图1 新能源制氢系统
Fig.1 Renewable energy hydrogen production systems
摘要 氢能是未来新能源电力系统中一种重要的储能方式，DC-DC制氢变换器则是连接新能源系统直流母线和电解槽的关键设备。在制氢这种大电流应用场景中，现有的大电流DC-DC变换器拓扑通常难以兼顾高效率、高电压转换比和低输出电流纹波等指标要求。为此该文提出一种基于堆叠滤波结构的DC-DC制氢变换器，该堆叠滤波结构是简单的软开关电路，具有低功耗特点，可并联于变换器输出侧有源补偿输出电流纹波，使得纹波消除不再依赖繁重的无源滤波器和高开关频率，从而提升变换器效率。此外，提出一种半波导通控制方式，该控制作用于变压器二次侧的两相交错Buck电路，可有效提高变换器的电压转换比。分别对提出的制氢变换器的拓扑原理、控制方式、参数选取和性能进行了详细的理论分析，最后通过PSIM仿真和240 W/20 A的实验样机对DC-DC制氢变换器进行了验证。
关键词：制氢变换器 堆叠滤波结构 隔离型DC-DC 低输出电流纹波 高电压转换比
“双碳”目标的提出推进了我国的能源转型，加速了对新能源的开发利用。然而，新能源装机容量的不断提升导致弃风弃光现象时有发生，使电网的供电稳定性受到一定威胁[1]。氢能作为一种高效清洁能源，是未来理想的储能方式之一[2]，可用于新能源的消纳，提高电网的供电稳定性[3]。因此利用新能源制氢受到了越来越多的关注[4-7]。
在新能源制氢系统中，制氢变换器为电解槽提供低压大电流的直流供电[8-9]，如图1所示。由于制氢变换器的输出电流纹波会不断冲击电解槽内部，造成电解槽寿命缩短和制氢效率降低[10-11]。因此在制氢应用中，制氢变换器的设计要求通常包括低电流纹波、低成本、高效率和高电压转换比等[12]。
图1 新能源制氢系统
Fig.1 Renewable energy hydrogen production systems
制氢变换器是一种大电流变换器，拓扑类型主要可分为非隔离型和隔离型。非隔离型变换器中，交错并联类型的Buck变换器较适用于制氢场景[13]。该类变换器采用交错并联技术，不仅可以提升输出电流能力，还具有一定的故障容错性，但输出电流纹波受滤波电感、开关频率和占空比影响较大，电压转换比低，效率不高[14]。虽然近年来提出了许多优化方案，能够有效消除输出电流纹波，提高电压转换比[15-20]，但非隔离型变换器存在安全绝缘性低的问题，在某些制氢场景中通常要求采用隔离型变换器以保证可靠性和绝缘性[21]。此外，隔离型拓扑可利于构建多端口变换器，有效提升制氢系统的功率密度。为了降低隔离型变换器开关损耗，通常在变压器一次侧加入电感和电容组成的谐振电路，以实现软开关[22]。然而在大电流场景中，受器件限制，软开关所需的高频大电流开关器件成本较高。采用输出并联型全桥变换器能够有效提高输出电流能力，但所需元器件会显著增多[23]。尽管隔离型变换器中的隔离变压器可以提供一定的电压转换比，但变压器电压比不宜过大，否则会带来明显的变压器损耗。因此有研究提出使用开关电容和倍压单元等方法来提高变换器电压转换比，但代价是使用了更多的元器件[24-25]。
本文提出了一种基于堆叠滤波结构的高电压比低纹波隔离型DC-DC制氢变换器。该堆叠滤波结构电路（Stacked Filter Structure Circuit, SFSC）可并联于变换器输出侧对输出电流纹波进行有源补偿，进而实现零电流纹波输出，且不受滤波电感、开关频率和占空比影响。SFSC是一个简单的软开关电路，具有低功耗特性。变换器输出侧采用交错并联Buck电路，以提高输出电流能力，该电路采用了一种半波导通控制方法，在不额外增加元器件的情况下，可有效提高变换器的电压转换比。
本文提出的基于堆叠滤波结构的高电压比低纹波隔离型DC-DC制氢变换器拓扑如图2所示。该拓扑采用带中心抽头的变压器T1进行隔离，变压器一次侧的全桥电路开关管S1、S2、S3和S4交替导通，将直流电压Vin转换为交变电压。变压器二次侧是一个两相交错Buck电路和SFSC的并联电路。两相交错Buck电路连接于变压器二次侧，作用是进一步降压和提高输出电流水平。SFSC并联于两相交错Buck电路输出侧，该电路只存在交流电流，无直流分量，其中CS、SC1、SC2和LC构成了一个空载的Boost电路，并采用开关管SC1代替了传统电路中的续流二极管。借助开关管SC1的开通及其反并联二极管的续流，电容CS可以实现充放电，克服了传统Boost电路不能空载运行的问题。
图2 提出的DC-DC制氢变换器拓扑
Fig.2 Topology of the proposed DC-DC hydrogen converter
两相交错Buck电路中的开关管SP1、SP2与常规开关管的差异在于没有反并联二极管，在实际的大功率场景中该类开关管也被称为逆阻型IGBT，这种IGBT具有双向阻断能力，因此不需要反并联二极管对其保护。由于SFSC是低压小功率电路，其开关器件选用小功率MOS管。VDP1、VDP2、LP1、LP2和CP分别为交错并联电路的续流二极管、滤波电感和滤波电容。
本文提出的制氢变换器控制策略包括三部分，即分别对全桥电路、两相交错Buck电路和SFSC的开关管进行控制。全桥电路的开关管S1、S2、S3和S4交替导通，将直流电压Vin转换为交变电压。其中PWM控制信号如图3所示，全桥控制信号占空比DH均为0.5。
图3 全桥电路PWM控制信号
Fig.3 PWM control signals of the full bridge circuit
变压器二次侧的两相交错Buck电路和SFSC的PWM控制信号如图4所示，该图中以两相交错Buck电路的PWM控制信号占空比DP=0.6为例，描述了各个信号之间的关系。两相交错电路采用半波导通控制，即SP1只在S1导通期间开通、SP2只在S1关断期间开通。SP1、SP2的PWM信号采用相同的占空比DP和开关周期TP。为了两相并联电路上电流的对称性，SP1、SP2的开关频率fP需要被设置为全桥电路开关频率fH的偶数倍，图4中，fP=4 fH。SC1和SC2波形对应的是SFSC的PWM控制信号，该控制信号互补导通，开关管SC1的PWM信号控制占空比为DC，开关频率fC与两相交错Buck电路开关频率fP相同。DC和DP的关系可表示为
（1）
图4 变压器二次侧电路PWM控制信号时序
Fig.4 PWM control signals of transformer secondary side circuits
由于两相交错电路采用半波导通控制，其输出电压为
（2）
式中，VO为交错并联Buck电路的输出电压；VS为变压器二次侧中点电压；N为变压器T1的电压比。由式（2）可知，本文提出的制氢变换器中输入电压与输出电压的转换比为
（3）
由于采用了带中心抽头的变压器和半波导通控制，该转换比相比于传统Buck电路提升了4N倍，具有高电压转换比的优点，因此适合于低电压输出应用场景。图5展示了SFSC电容充电路径。
图5 堆叠滤波电路中电容充电路径
Fig.5 Charging path diagram of capacitors in SFSC
SFSC从零状态开始运行时，电流会经过SC1的反并联二极管对电容CS进行充电。电路中，CS、SC1、SC2和LC构成了一个空载的Boost电路，且电感LC上流过连续的交流电流，因此电容CS充电稳定后，其两端的电压满足连续运行模式下的Boost电路输入输出电压关系，即
（4）
式中，VCS为电容CS两端的稳定电压。SFSC中电感LC上的电流波形和电容CS上的电压波形如图6所示。
图6 SFSC中电容充电波形
Fig.6 Waveforms diagram of capacitor charging in SFSC
当电路从零状态开始运行时，电容CS开始充电，其两端电压也随之升高，电感LC上的连续交流电流幅值也逐渐增加。经过一个暂态后，电容CS和电感LC的电压电流达到稳定，此时VCS将满足式（4）的数学关系。在达到稳定后，SC1开通期间，其反并联二极管对电容CS充入和开关管导通放出的电荷量相等，这使得电容CS两端的电压达到动态稳定，如图6中的放大图所示。
变换器拓扑参数主要包括电感电容值的选取，变压器二次侧的两相交错Buck电路应工作在连续导通模式，以配合SFSC达到输出电流纹波补偿效果。因此在选择滤波电感、开关频率时，需保证交错Buck电路连续导通。两相交错Buck电路采用半波导通控制，在这种控制方式下，电路中LP1、LP2的电感值为
（5）
式中，TH为全桥电路的开关周期；Iavg为电感LP1、LP2上的平均电流。
为了实现两相交错Buck电路的均流，LP1和LP2取值应相同。SFSC中电感LC的取值与LP1、LP2的关系为
（6）
电容CP为交错Buck电路输出滤波电容，其电容值与输出纹波间的数学关系为
（7）
式中，DiO为制氢变换器输出电流纹波；DVO为制氢变换器输出电压纹波。
电容CS是SFSC中的储能电容，该电容电压在电路稳定运行时会达到一个动态稳定值，并在开关管SC1开通期间进行等电荷的充放电，如图6所示。根据电荷守恒，CS在充放电过程中的电压变化值为
（8）
式中，DiC为SFSC中电感电流的峰峰值。在选取CS电容值时，使得DVCS/VCS≤1%即可。
假设开关管为理想开关管，且不考虑电感和电容的寄生参数。电容CS的合理选型可保证SFSC稳定运行时电容两端的电压波动极小，因此在变换器输出电流纹波的推导中近似认为电容CS两端电压为定值。由图4的PWM控制信号可知，变换器每个周期内共有四种运行模式，如图7所示。每种运行模式中，变压器二次侧的两相交错Buck电路均工作在连续导通状态，电路中电感及其支路上的电流不会减小到零。变压器二次电压是一个方波电压，为了简化等效电路，可将全桥电路和变压器合并为幅值不变、电压方向交替改变的理想电压源VS，变换器各运行模式的简化等效电路如图8所示。图8中，实线表示各模式下有电流流过的支路，虚线表示无电流流过的支路，图中标注的电流方向为参考方向。
图7 变换器各运行模式时序
Fig.7 Timing diagram of each operation mode in the converter
图8 变换器各运行模式的简化等效电路
Fig.8 Simplified equivalent circuit diagram of each operation mode in the converter
模式1[t1, t2
：S1、S4、SP1、SC2导通，S2、S3、SP2、SC1关断，此时变压器二次电压为上正下负，电感LP1由电压源VS经SP1和RO进行充电，该电感电流iP1增加，电感LC经SC2和RO进行续流放电，LP2经二极管VDP2和RO进行续流放电，电感电流iP2、iC减小。由基尔霍夫电压定律可得
（9）
式中，Dt=DPTP。
联立式（1）、式（2）、式（4）、式（6）和式（9），可得到各支路电感电流的变化量为
（10）
式中，LP1=LP2。
两相交错Buck电路输出电流的增加量为
（11）
由式（11）可知，两相交错Buck电路输出电流的增加量等于SFSC输出电流的减少量，当两者叠加共同构成输出电流iO时，iO的变化量为零，即变换器输出电流纹波为0。
模式2[t2, t3：S1、S4、SC1导通，S2、S3、SP1、SP2、SC2关断，此时变压器二次电压仍为上正下负，电感LC由电容CS经SC1和RO进行充电，该电感电流iC增加，电感LP1经二极管VDP1和RO进行续流放电，LP2经二极管VDP2和RO进行续流放电，电感电流iP1、iP2减小。由基尔霍夫电压定律可得
（12）
式中，Dt=(1-DP)TP。由式（1）、式（2）、式（4）、式（6）和式（12）得到各支路电感电流的变化量分别为
（13）
两相交错Buck电路输出电流的减小量为
（14）
由式（14）可知，两相交错Buck电路输出电流的减小量等于SFSC输出电流的增加量，当两者叠加共同构成输出电流iO时，iO的变化量为零，即变换器输出电流纹波为0。
模式3[t4, t5：S2、S3、SP2、SC2导通，S1、S4、SP1、SC1关断，此时变压器二次电压变为上负下正，电感LP2由电压源VS经SP2和RO进行充电，该电感电流iP2增加，电感LC经SC2和RO进行续流放电，LP1经二极管VDP1和RO进行续流放电，电感电流iP1、iC减小。由基尔霍夫电压定律可得
（15）
式中，Dt=DPTP。
联立式（1）、式（2）、式（4）、式（6）和式（15），可得到各支路电感电流的变化量为
（16）
两相交错Buck电路输出电流的增加量为
（17）
由式（17）可知，两相交错Buck电路输出电流的增加量等于SFSC输出电流的减少量，当两者叠加共同构成输出电流iO时，iO的变化量为零，即变换器输出电流纹波为0。
模式4[t5, t6：S2、S3、SC1导通，S1、S4、SP1、SP2、SC2关断，此时变压器二次电压为上负下正，电感LC由电容CS经SC1和RO进行充电，该电感电流iC增加，电感LP1经二极管VDP1和RO进行续流放电，LP2经二极管VDP2和RO进行续流放电，电感电流iP1、iP2减小。模式4与模式2的电路导通状态完全相同，因此模式4的输出电流变化量与式（14）一致，不再重复推导。
通过上述推导分析可知，在不同运行模式下，SFSC均能对两相交错Buck电路输出电流的变化量进行主动补偿抵消，使得变换器输出电流纹波为0。
本文提出的制氢变换器利用SFSC对输出电流纹波进行主动消除，有效地减小了两相交错Buck电路输出滤波电感和电容。由式（7）可知，在SFSC的消除作用下，输出电流纹波DiO约为0，使得电容CP的取值可以很小，极大地降低了滤波电容的成本和体积。滤波电感LP1、LP2的电感值由式（5）决定，该电感的作用是提供连续电感电流，而不是抑制电感电流波动。因此变换器可以选择较小的滤波电感，滤波电感的成本和体积得到有效降低。SFSC并联于两相交错Buck电路输出侧，且只流过纹波大小的交流电流，具有低压小功率的特性，其成本和体积可以得到有效控制。电感LC的电感值由式（6）确定，可以通过调整VCS来降低其电感，使得LC的电感值小于滤波电感LP1、LP2。
图9展示了SFSC中开关管SC1、SC2的开关信号及电流波形，电流iC的参考方向与图8一致。当SC1开通时，即SC1开关信号上升沿处，电感电流iC为负，SC1的电流方向由LC指向CS，其反并联二极管已处于导通状态，使SC1两端电压钳位至0 V，因此SC1能够实现零电压开通。当SC2开通时，即SC2开关信号上升沿处，电感电流iC为正，SC2的电流方向由变压器二次侧中点指向LC，其反并联二极管已处于导通状态，使SC2两端电压钳位至0 V，因此SC2也能够实现零电压开通。该零电压开通特性将有效降低SFSC中开关管的开通损耗。
图9 SFSC零电压开通波形
Fig.9 Zero-voltage turn-on waveforms of SFSC
本文在PSIM仿真软件中搭建了基于堆叠滤波结构的高电压比低纹波隔离型DC-DC制氢变换器模型，模型参数见表1。同时，制作了一台相同参数的制氢变换器实验样机，对理论和仿真模型进行验证，实验样机如图10所示。H桥电路和两相交错Buck电路是主功率回路，开关器件选用大功率IGBT，SFSC是低压小功率电路，开关器件选用小功率MOSFET管。
表1 仿真模型与实验样机参数
Tab.1 Parameters of the simulation model
参 数数 值 电感LP1, LP2/mH180 电感LC/mH135 堆叠滤波电路电容CS/mF200 输出滤波电容CP/mF50 输出电流iO/A20 输入电压Vin/V160 两相交错并联电路占空比DP0.6 变压器T1电压比N21 全桥电路开关频率fH/kHz2 两相交错Buck电路开关频率fP/kHz8
图10 实验样机
Fig.10 Experimental prototype
实验样机的控制信号由DSP28335控制器产生，然后由驱动芯片对信号进行放大后输出到IGBT栅极。根据1.2节的控制策略，各个IGBT栅极驱动电压如图11所示。H桥电路中的4个IGBT两两互补导通，频率为2 kHz，占空比为0.5。两相交错Buck电路中的两个IGBT满足半波导通控制原则，仅在S1、S4关断或开通时进行开关动作。SFSC中的两个IGBT互补导通，频率为8 kHz，占空比满足式（1）。
图11 实验样机IGBT栅极电压波形
Fig.11 IGBT gate voltage waveforms of experimental prototype
当实验样机开始运行时，SFSC开始充电启动，启动过程如图12所示。样机中，电容CS由0 V逐渐充电到20 V左右，SFSC上的电感电流也从0 A逐渐增大到8 A，该过程持续约250 ms。这一实验结果验证了1.2节的SFSC电容充电原理。
图12 SFSC电容充电过程
Fig.12 Capacitor charging process of SFSC
首先对制氢变换器PSIM仿真模型进行测试。仿真模型稳定运行时，各支路的电流波形如图13所示。滤波电感LP1、LP2上的电流iP1、iP2波形相位相差180°，这是因为两相交错Buck电路采用了半波导通控制。iP1、iP2的幅值为20 A，该值符合式（5）的计算结果，验证了理论分析的正确性。iP1、iP2叠加后得到两相交错Buck电路输出电流iP，iP的平均值为20 A，峰峰值为6.4 A。同时可以观察到，SFSC中的电感电流iC的峰峰值约为6.4 A，电流波形与iP正好互补，iC与iP叠加后的总输出电流iO纹波为0.01 A，纹波系数约为0，这与式（11）、式（14）和式（17）的推导结果相符。从仿真结果看，可以认为两相交错Buck电路输出的纹波电流均从SFSC流出，以至于负载上的电流为标准的直流量，纹波系数几乎为0。
图13 变换器各支路电流波形仿真
Fig.13 Current waveforms of each branch in the converter simulation
然后对具有相同参数的实验样机进行测试。图14a展示了两相交错Buck电路的支路电流iP1、iP2和输出电流iP的波形。iP1、iP2峰峰值约为21 A，iP1和iP2叠加后，iP的平均值约为21 A。图14b展示了两相交错Buck电路输出电流iP和SFSC电流iC的波形。这两个电流波形互补，峰峰值均为8 A左右，当它们叠加共同构成总输出电流iO后，iO纹波为0.4 A。实验波形基本与仿真结果吻合，可以验证其正确性。
图14 实验样机各支路电流波形
Fig.14 Current waveforms of each branch in the experimental prototype
为了突出SFSC的作用，实验比较了加入与未加SFSC的制氢变换器的输出电流纹波，如图15所示。加入堆叠滤波后，可使原变换器的输出电流纹波降低至原来的1/20。
图15 实验样机堆叠滤波效果对比
Fig.15 Comparison of experimental prototype stacked filtering effects
上述测试主要围绕稳态运行时的电流纹波进行，接下来对动态过程中的电流纹波进行测试。图16展示了变换器实验样机在进行负载切换时的动态电流波形，两相交错Buck电路输出电流iP的平均值由15 A上升到20 A，上升时间约为1 ms，在此期间，iP和SFSC中的电感电流iC出现短暂的波动。但整个动态期间，iC的波形始终保持与iP互补。这使得动态过程中输出电流iO的纹波也可以得到抑制。该实验结果证明了SFSC无论是在稳态还是动态运行场景下都可以对输出纹波进行有效消除。
图16 实验样机动态电流波形
Fig.16 Transient current waveforms of the experimental prototype
提出的制氢变换器不仅具有低输出电流纹波，还具有高电压转换比的优势。传统全桥变换器一次侧通常采用H桥全控电路，二次侧采用由二极管构成的倍流整流电路，该变换器的电压转换比可通过改变H桥电路的占空比和变压器电压比来调节。在此基础上，文献[26]提出的全桥双路降压（Full- Bridge Double Step-Down, FB-DSD）拓扑将全桥电路和双路降压电路进行结合，同时引入飞电容分压，将电压转换比提升了一倍。然而FB-DSD拓扑会在一次侧引入较多的开关器件，为此本文提出了一种半波导通控制方法，在不额外增加元器件的情况下，可有效提高变换器的电压转换比。表2为不同变换器电压转换比的对比，对比显示本文提出的变换器电压转换比是FB-DSD拓扑的2倍，是传统全桥变换器的4倍。
表2 不同变换器的电压转换比对比
Tab.2 Voltage conversion ratio comparison of different converters
变换器Vin/VO 传统全桥变换器 FB-DSD变换器 本文提出的变换器
图17给出了仿真模型和实验样机中，制氢变换器电压转换比与两相交错Buck电路占空比DP、变压器电压比N的关系曲线。测试结果表明，提出的制氢变换器电压转换比随着占空比DP的减小呈指数增加，在DP=0.3，N=4
1的条件下实验样机的电压转换比Vin/Vo可高达约80。且经对比显示，实验样机的电压转换比会比仿真模型更高，其原因是实际物理元件具有一定的导通压降。通过仿真和实验，验证了所提出的制氢变换器的高电压转换比优势，这一优势非常适合于低压大电流的制氢应用。
图17 变换器电压转换比
Fig.17 Voltage conversion ratio of the converter
SFSC具有低压小功率的特征，因此该电路中器件体积小、成本低。由2.2节的分析可知，SFSC是一个简单的零电压开通电路，可有效降低开关损耗。为了验证零电压开通特性，图18给出了SFSC中MOS管的开关实验波形。图18a展示了上管SC1的开通关断波形，图18b展示了下管SC2的开通关断波形。
可以看出，上管SC1和下管SC2开通之前，即VGS上升沿之前，其两端反并联二极管已导通，导通电流由S极流向D极，VDS被钳位到0 V左右。当VGS处于上升沿时，两管开通，此时VDS约为0 V，开关管实现零电压开通。与开通过程不同，SFSC中MOS管的关断过程是硬关断，该过程中MOS管上的电压和电流出现重叠，且变化极快。由于电路中存在寄生电感，快速变化的电流会在寄生电感上感应出寄生电压，进而造成MOS管电压关断振荡。
图18 SFSC中MOS管开关波形
Fig.18 MOSFET switching waveforms in SFSC
本节对实验样机及SFSC的功率损耗进行了测试，测试结果如图19所示。实验共进行五组测试，通过改变变换器的输入电压等级来调整输出电流大小。测试结果表明，SFSC的功耗不会超过变换器总功率的2%，且随着总功率的提升，SFSC的损耗占比呈现持续降低的趋势。变换器总体效率会随着电压功率等级的提升而提高，最高可达95%左右。
图19 实验样机功率损耗
Fig.19 Power loss diagram of the experimental prototype
本文结合制氢变换器的实际工程需求，提出了一种高电压比低纹波的隔离型拓扑结构。其中，提出的SFSC可在变换器输出侧对输出电流纹波进行有源消除。提出的半波导通控制方式可有效提高变换器的电压转换比。本文对提出的制氢变换器的拓扑原理、控制方式、参数选取和性能进行了详细的理论分析，且通过仿真和实验样机完成了验证。结果显示，SFSC损耗占比不到总功率的2%，且能够显著降低制氢变换器的输出电流纹波，制氢变换器利用半波导通控制可将电压转换比提升为传统全桥变换器的4N倍。未来的研究可对本文提出的制氢拓扑结构进行模块化设计，构建大功率多端口制氢变换器，同时改进堆叠滤波电路结构和控制策略，以适应模块化设计。
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Abstract Hydrogen energy is an important energy storage method in the future renewable energy power system, and the hydrogen converter is a key device connecting the power system and electrolyzer. The primary task of the hydrogen converter is to provide high current, low voltage DC power to facilitate hydrogen production in the electrolyzer. However, the continuous impact of the output current ripple from the hydrogen converter on the internal components of the electrolyzer leads to a shortened lifespan and reduced efficiency in hydrogen production. Consequently, design requirements for hydrogen converters in these applications typically encompass low current ripple, cost-effectiveness, high efficiency, and high voltage conversion ratio.
This paper proposes a novel high-conversion-ratio low-ripple isolated DC-DC hydrogen converter, utilizing a stacked filter structure. The Stacked Filter Structure Circuit (SFSC) is implemented in parallel with the output side of the converter to actively compensate for output current ripple, enabling zero-current ripple output regardless of the filter inductance, switching frequency, and duty cycle. The SFSC, a simple soft-switching circuit, exhibits low power consumption characteristics. To enhance the output current capability, an interleaved parallel Buck circuit is employed on the output side of the converter. This circuit employs a half-wave conduction control method, effectively improving the voltage conversion ratio of the converter without requiring additional components.
The proposed hydrogen converter topology utilizes an isolated transformer T1 with a center tap. The primary side of the transformer is connected to a full bridge circuit, converting the DC voltage Vin into an AC voltage. The duty cycle of the full bridge circuit is 0.5, and the switching frequency is fH. The secondary side of the transformer consists of a two-phase interleaved Buck circuit and a parallel circuit with SFSC. The two-phase interleaved Buck circuit serves to further reduce the voltage and increase the output current level. The two-phase interleaved circuit adopts half-wave conduction control, meaning that SP1 is only turned on during the conduction period of S1, and SP2 is only turned on during the non-conduction period of S1. The PWM signals of SP1 and SP2 have the same duty cycle DP and switching period TP. In order to maintain current symmetry in the two-phase parallel circuit, the switching frequency fP of SP1 and SP2 needs to be set as an even multiple of fH. The SFSC is connected in parallel with the output side of the two-phase interleaved Buck circuit, which consists of only AC current with no DC component. In this circuit, CS、SC1、SC2, and LC form a loadless Boost circuit, wherein the switching transistor SC1 replaces the traditional freewheeling diode in the circuit. By utilizing the switching action of SC1 and the conduction of its anti-parallel diode, capacitor CS can achieve charging and discharging, overcoming the issue of conventional Boost circuits being unable to operate under loadless conditions.
This paper provides a detailed theoretical analysis of the proposed hydrogen converter topology, control method, parameter selection, and performance. The analysis is supported by simulations and experimental prototypes. The results show that the SFSC accounts for less than 2% of the total power loss and significantly reduces the output current ripple of the hydrogen converter. By using half-wave conduction control, the voltage conversion ratio of the hydrogen converter can be increased by a factor of 4N compared to traditional full bridge converters. In future research, further modular design of the proposed hydrogen topology can be explored, aiming to build high-power multi-port hydrogen converters. Additionally, improvements can be made to the stacked filtering circuit structure and control strategies to suit modular design requirements better.
Keywords：Hydrogen converter, stacked filter structure, isolated DC-DC, low output current ripple, high voltage conversion ratio
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.231074
国家重点研发计划项目（2020YFB1506800）和国家电网公司科技项目（52110421005H）资助。
收稿日期 2023-07-09
改稿日期 2023-09-19
刘海军 男，1985年生，高级工程师，研究方向为柔性输配电及电能质量技术。
E-mail: 369190173@qq.com（通信作者）
张 理 男，1999年生，硕士研究生，研究方向为大功率电力电子制氢变换器。
E-mail: zl1846720683@163.com
（编辑 陈 诚）