关器件的电压应力、输出电压的总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）和输出电压变化率过大带来的电磁干扰。多电平变换器的常见类型有：中点钳位型[15]、T型[16]、有源中点钳位（Active Neutral Point Clamped, ANPC）型[17-18]和飞跨电容型[19]。
对于多电平双输出变换器，文献[20]基于并联公共相支路法提出了一种五桥臂三电平双输出逆变器。但在调制度大于0.577 4时，两个逆变器只能工作于同频模式。文献[21]用开绕组负载双端级联两个三电平逆变器得到五电平变换器的输出特性。文献[22]提出了一种结合NPC型三电平逆变器和九开关逆变器结构的三电平双驱动逆变器，以独立驱动两个永磁同步电机。与背靠背双并联结构相比，使用的开关数量从24个减少到了21个，但该变换器在不同开关状态下的导通路径长，将产生较大的导通损耗。文献[23]在九开关逆变器的基础上，构成了十五开关双输出逆变器，并通过有限集模型预测控制方法生成了该逆变器中开关管的触发信号。然而，这类拓扑结构中存在较多的双向开关管，使逆变器中硅器件的数量快速增加，并且有较多的开关需要承受全直流链路电压。文献[24]提出了一种具有20个开关和12个二极管的双输出中性点钳位型三电平逆变器拓扑，其保持了NPC型三电平逆变器的特点，所有开关管和二极管的电压应力都为直流链路电压的一半。然而，由于拓扑结构的限制，无论其工作于同频或异频模式，每个输出的最大调制度都仅为0.5，严重限制了这种逆变器的应用。文献[25]提出了一种减少开关数量的双输出T型三电平变换器，并详细分析了其在同频和异频模式下的调制度范围限制。
由以上分析可以发现，通过现有的并联公共相支路法以及将两个输出端串联的开关复用法构成的双输出拓扑普遍存在两个输出端调制度受限制，导致直流链路电压利用率较低的问题。同时两个变换器电路耦合也使控制方案更为复杂，影响了双输出变换器的进一步研究应用。因此，本文在ANPC变换器的基础上，结合开关复用的思想，提出了一种双输出有源中点钳位型三电平变换器。所提出变换器将两组输出端共用开关管的方式由传统的串联改为并联，使两组输出端的调制度范围不会相互影响，两组输出在同频或异频条件下均可达到最大调制度，提高了直流链路电压利用率。
所提出的双输出有源中点钳位型三电平变换器（Dual Output Active Neutral Point Clamped Three Level Converter, DO-ANPC-TLC）的拓扑结构是在ANPC型变换器拓扑的基础上每相增加了两个开关管，以形成变换器的第二个输出端口，其调制度范围不受第一个输出端口调制度变化的影响。
DO-ANPC-TLC的拓扑结构如图1所示。该变换器每相由8个开关管构成，定义为Sx1～Sx8，本文所提到的“x”均满足x∈{a,b,c}。以a相为例，该相包含2个外部开关管Sa1、Sa4，4个内部开关管Sa2、Sa3、Sa5、Sa6和2个钳位开关管Sa7、Sa8。Vdc为直流侧输入电源电压，C1、C2为两个直流侧电容。其中，Sa1、Sa2、Sa3、Sa4和Sa7、Sa8构成了a相第一个输出端a1的电路，Sa1、Sa4、Sa5、Sa6和Sa7、Sa8构成a相第二个输出端a2的电路，Sa1、Sa4、Sa7、Sa8是两个输出端电路中的共用开关管。va1O、va2O分别为第一个输出端a1和第二个输出端a2相对于中点O的电压，并定义为两个输出端的相电压。
图1 DO-ANPC-TLC拓扑结构
Fig.1 Dual-output active-neutral-point-clamped three-phase three-level converter
以a相为例，全部有效开关状态见表1，P、O、N表示电路输出端相电压的三种电平，分别为Vdc/2、0、-Vdc/2。与ANPC型变换器拓扑的特点相同，所提拓扑每组输出端的O状态也可以分为OU和OL两种。OU状态下中点电流通过上半桥臂流通，OL状态下中点电流通过下半桥臂流通，且根据导通开关状态的不同可进一步分为OU1、OL1、OU2和OL2四种冗余O状态。
为了保证变换器的可靠运行，在非零状态下，当每相的其中一个输出端为P状态时，另一个输出端的O状态只能选择OL。当每相的其中一个输出端为N状态时，另一个输出端的O状态只能选择OU。在零状态下，当每相的其中一个输出端为OU2状态时，另一个输出端的O状态也只能选择OU2。当每相的其中一个输出端为OL2状态时，另一个输出端的O状态也只能选择OL2。因此，所提变换器的8个有效非零状态如图2所示，6个冗余零状态如图3所示。
表1 DO-ANPC-TLC开关状态和输出电压
Tab.1 Switching state and output voltage of DO-ANPC-TLC
类型开关状态Sa1Sa2Sa3Sa4Sa5Sa6Sa7Sa8输出电压 va1Ova2O 非零状态PPONONOFFOFFONOFFOFFONVdc/2Vdc/2 POONONOFFOFFOFFONOFFONVdc/20 PNONONOFFONOFFONOFFOFFVdc/2-Vdc/2 OPONOFFONOFFONOFFOFFON0Vdc/2 ONOFFONOFFONOFFONONOFF0-Vdc/2 NPONOFFONONONOFFOFFOFF-Vdc/2Vdc/2 NOOFFOFFONONONOFFONOFF-Vdc/20 NNOFFOFFONONOFFONONOFF-Vdc/2-Vdc/2 零状态OU1OU1OFFONOFFOFFONOFFONOFF00 OL1OL1OFFOFFONOFFOFFONOFFON00 OU1OL1OFFONOFFOFFOFFONONON00 OL1OU1OFFOFFONOFFONOFFONON00 OU2OU2OFFONOFFONONOFFONOFF00 OL2OL2ONOFFONOFFOFFONOFFON00
图2 DO-ANPC-TLC有效非零状态
Fig.2 Effective non-zero states of DO-ANPC-TLC
通过上述开关状态可以发现，DO-ANPC-TLC的两组输出端均可以同时输出三个电平电压。因此可以对每组输出端分别进行控制，提高调制度的同时，也使控制方法更加灵活。进一步分析每相各开关器件承受的电压应力，以a相为例，两个外部开关Sa1、Sa4的电压应力在Vdc/4、Vdc/2这两个数值上变化，两个钳位开关Sa7、Sa8的电压应力在Vdc/4、Vdc/2这两个数值上变化，4个内部开关Sa2、Sa3和Sa5、Sa6的电压应力在0、Vdc/4、Vdc/2、Vdc这4个数值上变化。关于各开关器件承受的电流应力，需要根据具体情况分析，应以承受电流应力最大的开关器件为标准进行选择。
图3 DO-ANPC-TLC零状态
Fig.3 Zero states of DO-ANPC-TLC
与两个背靠背并联的ANPC型变换器相比，所提出的DO-ANPC-TLC减少了33.3%的开关数量，且输出电压增益相同。表2给出了文献[22-25]中的拓扑和所提出拓扑之间的比较。DO-ANPC-TLC的特点可以概括为：
（1）它具有ANPC型变换器的拓展结构，在每相支路中仅需要额外增加2个开关管。
（2）两组输出端的调制度范围不会互相影响。
（3）多个冗余O状态为变换器损耗平衡提供便利。
由于该变换器两组输出端均可以同时输出3个电平电压，因此可以对每组输出端分别进行控制。为了避免出现无效的开关状态，当两组输出端中存在零电平时，需要对两组输出端的电压电平状态进行实时判断，并为零电平输出端选择合适的O状态。具体的调制策略详细描述如下。
表2 双输出三相三电平拓扑比较
Tab.2 Comparison of three-phase three-level dual-output topologies
双并联ANPC型变换器三电平双驱动逆变器[22]15开关双输出逆变器[23]双输出NPC型三相三电平变换器[24]双输出T型三相三电平变换器[25]所提出拓扑 有源开关数量36219201224 二极管数量0001200 双向开关数量006030 两组输出调制度是否存在限制否是是是是否
虚拟空间矢量脉宽调制（Virtual Space Vector Pulse Width Modulation, VSVPWM）的空间矢量由27个电压矢量组成，是在空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）的电压矢量基础上，对中点电位有影响的小矢量和中矢量进行了重新定义，以确保在一个开关周期内流入中点的平均电流为0[26]。
对变换器的两组输出分别进行VSVPWM，两组输出的每个三相电压电平状态都对应一个空间矢量。每组输出的虚拟空间矢量都分为6个大扇区，分别定义为An～Fn，本文所提到的n都满足n∈｛1, 2｝，代表第一组输出和第二组输出。此外，每个大扇区又分为5个小扇区，A1大扇区的矢量分布如图4所示，其他大扇区的矢量分布与A1大扇区类似。A1大扇区中各虚拟矢量定义为
（1）
式中，V10为基本零矢量；
、
、
、
为基本小矢量；V1M1为基本中矢量；V1L1、V1L2为基本大矢量；V1V0为虚拟零矢量；V1VS1、V1VS2为虚拟小矢量；V1VM1为虚拟中矢量；V1VL1、V1VL2为虚拟大矢量。
图4 大扇区A1虚拟空间矢量
Fig.4 Virtual space vector diagram of sector A1
假设第n组输出的三相参考电压为
（2）
式中，Vmn、wn和jn分别为三相参考电压的幅值、角频率和初始相位。则第n组输出的参考电压矢量Vrefn为
（3）
在判断出参考电压矢量Vrefn所处的小扇区后，根据最近三矢量原则选出参与合成的基本矢量，然后由伏秒平衡原理可以计算出三个合成矢量的占空比，由占空比可以确定合成矢量的作用时间和作用顺序。VSVPWM的开关序列并不唯一，为了防止出现电压跳变问题，本文所选用的大扇区An开关序列见表3。确定了开关序列和合成矢量作用时间之后，就可以得到各开关状态的作用时间。为了防止出现不可用的开关状态，在其后加入一个判断模块，以选择有效的开关状态。再根据有效开关状态下各开关的作用时间得到最终的脉宽调制（Pulse Width Modulation, PWM）脉冲。
表3 大扇区An开关序列
Tab.3 Switching sequence of sector An
An开关序列 An1ONN-OON-OOO-POO-PPO-POO-OOO-OON-ONN An2ONN-OON-PON-POO-PPO-POO-PON-OON-ONN An3ONN-PNN-PON-POO-PPO-POO-PON-PNN-ONN An4ONN-OON-PON-PPN-PPO-PPN-PON-OON-ONN An5ONN-PNN-PON-PPN-PPO-PPN-PON-PNN-ONN
传统的基于最近三矢量原则的VSVPWM实现过程比较复杂，需要对参考电压所在的大扇区和小扇区进行判断，列出所有小扇区的开关序列，并且需要计算出每个矢量的作用时间。计算过程中包含了大量的三角函数，存在运算量大、运行效率低的问题。在g-h坐标系下，全部基本矢量均可表示为二维整数，达到了简化运算的目的[27]。因此，本文应用了一种60°g-h坐标系与基于载波实现的VSVPWM相结合的简化VSVPWM策略。
所应用的基于载波的简化双输出虚拟空间矢量脉宽调制（Carrier Based simplified dual output Virtual Space Vector Pulse Width Modulation, CB- VSVPWM）策略利用上述VSVPWM策略的占空比和开关序列以及各个矢量的作用时间来反向推导出调制波表达式。将每相的双调制波与单个三角载波进行比较，以得到每相的两个输出序列。再将这两个输出序列相加，就可以获得最终的开关序列，达到和VSVPWM等效简化的目的。为了简化说明过程，假设两组输出的三相参考电压幅值、角频率和初始相位都相同，第一组输出和第二组输出的三相参考电压都如式（2）所示，各自合成的参考电压如式（3）所示。下面以A1大扇区下第1小扇区A11为例，给出具体CB-VSVPWM策略的调制过程。
各小扇区内合成矢量的占空比可通过偏置电压化简为关于参考电压的表达式，在小扇区A11中化简后的合成矢量占空比表达式为
（4）
图5描述了A11小扇区内每相两个调制波的推导原理。其中，载波Tc为对称的三角波，其周期与调制周期相同，幅值从−1到+1。在前半个调制周期内，每相电平状态变化的时刻向下做一条垂线与对称的三角载波Tc相交。然后在与载波相交这一点作一条水平线，这条线就是在此刻的一个开关周期内所需要的一条调制波。将电平状态在P-O之间变化时刻所得到的调制波定义为Tx1n，将电平状态在O-N之间变化时刻所得到的调制波定义为Tx2n。调制波表达式是通过每相电平状态变化与载波比较反向推算得到的，根据每相电平状态变换时刻所对应的时间t可推导出调制波关于占空比的表达式，如调制波Ta11计算表达式为
图5 小扇区A11调制波
Fig.5 Modulation waves in A11 small zone
（5）
根据式（2）可以得到三相参考电压按大扇区划分的波形，如图6所示。在每个大扇区内，三相参考电压都分别存在一个最大相、一个中间相和一个最小相。例如，当0≤wt≤p/3时，在图6中的An大扇区，电压最大相为a相，电压中间相为b相，电压最小相为c相。因此，三相参考电压可以通过每个大扇区内的大小关系表示为
（6）
式中，Umaxn、Umidn和Uminn分别为三相参考电压中的最大相、中间相和最小相电压。所以，在A1大扇区有
（7）
图6 三相参考电压波形
Fig.6 Three phase reference voltage waveforms
同理，可推导出调制波Tb11、Tb21、Tc21的表达式。由于a相在小扇区A11不存在N状态，c相在小扇区A11不存在P状态，所以可得Ta21=-1，Tc11=1。其他小扇区内的三相双调制波也可通过类似计算得到，第二组输出的三相调制波表达式与第一组输出相同。
经过推导发现，在每个大扇区下各小扇区的调制波表达式都是相同的。因此，在每个大扇区下，只需要计算其中一个小扇区内的三相双调制波表达式即可。
将两组输出的每相双调制波分别与单个三角载波Tc进行比较，以输出每相P、O、N三种状态，An、Cn、En扇区与Bn、Dn、Fn扇区的比较方法略有不同。得到两组输出三相的状态后，为了防止出现不可用的开关状态，CB-VSVPWM策略同样需要在最后加入一个电平判断模块。然后根据有效开关状态下各开关的作用时间得到最终的PWM脉冲。至此，VSVPWM过程通过基于载波的调制策略等效简化实现，CB-VSVPWM策略的实现过程如图7所示。CB-VSVPWM策略相较于VSVPWM策略省略了小扇区判断和占空比计算，也省去了列举出每个小扇区内开关序列的过程，达到了简化调制的目的。
图7 CB-VSVPWM策略实现过程
Fig.7 Implementation process of CB-VSVPWM strategy
在不同换流方式下的器件损耗分布和输出电流、电压THD方面，对DO-ANPC-TLC的性能进行了分析。
在变换器实际工作过程中，功率器件会产生较大的损耗，如果各功率器件损耗分布不均，长期运行会存在严重的散热问题，影响变换器工作的可靠性和寿命。在工作过程中，功率器件的损耗主要分为导通损耗、断态损耗和开关损耗三种。其中，开关管在断态时漏电流较小，在工程计算中断态损耗可忽略不计，而反并联二极管的导通损耗很小，其主要的开关损耗为反向恢复损耗[28]。下面对开关管和反并联二极管的导通损耗和开关损耗的计算方法进行分析。
由于开关管的初始饱和压降和导通电阻的大小随温度近似呈线性变化，因此开关管的初始饱和压降v0,T和导通电阻rT分别为
（8）
（9）
式中，
和
分别为开关管在结温25℃下的初始饱和压降和导通电阻；Kv0,T和Kr,T分别为开关管初始饱和压降和导通电阻的温度修正系数；Tj,T为开关管的结温。所以，开关管的导通损耗Pcond,T计算公式为
（10）
式中，IT为流过开关管的瞬时电流值。
同理，反并联二极管的导通损耗Pcond,D表示为
（11）
其中
（12）
（13）
式中，
和
分别为二极管在结温25℃下的初始饱和压降和导通电阻；Kv0,D和Kr,D分别为二极管初始饱和压降和导通电阻的温度修正系数；Tj,D为二极管的结温；v0,D和rD分别为二极管在当前温度下的初始饱和压降和导通电阻；ID为流过二极管的瞬时电流值。
开关管的开关损耗由开通损耗
与关断损耗
两部分组成，计算公式为
（14）
式中，Asw,T、Bsw,T、Csw,T为开关管的开关损耗关于电流的二次拟合曲线系数；Uce为开关管实际承受电压；Ubase为测试电压；T为开关管实际温度；Tbase为测试温度；Dsw,T、ksw,T分别为开关管开关损耗的电压修正系数与温度修正系数。
在一个开关周期中，开关管的平均开关损耗为
（15）
式中，fsw为开关频率。反并联二极管在开通过程中的损耗非常小，可忽略不计，而在关断时会产生反向恢复损耗，即
（16）
式中，Arec,D、Brec,D、Crec,D为二极管的开关损耗关于电流的二次拟合曲线系数；Drec,D、krec,D分别为二极管开关损耗的电压修正系数与温度修正系数。
在一个开关周期中，反并联二极管的平均开关损耗为
（17）
因此，开关管以及反并联二极管的总损耗PT、PD分别为
（18）
（19）
DO-ANPC-TLC在输出零状态时有不同的电流流通路径，由表1中的开关状态可以发现，DO- ANPC-TLC共有六种冗余的零状态，分别为OU1OU1、OL1OL1、OU1OL1、OL1OU1、OU2OU2、OL2OL2。这六种冗余零状态对应于每组输出端的四种换流方式，分别为：①P
OU1，NOL1；②POU2，NOL2；③POL1，NOU1；④POL2，NOU2。近似认为电流为零时器件的开关损耗也为零。以a相为例，两组输出在这四种换流方式下的器件开关损耗分布见表4和表5。
在第一种换流方式下，两组输出从P状态切换到OU1状态时，开关损耗集中在Sa1和Sa7；从N状态切换到OL1状态时，开关损耗集中在Sa4和Sa8。在第二种换流方式下，两组输出从P状态切换到OU2状态时，开关损耗集中在Sa1和Sa7；从N状态切换到OL2状态时，开关损耗集中在Sa4和Sa8。在第三种换流方式下，第一组输出从P状态切换到OL1状态时，开关损耗集中在Sa1、Sa2和Sa3；从N状态切换到OU1状态时，开关损耗集中在Sa2、Sa3和Sa4；第二组输出从P状态切换到OL1状态时，开关损耗集中在Sa1、Sa5和Sa6；从N状态切换到OU1状态时，开关损耗集中在Sa4、Sa5和Sa6。在第四种换流方式下，第一组输出从P状态切换到OL2状态或者从N状态切换到OU2状态时，开关损耗集中在Sa2和Sa3；第二组输出从P状态切换到OL2状态或者从N状态切换到OU2状态时，开关损耗集中在Sa5和Sa6。
表4 第一组输出开关损耗分布
Tab.4 Switching loss distribution of first output
开关状态正向电流负向电流 Sa1Sa2VDa3VDa4VDa7Sa8VDa1VDa2Sa3Sa4Sa7VDa8 POU11111 POU21111 POL1111111 POL21111 NOU1111111 NOU21111 NOL11111 NOL21111
表5 第二组输出开关损耗分布
Tab.5 Switching loss distribution of second output
开关状态正向电流负向电流 Sa1VDa4Sa5VDa6VDa7Sa8VDa1Sa4VDa5Sa6Sa7VDa8 POU11111 POU21111 POL1111111 POL21111 NOU1111111 NOU21111 NOL11111 NOL21111
在f1=f2=50 Hz，m1=m2=0.8，fs=10 kHz，R1=R2= 10 W，L1=L2=10 mH情况下建立DO-ANPC-TLC的热模型。图8显示了a相各开关器件在四种换流方式下各开关损耗分布。通过比较图8中的损耗分布，可以发现：
（1）在第一种换流方式下，内部开关的损耗大部分是导通损耗，开关损耗主要分布在外部IGBT。外部开关Sa1及Sa4的总损耗均为8.10 W，内部开关Sa2、Sa3、Sa5及Sa6的总损耗均为3.20 W，外部和内部开关之间的损耗分布差异较大。
图8 四种换流方式下各开关损耗分布
Fig.8 Loss distribution of each switching device in four current commutation modes
（2）第二种换流方式的损耗分布与第一种换流方式基本相同，外部开关Sa1及Sa4的总损耗均为7.77 W，内部开关Sa2、Sa3、Sa5及Sa6的总损耗均为3.37 W，外部和内部开关之间的损耗分布差异较大。
（3）在第三种换流方式下，外部开关Sa1及Sa4的总损耗均为8.17 W，内部开关Sa2、Sa3、Sa5及Sa6的总损耗均为3.93 W，所有内部开关和外部开关的总损耗在四种换流方式中最大且外部和内部开关之间的损耗分布并不理想。
（4）在第四种换流方式下，外部开关的损耗大部分是导通损耗，开关损耗主要分布在内部开关。外部开关Sa1及Sa4的总损耗均为4.89 W，内部开关Sa2、Sa3、Sa5及Sa6的总损耗均为5.57 W，外部和内部开关之间的总损耗差异仅为0.68 W，可以基本达到损耗分布平衡。
总谐波畸变率是变换器输出信号中的各次谐波分量有效值的方均根值与基波分量有效值之比，定义为
（20）
式中，V1为基波分量有效值；Vn为h次谐波分量有效值（h=2, 3,
）。
为了同时考虑到低次谐波以及开关频率附近谐波的影响，将THD值计算最大频率设置为Nyquist频率（2 500 kHz），输出频率为50 Hz。由于其中一组输出变化对另一组输出的THD值没有影响，因此在THD值测量时固定另外一组输出的调制度为0.8。得到两组输出电流以及输出线电压THD值随调制度m1,2 (m1,2∈[0, 1]) 变化的关系如图9所示。从图9中可以发现，随着调制度的增加，输出线电压的THD值逐渐降低，当调制度大于0.5时，输出线电压THD值稳定在50%左右。且输出线电压的谐波主要分布在开关频率及其倍数附近，THD值也主要受开关频率及其倍数附近频段的谐波影响，这些谐波的阶数很高，施加到阻感负载上，由于电感对电流的滤波作用，负载电流呈现良好的正弦波。
图9 THD测量结果
Fig.9 THD measurement results
为了验证所提拓扑结构及其调制方案的可行性，在实验室中搭建了DO-ANPC-TLC样机。该实验样机由控制器板、驱动电路、主电路和两组三相负载组成，如图10所示。主控制电路由以DSP为核心的控制部分以及FPGA为核心的PWM驱动信号产生部分组成。DSP为TI公司的TMS320F28335，FPGA为Altera公司Cyclone Ⅳ系列的EP4CE115F23I7N，功率器件的型号为IPW60R060P7。将所提变换器在同频和异频模式下进行测试，系统参数和四种测试模式见表6和表7。
在模式a中，图11a和图11b分别显示了两组输出线电压vab1和vab2的实验波形。两组输出的线电压都有五个电平，分别为200 V、100 V、0 V、-100 V和-200 V。根据图11c和图11d中对vab1和vab2快速傅里叶变换（Fast Fourier Transform, FFT）分析的结果可以发现，两组输出线电压的谐波主要分布在开关频率及其倍数附近。两组输出线电压的基波幅值均为194 V，理论值为197 V，输出电压幅值接近理论值。两组输出电压作用到负载上，获得三相正弦波电流，如图11e和图11f所示。
图10 DO-ANPC-TLC实验平台
Fig.10 Experimental platform of DO-ANPC-TLC
表6 系统参数
Tab.6 System parameters
参 数数 值 Vdc/V200 C1, C2/mF500 R1,R2/W30 L1, L2/mH10 fs/kHz10
表7 测试参数
Tab.7 Test modesparameters
模 式m1m2f1/Hzf2/Hz 同频a0.9960.9965050 b0.9960.65050 异频c0.9960.99610050 d0.60.99610050
在模式b中，两组输出线电压vab1和vab2的实验波形如图12a和图12b所示。线电压仍然有五个电平，随着调制度的降低，在每个基本周期中，200 V和-200 V电平的持续时间减少，而100 V、0 V和-100 V电平的持续时间增加。两组输出线电压的FFT分析结果如图12c和图12d所示，两组输出线电压的基波幅值分别为193.8 V和112.7 V，理论值分别为197.5 V和117.5 V。两组负载电流是三相对称正弦波形，如图12e和图12f所示。
在模式c中，两组输出处于异频模式。图13a和图13b给出了两组输出线电压vab1和vab2的实验波形。可以发现，两组输出线电压仍能保持五电平，且均能在最大调制度下工作。线电压vab1和vab2的FFT结果如图13c和图13d所示，可以看出两组输出线电压的基波幅值为195.6 V，理论值为197.2 V，输出电压幅值接近理论值，vab1和vab2的谐波主要分布在开关频率及其倍数附近。两组负载电流是良好的正弦波，如图13e和图13f所示。
图11 f1=f2=50 Hz，m1=m2=0.996实验波形
Fig.11 Experimental waveforms with f1=f2=50 Hz and m1=m2=0.996
图12 f1=f2=50 Hz，m1=0.996, m2=0.6实验波形
Fig.12 Experimental waveforms with f1=f2=50 Hz and m1=0.996, m2=0.6
图13 f1=100 Hz, f2=50 Hz，m1=m2=0.996实验波形
Fig.13 Experimental waveforms with f1=100 Hz, f2=50 Hz and m1=m2=0.996
在模式d中，输出线电压vab1和vab2的实验波形如图14a和图14b所示。图14c和图14d分析了两组输出线电压的FFT。两组输出线电压的基波幅值分别为114.7 V和195 V，理论值分别为118.8 V和197.5 V。实验波形表明，两个输出线电压仍具有5个电平，随着调制度的减小，基波幅值减小。两组负载电流仍然保持三相对称正弦波形，如图14e和图14f所示。
图14 f1=100 Hz, f2=50 Hz，m1=0.6, m2=0.996实验波形
Fig.14 Experimental waveforms with f1=100 Hz, f2=50 Hz and m1=0.6, m2=0.996
图15分别显示了直流母线电容电压vC1和vC2在测试模式a、b、c和d下的波形。可以发现，两个电容电压可以在不同的模式下平衡并稳定在100 V左右。
图15 直流链路电容电压实验波形
Fig.15 Experimental waveforms of the DC-link capacitor voltages
在固定负载值和改变调制度测得变换器的效率曲线如图16所示。随着调制度的升高，变换器的转换效率提高，在调制度为1时达到最大值96.6%。
本文提出了一种基于有源中点钳位型的三相三电平双输出变换器拓扑结构，该拓扑用较少的开关数量实现了两组交流输出。通过与同类型变换器比较，指出了该拓扑结构在减少开关数量和提高直流链路电压利用率方面的优势。考虑中性点电压平衡问题，采用了一种适用于DO-ANPC-TLC的DO- VSVPWM方法。为避免复杂的计算过程，提出了一种基于载波的DO-VSVPWM策略，CB-DO- VSVPWM省去了三角函数计算和大量的判断步骤，有效简化了调制方法。在器件损耗和THD方面，对所提出的DO-ANPC-TLC的性能进行了分析。实验结果验证了拓扑的可行性和调制策略的有效性。
图16 DO-ANPC-TLC转换效率
Fig.16 Conversion efficiency of DO-ANPC-TLC
参考文献
[1] 廉茂航, 任永峰, 韩鹏, 等. 双馈风电系统中VRB储能型网侧九开关变换器[J]. 电工技术学报, 2018, 33(6): 1197-1207.
Lian Maohang, Ren Yongfeng, Han Peng, et al. Grid side nine-switch converter based on VRB energy storage for doubly-fed induction generator wind turbine system[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2018, 33(6): 1197-1207.
[2] 薛宇, 任永峰, 胡志帅, 等. 基于九开关变换器的直驱-双馈分散式风电系统控制策略[J]. 电力系统自动化, 2022, 46(7): 152-159.
Xue Yu, Ren Yongfeng, Hu Zhishuai, et al. Control strategy of direct drive-doubly fed distributed wind power system based on nine-switch converter[J]. Automation of Electric Power Systems, 2022, 46(7): 152-159.
[3] Wang Mingyan, Tian Kai. A nine-switch three-level inverter for electric vehicle applications[C]//2008 IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference, Harbin, China, 2008: 1-5.
[4] Lim Y S, Lee J S, Lee K B. Advanced speed control for a five-leg inverter driving a dual-induction motor system[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2019, 66(1): 707-716.
[5] Hu Yashan, Huang Shoudao, Wu Xuan, et al. Control of dual three-phase permanent magnet synchronous machine based on five-leg inverter[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2019, 34(11): 11071- 11079.
[6] 葛学健, 孙跃, 唐春森, 等. 用于动态无线供电系统的双输出逆变器[J]. 电工技术学报, 2020, 35(4): 786-798.
Ge Xuejian, Sun Yue, Tang Chunsen, et al. Dual- output inverter for dynamic wireless power transfer system[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(4): 786-798.
[7] Bhattacharya S, Mascarella D, Joos G. Interleaved SVPWM and DPWM for dual three-phase inverter-PMSM: an automotive application[C]//2014 IEEE Transportation Electrification Conference and Expo (ITEC), Dearborn, MI, USA, 2014: 1-6.
[8] Bhattacharya S, Mascarella D, Joós G, et al. A dual three-level T-NPC inverter for high-power traction applications[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2016, 4(2): 668-678.
[9] Salem A, De Belie F, Darba A, et al. Evaluation of a dual-T-type converter supplying an open-end winding induction machine[C]//IECON 2013-39th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, Vienna, Austria, 2013: 749-754.
[10] Gu Minrui, Wang Zheng, Dordevic O. Analysis and reduction of current and voltage ripple in DC link for three-level NPC inverter-fed dual three-phase motor drives[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2023, 38(4): 5128-5140.
[11] Kimura Y, Hizume M, Matsuse K. Independent vector control of two PM motors with five-leg inverter by the expanded two-arm modulation method[C]//2005 European Conference on Power Electronics and Applications, Dresden, Germany, 2005: 7.
[12] Tang Lixin, Su Guijia, Huang Xianghui. Experimental high-performance control of two permanent magnet synchronous machines in an integrated drive for automotive applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(2): 977-984.
[13] Kominami T, Fujimoto Y. A novel nine-switch inverter for independent control of two three-phase loads[C]//2007 IEEE Industry Applications Annual Meeting, New Orleans, LA, USA, 2007: 2346-2350.
[14] 李永恒, 刘陵顺. 基于九开关变换器的对称六相永磁同步电机集成车载驱动系统研究[J]. 电工技术学报, 2019, 34(增刊1): 30-38.
Li Yongheng, Liu Lingshun. Research on integrated vehicle-mounted drive system of symmetric six-phase permanent magnet synchronous motor based on nine-switch converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(S1): 30-38.
[15] 徐畅, 宫金武, 张国琴, 等. 中点钳位型三电平逆变器并联系统的零序环流抑制策略[J]. 电工技术学报, 2023, 38(增刊1): 124-135.
Xu Chang, Gong Jinwu, Zhang Guoqin, et al. Suppression strategy of zero-sequence circulating current in parallel system of neutral-point clamped three-level inverter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2023, 38(S1): 124-135.
[16] 申永鹏, 王帅兵, 梁伟华, 等. T型三电平逆变器合成脉冲宽度调制相电流重构策略[J]. 电工技术学报, 2022, 37(20): 5302-5312.
Shen Yongpeng, Wang Shuaibing, Liang Weihua, et al. T-type three-level inverter composite pulse width modulation phase current reconstruction strategy[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(20): 5302-5312.
[17] 万文超, 段善旭, 余天宝, 等. 有源中点钳位逆变器的损耗均衡和效率优化策略[J]. 电工技术学报, 2022, 37(19): 4872-4882.
Wan Wenchao, Duan Shanxu, Yu Tianbao, et al. Loss equalization and efficiency optimization strategy of active neutral point clamped inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(19): 4872-4882.
[18] 宋琳, 聂子玲, 叶伟伟, 等. 基于前馈解耦控制的有源中点钳位五电平模型预测控制[J]. 电工技术学报, 2023, 38(7): 1910-1920.
Song Lin, Nie Ziling, Ye Weiwei, et al. Research on model predictive control of ANPC-5L permanent magnet synchronous motor based on feedforward decoupling[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(7): 1910-1920.
[19] 樊启高, 吕华阳, 毕恺韬, 等. 面向直流储能系统的飞跨电容三电平双向升降压变换器及其模型预测控制策略[J]. 电工技术学报, 2022, 37(16): 4169- 4179.
Fan Qigao, Lü Huayang, Bi Kaitao, et al. Flying capacitor three-level bi-directional buck-boost converter and its model predictive control strategy for DC energy storage system[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(16): 4169-4179.
[20] Odeh C I, Lewicki A, Morawiec M, et al. A five-leg three-level dual-output inverter[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, 2023, 70(2): 690-694.
[21] 夏帅, 郑京港, 陈瑞成, 等. 低共模电压双三电平变换器中点电位主动控制调制策略[J]. 电工技术学报, 2022, 37(24): 6388-6398.
Xia Shuai, Zheng Jinggang, Chen Ruicheng, et al. Low common mode voltage strategy with active neutral point voltage control of dual three level converters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(24): 6388-6398.
[22] Haruna J, Hoshi N. A novel three-level inverter which can drive two PMSMs[C]//7th IET International Conference on Power Electronics, Machines and Drives (PEMD 2014), Manchester, UK, 2014: 1-6.
[23] Hussein A S, Jayan V, Ghias A. Modeling and control of a three-level dual output voltage converter[C]// 2019 IEEE International Conference on Industrial Technology (ICIT), Melbourne, VIC, Australia, 2019: 1215-1219.
[24] Wang Rutian, Ai Lan, Liu Chuang. A novel three- phase dual-output neutral-point-clamped three-level inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(7): 7576-7586.
[25] Wang Rutian, Yuan Shuai, Liu Chuang, et al. A three-phase dual-output T-type three-level converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2023, 38(2): 1844-1859.
[26] 王金平, 刘斌, 董浩, 等. 中点钳位型三电平逆变器基于调制波分解的调制策略[J]. 电工技术学报, 2023, 38(12): 3221-3233.
Wang Jinping, Liu Bin, Dong Hao, et al. A modulation strategy based on modulation wave decomposition for neutral point clamped three-level inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(12): 3221-3233.
[27] 张志, 陈浩辉, 陈思哲, 等. 一种基于ghg 坐标系的三电平四桥臂逆变器简化空间矢量脉宽调制方法[J].电工技术学报, 2023, 38(16): 4324-4338.
Zhang Zhi, Chen Haohui, Chen Sizhe, et al. A simplified space vector pulse width modulation method based on ghg coordinates system for the three-level four-leg inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(16): 4324-4338.
[28] 胡存刚, 马大俊, 王群京, 等. 三电平有源中点钳位逆变器损耗分布平衡控制策略[J]. 电工技术学报, 2017, 32(1): 129-138.
Hu Cungang, Ma Dajun, Wang Qunjing, et al. Control strategy of loss distribution balancing for three-level active neutral-point-clamped inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(1): 129-138.
A Three-Phase Dual-Output Active-Neutral-Point-Clamped Three-Level Converter
Abstract The traditional dual-output converter has two identical configuration converters in parallel, using twice the number of switches and driving circuits. It can lead to an increase in size and cost. Therefore, compact dual-output converters for reducing the switch number are getting more and more attention, which couple the circuits of two converters and share some branches or switches. The dual-output converter topology comprises the existing common-parallel-phase approach or the switch-multiplexing method. However, connecting two output terminals in series has a limited modulation index of two outputs, resulting in low utilization of the DC link voltage and a complicated control scheme. Therefore, based on the ANPC-TLC topology, this paper proposes a dual-output active-neutral-point-clamped three-level converter (DO-ANPC-TLC) topology. This topology has two three-phase AC voltage output ports by adding two extra switches per phase. The proposed converter changes the traditional series connection of the two output terminals to a parallel connection so that the modulation index of two outputs does not affect each other. Both sets of outputs can achieve the maximum modulation index under the same or different frequency conditions, which improves the DC link voltage utilization.
Firstly, the DO-ANPC-TLC topology is described in detail. Based on the ANPC-TLC topology, the proposed topology utilizes only two extra switches per phase to form the second output port of the converter, and its modulation index is not affected by the first output port. The operating principle of the converter is analyzed, and its current paths, output phase voltage levels, and blocking voltages of each switch in different switching states are studied. Secondly, considering the structure characteristics and operating principle of DO-ANPC-TLC, a dual-output virtual space vector pulse-width modulation (DO-VSVPWM) method is investigated, which can control two sets of AC outputs independently and keep the neutral point voltage balance. To further simplify the control process, a carrier-based simplified dual-output virtual space vector pulse width modulation (CB-VSVPWM) strategy is studied. The CB-VSVPWM simplifies the modulation by avoiding the small zone judgment, duty ratio calculation, and switching sequence listing process in each small zone. Finally, the device loss distribution and the total voltage and current harmonic distortion (THD) of the proposed DO-ANPC-TLC are analyzed.
The DO-ANPC-TLC prototype is built and tested in common frequency (CF) and different frequency (DF) modes. The results indicate that (1) The line-voltage of the two outputs is five-level, and the line-voltage harmonics are mainly distributed around the switching frequency and its multiples. (2) The voltages of two capacitors can be balanced and stable at around 100V in different modes. (3) The conversion efficiency of the converter reaches its maximum value of 96.6% at the modulation index of 1. The proposed topology’s feasibility and the modulation scheme’s effectiveness are verified.
Keywords：Dual output, three-level converter, active-neutral-point-clamped (ANPC), capacitor voltage balance, loss distribution
中图分类号：TM464
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.231298
国家自然科学基金资助项目（52277170）。
收稿日期 2023-08-10
改稿日期 2024-01-18
王秀云 女，1977年生，副教授，硕士生导师，研究方向为电力电子技术应用、电能质量控制与优化。
E-mail: w-xiu-y@163.com
王汝田 男，1979年生，教授，博士生导师，研究方向为电力电子技术在电能质量控制和输配电系统中的应用与新能源发电系统的运行和控制。
E-mail: wrtmail@163.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）