图1 两开关无电解电容LED驱动电路拓扑
Fig.1 Two-switch electrolytic capacitor-less LED driving circuit topology
摘要 LED驱动电源常因含有平衡输入输出功率的电解电容而导致寿命大打折扣，为延长LED驱动电源的使用寿命以及提高其可靠性，该文提出一种两开关无电解电容LED驱动电路拓扑，该拓扑以反激变换器为基础，通过集成的辅助储能电容实现输入输出瞬时功率平衡，从而大大地减小了抑制输出电流低频纹波所需的电容器容值，实现无电解电容化，并充分吸收漏感能量，使电源效率得到提高。详细分析该电路拓扑的工作原理及各个模态，给出参数设计方法，并提出相应控制策略，最后，搭建一台35 W原理样机验证了该电路拓扑的可行性。
关键词：LED驱动电路 无电解电容 低频纹波抑制 漏感吸收
在全球能源危机背景之下，作为最新一代照明电光源的发光二极管（Light Emitting Diode, LED）凭借其节能、环保、寿命长、体积小等优点在各个照明领域广受欢迎，并在不断开拓新的应用场 景[1-3]。IEC 61000-3-2 Class C标准对LED驱动电源的谐波和功率因数提出要求，LED驱动电源应具备功率因数校正（Power Factor Correction, PFC）功能[4-5]。单位功率因数下LED驱动电源的输入电压电流同频同相，因此输入功率呈二倍工频脉动形式，这与LED所需的恒定输出功率不匹配，传统LED驱动电源通常使用大容量的电解电容缓冲二者之间的瞬时功率差，但含有电解电容的LED驱动电源无法实现长寿命[6-8]，因为电解电容的寿命较短，约为10 000 h，远不如LED自身的寿命（约100 000 h），并且电解电容功率密度低，体积庞大，无法满足LED驱动电源小型化、轻量化的要求[9]。因此，实现无电解电容成为LED驱动电源的研究热点之 一[10-11]。
为了使LED驱动电路无电解电容化，实现长寿命，国内外学者纷纷在改进控制策略[12-17]和优化拓扑结构[18-23]等方面展开研究[24-26]。文献[12-14]采用向输入电流中注入奇次谐波的谐波注入法实现无电解电容化，但是注入的谐波会改变输入电流波形而降低LED驱动电源的功率因数，故该方法不宜应用在对功率因数指标严格的场景。文献[15-17]采用增加输出电流纹波的脉动电流驱动法以减小输出电容的容值，虽然实现了电路的无电解电容化，但是输出电流的低频纹波会导致LED灯频闪，长时间处于这种照明场所人的身体健康会受到危害。文献[18-19]采用双向变换器与LED输出并联的方法，输入与输出间的脉动功率差通过双向变换器吸收，从而减小了输出电容所需容值，但是引入双向变换器增加了电路所需的开关器件，增加了电路复杂性和成本。文献[20-21]采用串联补偿法，将输出与补偿电路串联起来抵消输出电压纹波，使输出电压平稳，但是该方法控制复杂，且补偿电路的相位差会导致输出不稳定。文献[22-23]采用在反激变换器耦合电感上新增辅助绕组第三端口的方法，通过双向变换器在输入功率高时吸收能量和输入功率低时释放能量来平衡功率，但增加开关器件会导致功率密度的降低。
鉴于此，本文提出了一种两开关无电解电容LED驱动电路拓扑，该电路拓扑将辅助储能电路集成进反激变换器里，通过共用开关管和储能元件，简化了电路结构，抑制了输出电流的低频纹波，实现了LED驱动电源的无电解电容化。该电路仅包含两个开关管和两个二极管，电路结构和控制简单、成本低、转换效率高，而且电路无需增加附加吸收电路，仅利用自身储能电容即可吸收漏感引起的电压尖峰，减小了开关管电压应力，并可实现宽输入电压范围。
本文所提出的两开关无电解电容LED驱动电路拓扑如图1所示，驱动电路包含反激变换电路和辅助储能电路。其中，反激变换电路包含由二极管VDr1～VDr4构成的整流桥、输入滤波电容Cin、主开关管S1、输入二极管VD1、变压器Tr、辅助二极管VD2、辅助开关管S2以及输出滤波电容Co；辅助储能电路包含辅助储能电容Ca、主开关管S1、辅助开关管S2和辅助二极管VD2。反激变换电路工作在断续模式时具有自动功率因数校正能力，可实现功率因数校正；辅助储能电路用以缓冲输入与输出功率间的瞬时功率差，可实现输出电流低频纹波抑制，同时还能吸收漏感能量，减小主开关管的电压应力，提高电源效率。
图1 两开关无电解电容LED驱动电路拓扑
Fig.1 Two-switch electrolytic capacitor-less LED driving circuit topology
所提出的电路在工频周期下的主要工作波形如图2所示。图2中，vin、iin为正弦输入电压和电流，pin、Po为脉动输入功率和恒定输出功率，vCa为储能电容电压，ug1、ug2为开关管S1、S2的驱动电压。电路工作时分为pin＜Po和pin＞Po两种模式。pin＞Po模式下，输入能量的过剩部分通过辅助储能电路存进辅助储能电容中，辅助储能电容电压升高； pin＜Po模式下，辅助储能电容通过辅助储能电路弥补输入能量的不足部分，辅助储能电容电压下降。下面分析所提拓扑在pin＞Po模式和pin＜Po模式下的工作模态。为了简化分析，作出以下假设：
（1）电路中所有元器件都为理想元器件。
（2）因开关周期Ts远小于工频周期Tline，在一个开关周期Ts内认为整流输出电压vrec和辅助储能电容电压vCa恒定。
图2 电路主要工作波形
Fig.2 Main working waveforms of the circuit
不同模式下电路关键波形如图3所示。
图3 不同模式下电路关键波形
Fig.3 Key circuit waveforms in different modes
1.2.1 pin＞Po模式时电路工作模态分析
当pin＞Po时，辅助储能电容处于充电状态，电路的关键工作波形如图3a所示，图中ip、is分别为流过变压器一、二次侧电感L1和L2的电流，iS1为流过主开关管S1的电流。该模式下，主开关管S1在辅助开关管S2关断时导通，辅助开关管S2在主开关管S1关断一段时间后导通，两个开关管都关断的这段时间里将输入能量中的过剩部分经过辅助储能电路存进辅助储能电容Ca中。该模式包含4个工作模态，等效电路如图4所示，下面对4个工作模态进行详细分析。
图4 pin＞Po模式下各模态等效电路
Fig.4 Equivalent circuits of each mode in pin＞Po mode
（1）模态1 [t0, t1
：等效电路如图4a所示。t0时刻，主开关管S1导通，交流输入经二极管VDr1～VDr4整流后，通过主开关管S1、二极管VD1对变压器一次侧电感L1充能，变压器一次侧电感电流ip从零开始线性上升，并在t1时刻达到最大，二极管VD2承受反压而未导通，LED负载所需能量由输出电容Co提供。此阶段流过主开关管S1的电流iS1与ip相等，可表示为
（1）
式中，vrec(t)=|vin(t)|=Vin|sin(wt)|；Vin为输入电压峰值。
此模态内，为防止开关管S2体二极管导通，形成变压器二次侧电感L2和输出电容Co经过开关管S2体二极管和开关管S1向辅助储能电容Ca充电的回路，应满足约束条件式（2）使开关管S2体二极管截止。
（2）
式中，n为变压器匝比。
（2）模态2 [t1, t2：等效电路如图4b所示。t1时刻，主开关管S1关断，而辅助开关管S2尚未导通，模态1存储在变压器Tr中的能量经过二极管VD1、VD2存入辅助储能电容Ca中，变压器一次侧电感电流ip线性减小，直到变压器中储存的能量减少为一个开关周期内LED负载需消耗的能量，LED负载所需能量由输出电容Co提供。ip随时间变化为
（3）
（3）模态3 [t2, t3：等效电路如图4c所示。t2时刻，开关管S2导通，主开关管S1保持关断，储存在变压器Tr中的剩余能量由二次侧电感L2通过开关管S2、二极管VD2传递给输出，变压器二次侧电感电流is线性减小，其与时间t的关系可表示为
（4）
此模态内，为保证变压器Tr中的剩余能量能够全部释放给LED负载而非通过二极管VD1转移给辅助储能电容Ca，应满足约束条件式（5）使二极管VD1截止。
（5）
（4）模态4 [t3, t4]：等效电路如图4d所示。t3时刻，变压器二次侧电感电流is减小到零，变压器Tr储存的能量全部释放完毕，二极管VD2自然关断，此时LED负载所需能量由输出电容Co提供。
1.2.2 pin＜Po模式时电路工作模态分析
当pin＜Po时，辅助储能电容处于放电状态，电路的关键工作波形如图3b所示。该模式下，主开关管S1在辅助开关管S2关断时导通，在辅助开关管S2导通一段时间后关断，两个开关管都导通的这段时间内储能电容Ca经过辅助储能电路补充输入能量的不足部分。该模式包含4个工作模态，其中模态1、3、4与pin＞Po时类似，在此不再赘述。下面对模态2进行详细分析，其等效电路如图5所示。
模态2 [t1, t2：等效电路如图5所示。t1时刻，辅助开关管S2导通，而主开关管S1尚未关断，辅助储能电容Ca通过开关管S1、S2对变压器二次侧电感L2充电，二次侧电感电流is线性增大，变压器所储存的能量增加，直到其增加为一个开关周期内LED负载需消耗的能量，LED负载所需能量由输出电容Co提供。is随时间变化为
图5 pin＜Po模式下模态2等效电路
Fig.5 Equivalent circuits mode 2 in pin＜Po mode
（6）
此模态内，为防止二极管VD1导通致使输入能量存入变压器，应满足约束条件式（2）使二极管VD1截止。
电解电容在传统LED驱动电路中起抑制输出电流低频纹波的作用，所提电路通过构造辅助储能电路来缓冲输入输出功率间的不平衡，达到抑制输出电流低频纹波的效果，使LED驱动电路摆脱对电解电容的依赖。下面根据瞬时输入功率与输出功率的大小关系分两种情形分析控制策略。
2.1.1 pin＞Po模式，辅助储能电容充电控制
当pin＞Po时，对应图2中[Tline/8, 3Tline/8阶段，辅助储能电容处于充电状态。输入能量的多余部分在开关管S1、S2同时关断时（见图4模态2 [t1, t2）通过辅助储能电路存进辅助储能电容中，防止LED负载接收过量的能量而导致电流攀升，进而实现对输出电流低频纹波的抑制。
控制辅助储能电容充电占空比按附录中式（A6）规律变化时，便可将输入能量多余部分存进辅助储能电容Ca中，使输出电流恒定，从而消除输出电流低频纹波。
2.1.2 pin＜Po模式，辅助储能电容放电控制
当pin＜Po时，对应图2中 [3Tline/8, 5Tline/8 阶段，辅助储能电容处于放电状态。输入能量的不足部分在开关管S1、S2同时导通时（见图5模态2 [t1, t2）由辅助储能电容Ca通过辅助储能电路补充，防止LED负载获得的能量不足而导致电流跌落，进而实现对输出电流低频纹波的抑制。
控制辅助储能电容放电占空比按附录中式（A11）规律变化时，辅助储能电容Ca便可提供能量补充给输出，使输出电流恒定，从而消除输出电流低频纹波。
根据附录中式（A6）和式（A11），绘制出辅助储能电容充放电占空比变化曲线如图6所示。由图6可见，在工频周期中，辅助储能电容充电占空比dch大小按近似于正弦波的规律变化，在输入功率最大值附近，dch取得最大值；辅助储能电容放电占空比ddis大小按近似于三角波的规律变化，在输入功率最小值附近，ddis取得最大值。
图6 储能电容充放电占空比变化曲线
Fig.6 Charge and discharge duty cycle curves of energy storage capacitor
对辅助储能电容充放电占空比曲线进行归一化、离散化处理后得到数组a{N}、b{N}，由图6可计算出数组包含的元素数量为
（7）
当pin＞Po时，主开关管S1和辅助开关管S2的占空比按以下规律变化。
（8）
（9）
式中，Dm为S1单独工作占空比；kch为辅助储能电容充电占空比系数；整数N从1增大到Nmax。
当pin＜Po时，主开关管S1和辅助开关管S2的占空比按以下规律变化。
（10）
（11）
式中，kdis为辅助储能电容放电占空比系数。
文献[27-28]给出了采用储能电容电压平均值控制来平衡储能电容的充放电。如上所述，为保证所提电路能够正常工作，应满足式（2）和式（5），辅助储能电容电压的平均值VCa_avg应按输入电压的最大值设定，以保证在整个输入电压范围内满足vCa(t)＞vrec(t)+Vo。但在输入电压较低时，辅助储能电容电压脉动较小，其电压最小值远高于输入电压与输出电压之和，使得开关管和二极管的电压应力大幅增加，这会带来开关管损耗增大和二极管关断损耗增大的问题。因此，采用辅助储能电容电压平均值控制将会导致在输入电压较低时电路损耗增大，降低了电路效率。
为此，本文提出了一种辅助储能电容电压最小值控制方法，使得辅助储能电容电压最小值能够跟随输入电压变化，即vCa_min=Vin+Vo，从而最大程度地减小了辅助储能电容电压，进而降低开关管和二极管的电压应力，提高了电路效率。
图7给出上述控制策略的原理框图。本文选取输出电流平均值Io作为控制变量来控制主开关管S1单独导通占空比Dm；选取辅助储能电容电压最小值vCa_min作为控制变量来控制辅助储能电容充放电，以消除输出电流低频纹波。具体实现方法为：根据输入电压瞬时值与输入电压有效值判断输入功率与输出功率的大小；采样输出电流平均值，与基准值比较，经过PI调节后得出主开关管S1单独导通时间；采样辅助储能电容电压最小值，与基准值比较，经过PI调节后得出pin＞Po时辅助储能电容的充电系数kch和pin＜Po时辅助储能电容的放电系数kdis，分别乘以对应的数组得出辅助储能电容的充放电时间。最后通过式（8）～式（11）得到主开关管S1和辅助开关管S2的驱动信号。
图7 两开关无电解电容LED驱动电路控制框图
Fig.7 Control block diagram of two-switch electrolytic capacitor-less LED driving circuit
2.2.1 辅助储能电容设计
假设电路的效率和输入功率因数都为1，由能量守恒关系可推导出辅助储能电容容值Ca与输出功率Po的关系和辅助储能电容两端电压与时间的关系分别为
（12）
（13）
式中，DVCa为辅助储能电容两端电压脉动值。
由式（12）可知，辅助储能电容容值与其两端电压脉动值和平均值成反比，增大辅助储能电容两端电压脉动值和平均值能显著减小其容值。综合考虑所提电路正常工作必须满足的条件式（2）和式（5），选取辅助储能电容两端电压的最小值为Vin+ Vo，则当输入电压为90 V、输出电压为70 V时，辅助储能电容电压最小值为197 V；当输入电压为264 V、输出电压为70 V时，辅助储能电容电压最小值为443 V。则辅助储能电容两端电压最大值和平均值的表达式分别为
（14）
（15）
由式（14）和式（15）可得出辅助储能电容两端电压平均值VCa_avg和最大值VCa_max与其容值Ca的关系，如图8所示。根据图8中曲线关系，考虑主开关管和二极管VD1、VD2的电压应力，最终选定辅助储能电容容值为6.8 mF，此时在输入电压为90 V和264 V时，辅助储能电容两端电压最大值VCa_max分别为268 V和479 V。
2.2.2 变压器设计
由电路工作原理分析可知，式（2）和式（5）是所提电路能正常工作必须要满足的条件，由此可得
（16）
在输入电压范围为90～264 V，输出电压为70 V时，结合式（13）和式（16）可计算出0.912＜n＜1.235，综合考虑辅助储能电容电压的选取以及开关管的电压应力，选取匝比n=1。
图8 辅助储能电容电压平均值、最大值和最小值与其容值的关系
Fig.8 The value of average voltage, maximum voltage and minimum voltage under different capacitance Ca
为实现高功率因数，所提电路应工作于断续模式。为使电路始终工作于断续模式，pin＞Po和pin＜Po两种模式下t0～t3时间段应小于开关周期Ts，即满足
（17）
式中，
、
、
分别为模态1、模态2、模态3所持续的时间。
当电路工作在辅助储能电容充电模式下时，将附录中式（A2）～式（A4）代入式（17）可得出变压器一次侧电感L1的表达式为
（18）
当电路工作在辅助储能电容放电模式下时，将附录中式（A2）、式（A7）和式（A8）代入式（17）可得出变压器一次侧电感L1的表达式为
（19）
为了使电路工作在断续模式，式（18）和式（19）的条件应同时被满足，本文选取L1=300 mH。
为验证所提方案的正确性与可行性，本文研制了一台输入电压范围为90～264 V、输出为70 V/ 500 mA的原理样机，如图9所示。表1给出原理样机的主要参数。
图10给出了输入在110 V和220 V时输入电压vin、输入电流iin、辅助储能电容电压vCa和输出电流io的波形。由图10可见，输入电压与电流的相位一致，实测功率因数分别为0.990和0.962，电路实现了功率因数校正，辅助储能电容电压呈两倍工频脉动形式，缓冲了输入与输出间的瞬时功率差。输出电流近似为恒定值，其低频纹波率DIo/Io小于10%，实验结果验证了原理分析的正确性。
图11和图12分别给出了开关周期下pin＞Po模式和pin＜Po模式时电路工作实验波形，包括开关管驱动电压ug1和ug2，变压器一、二次电流ip和is，以及开关管电流iS1和iS2。由图可见，电路工作在pin＞Po模式时，开关管S1、S2同时关断的时间内，ip线性减小，此时输入能量的多余部分存入储能电容Ca中；电路工作在pin＜Po模式时，开关管S1、S2同时导通的时间内，变压器二次电流is线性增大，此时储能电容Ca对变压器二次侧电感L2充电，补充输入能量的不足。电路始终工作在断续模式，实验波形与理论保持一致。
图9 原理样机
Fig.9 Principle prototype
表1 样机主要参数
Tab.1 Main parameters of prototype
参 数数 值(型号) 输入电压vin/V90～264 功率因数PF＞0.95 输出功率Po/W35 输出电流Io/mA500 变压器匝比n1 一次侧电感L1/mH300 开关频率fs/kHz50 储能电容Ca/mF6.8 输出电容Co/mF6.8 主开关管S1ATM8N80TF 辅助开关管S2YFW13N65AF 整流桥KBL406 二极管VD1、VD2HER508
图10 不同输入下LED驱动电路的主要实验波形
Fig.10 Main experimental waveforms of LED driving circuit under different inputs
图13给出了所提电路与未加辅助储能电路时两种方案的实验对比，由图可知，未加辅助储能电路输出电容Co=6.8 mF下，输出电流纹波高达141.29%，当Co增大到288.4 mF时，输出电流纹波降至10.04%；采用所提电路，当辅助储能电容和输出电容均为6.8 mF时，输出电流纹波仅为9.92%，因此在相同的输出电流纹波下，采用所提电路可以大幅减小电容容量。当储能电容为37.2 mF时，输出电流纹波为10.07%，辅助储能电容大小对输出电流纹波影响不大，可采用容值更小的薄膜电容取代电解电容，实现无电解电容化。
图11 开关周期下pin＞Po模式时电路工作实验波形
Fig.11 Circuit operating experimental waveforms when pin＞Po mode under switching cycle
图12 开关周期下pin＜Po模式时电路工作实验波形
Fig.12 Circuit operating experimental waveforms when pin＜Po mode under switching cycle
图13 所提电路与未加辅助储能电路时实验波形对比
Fig.13 Comparison experimental waveforms with and without auxiliary energy storage circuit
图14给出了所提电路负载从满载跳变到半载时辅助储能电容电压vCa和输出电流io的波形。由图可见，当负载由满载动态跳变到半载时，切换前后储能电容电压虽有一定的波动，但输出电流过渡平滑，电流纹波基本不变，因此所提电路能够在负载切换时平稳地过渡至稳定状态。
图14 负载跳变时实验波形
Fig.14 The proposed circuit load jump experimental waveforms
图15给出了在额定条件下，分别采用储能电容电压平均值控制和最小值控制时，所提电路的转换效率随输入电压变化曲线。由图可见，相比于储能电容电压平均值控制，采用储能电容电压最小值控制可以显著提高效率，因为该控制大幅降低了所提电路在低电压输入时开关管与二极管的电压应力。并且输入电压越低，效率提高得越多，在90 V输入时效率提高了4.57%，与分析结果相符合，从而验证了储能电容电压最小值控制的有效性。
图15 原理样机的效率对比曲线
Fig.15 Principle prototype efficiency comparison curves
图16为所提电路在不同输入电压时的功率因数曲线，由图可见，当输入电压为90 V时功率因数最高，为0.993，在90～264 V输入电压范围内电路功率因数均高于0.95。
图16 原理样机的功率因数曲线
Fig.16 Power factor curve of principle prototype
图17分别给出了所提电路在输入电压为110 V和220 V时的输入电流谐波含量与IEC 61000-3-2 Class C标准的比较。由图可见，所提两开关无电解电容LED驱动电源在两种工况下各阶次谐波电流含量均符合IEC 61000-3-2 Class C标准。
图17 不同输入下网侧电流谐波含量
Fig.17 Grid side current harmonic content diagram under different inputs
本文提出了一种两开关无电解电容LED驱动电源，在反激变换器的基础上通过共用开关管和储能元件，将辅助储能电路与反激电路高度集成，简化了电路结构，减小了输出电流纹波，并通过增大辅助储能电容电压脉动进一步减小了辅助储能电容的容值，使大容量的电解电容得以被小容量的薄膜电容所取代，实现了LED驱动电源的无电解电容化。此外，辅助储能电容还吸收了漏感引起的电压尖峰，减小了开关管的电压应力，漏感能量得以有效利用，提高了电路转换效率。实验结果表明，当辅助储能电容和输出滤波电容均为6.8 mF时，样机在输入电压范围为90～264 V下，输出电流纹波均低于10%，最高效率可达87.8%，电路功率因数均高于0.95，所提电路实现了无电解电容化、高功率因数和宽输入电压范围。
附 录
1.pin＞Po模式，辅助储能电容充电占空比
由输入输出功率相等可得输出电流Io与主开关管单独工作占空比Dm（主开关管单独导通时间Dt1_ch与开关周期Ts之比）的关系为
（A1）
由式（A1）可得到工作在断续模式时，主开关管单独导通时间Dt1_ch的表达式为
（A2）
该模式下流过变压器二次侧电感L2和LED负载的电流相同，故在一个开关周期下is的平均值与输出电流平均值Io相等，结合式（4）和式（A1），可得二次侧电感电流is下降所持续时间Dt3_ch（见模态3 [t2, t3
为
（A3）
由式（1）、式（3）、式（4）、式（A2）和式（A3）可得主开关管S1和辅助开关管S2同时断开的时间为
（A4）
由式（A4）可得出一个开关周期内输出电流io与开关管S1、S2同时断开的时间Dt2_ch的关系为
（A5）
由式（A5）可知，为消除输出电流纹波，使得开关周期下的输出电流io都为其平均值Io，辅助储能电容充电占空比dch（开关管S1、S2同时断开的时间Dt2_ch与开关周期Ts之比）关系式应为
（A6）
2.pin＜Po模式，辅助储能电容放电占空比
由式（4）可得变压器二次侧电感电流is下降所持续时间Dt3_dis（见模态3 [t2, t3）为
（A7）
由式（1）、式（6）、式（A2）和式（A7）可得主开关管S1和辅助开关管S2同时导通的时间为
（A8）
该模式下流过变压器二次侧电感L2和LED负载的电流相同，故在一个开关周期下输出电流平均值Io为
（A9）
将式（6）、式（A7）、式（A8）代入式（A9）可得到输出电流io与开关管S1、S2同时导通的时间Dt2_dis的关系为
（A10）
由式（A10）可知，为抑制输出电流纹波，使得每一开关周期中的输出电流io都为其平均值Io，辅助储能电容放电占空比ddis（开关管S1、S2同时导通的时间Dt2_dis与开关周期Ts之比）关系式应为
（A11）
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Two-Switch Electrolytic Capacitor-Less LED Driving Circuit Topology and Control Strategy
Abstract As the fourth generation lighting source, the Lighting Emitting Diode (LED) has gradually replaced conventional sources of light in various lighting fields due to its excellent qualities in luminous efficiency, service life, environmental protection, and production cost. Designing an LED driving power supply with a long service life, low device cost, high efficiency, and high reliability is urgent.
This paper proposes a two-switch electrolytic capacitor-less LED driving circuit topology, which integrates the auxiliary energy storage circuit into the flyback converter to suppress low-frequency ripples of the output current and remove the electrolytic capacitor in the LED driving power supply. This circuit only contains two switches and two diodes by sharing power switches and energy storage components, reducing circuit cost and improving the efficiency of the LED driving power supply. The auxiliary energy storage capacitor for balancing the input and output ripple power difference is isolated from the LED load. Thus, the energy storage capacitance can be reduced by increasing the energy storage capacitor’s average voltage or ripple value. The maximum capacitor value used in the entire LED driving power supply is reduced to 6.8uF, and the electrolytic capacitor is replaced by the film capacitor with smaller capacitance and longer life, which improves the service life and reliability of the LED driving power supply. Moreover, the auxiliary circuit without additional structures absorbs the voltage spike caused by the leakage inductance of its energy storage capacitor, reducing the voltage stress of the switch and enabling a wide AC input voltage range.
A control strategy for ripple suppression and minimum energy storage capacitor voltage is proposed. According to the relationship among the duty cycle of each switch, the auxiliary energy storage capacitor voltage, the output current, and the changing rules of the working duty cycle are obtained under the conditions that the two switches turn off at the same time when charging the auxiliary energy storage capacitor and turn on at the same time when discharging. The low-frequency ripple of the output current is suppressed by controlling the minimum value of the auxiliary energy storage capacitor voltage, and the efficiency of the LED driving power supply is further improved.
Based on the working principle of the circuit, the critical parameter design method is given, the selection principles of the energy storage capacitor value are determined, and the corresponding control strategy is proposed. Finally, a 35 W principle prototype is built. The results show that when the auxiliary energy storage capacitor and output filter capacitor are both 6.8 mF, the output current ripple of the prototype is less than 10% in the AC input voltage range of 90～264 V, the maximum efficiency reaches 87.8%, and the circuit power factors are higher than 0.95. The proposed circuit topology and control strategy achieve electrolytic capacitor-less, output current ripple suppression, high power factor, and wide AC input voltage range, which eliminates the impact of the electrolytic capacitor on the service life of the LED driving power supply.
Keywords：LED driving circuit, electrolytic capacitor-less, low frequency ripple suppression, leakage absorption
中图分类号：TM46
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.231292
福建省发改委科技项目（00389102）和晋江市福大教园区发展中心科研项目（2019-JJFDKY-37）资助。
收稿日期 2023-08-09
改稿日期 2023-10-11
林国庆 男，1966年生，教授，博士生导师，研究方向为电力电子变流技术、照明电源、新能源发电技术、电磁兼容。
E-mail: lgqe@163.com
黄远彬 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为电能的高频变换与控制技术。
E-mail: 1132629625@qq.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）