图1 开通过程中IGBT器件的等效电路模型
Fig.1 Equivalent circuit model of the IGBT module
摘要 准确的结温监测对功率器件可靠性评估和健康管理至关重要，因此在牵引变流器中广受欢迎。然而，传统的结温监测方法易受到负载电流变化的影响，导致监测精度不高，难以达到牵引变流器的可靠性需求。对此，该文提出一种基于开通集射极电压下降平台的功率器件结温监测方法，首先，基于功率器件的等效电路模型，对功率器件开通瞬态进行详细分析。在此基础上，对器件结温与开通集射极电压下降平台的关系进行探究，并提出一种基于杂散电感两端最大电压的开通集射极电压下降平台定位方法。进一步地，利用双脉冲实验对所研究结温监测方法的适用性进行分析验证；最后，搭建单相脉冲整流器实验平台，对所研究结温监测方法的可行性进行实验验证，该方法能够有效降低负载电流变化的影响且具有较高的灵敏度。
关键词：结温监测 开通集射极电压下降平台 功率器件 可靠性评估
以绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）为代表的功率器件是牵引变流器实现能量变换的核心部件[1-3]。然而，受大功率持续运行的影响，加之在牵引/制动模式切换、负载多变等非平稳工况的长期作用下，功率器件承受频繁变化的结温波动，极易出现疲劳失效，甚至会造成牵引变流器出现突发故障，威胁列车安全可靠运行。因此，为保证牵引变流器的长期可靠运行，对功率器件实施准确的结温监测至关重要[4-6]。
近年来，国内外学者围绕功率器件结温监测方法积极开展研究，并取得显著的成果。常见的结温监测方法可大致分为直接测量法[7-8]、热网络法[9]、温敏参数法[10-12]等。其中，直接测量法通常是利用温度传感器直接采集功率器件的结温信息，易于实现且精度较高，但是由于在测量时需要对功率器件进行破坏性处理，侵入性较高，难以在实际中得到应用。此外，热网络法在获取热网络参数和器件损耗的基础上，根据电热比拟理论建立热网络模型，获取功率器件结温信息。然而，热网络模型中的热阻和热容信息在实际中难以获取，并且这种方法性能易受工况变化和器件老化影响，导致监测精度难以得到保证。相较之下，温敏参数法将功率器件结温信息映射到外部温敏参数，然后根据测得的温敏参数信息和预先校正的函数关系实现结温监测。该方法具有较高的监测精度且侵入性较低，具有实际应用的潜力。
在温敏参数法中，温敏参数的选择至关重要。通常，根据温敏参数类型，将温敏参数法进一步分为静态温敏参数法[13-18]和动态温敏参数法[19-28]。静态温敏参数法通常选择功率器件在开通或者关断稳态中的参数用于结温监测。常见的静态温敏参数有导通压降[13-15]、短路电流[16]、导通电阻[17-18]等。文献[13]利用小电流下导通压降实现结温监测，该方法具有良好的线性度并且能够消除器件老化的影响，但这种方法需要施加小的恒定电流，在实际牵引变流器中难以适用。文献[14-15]将大电流下导通压降用作结温监测的温敏参数，但这种温敏参数易受到负载电流变化和器件老化的影响，导致这种方法的结温监测精度不高。文献[16]提出一种基于短路电流的结温监测方法，在该方法中，短路电流展现出良好的线性度和灵敏度，且不受负载电流变化的影响，但这种方法需要额外设计驱动电路，侵入性较高，并且短路电流在牵引变流器运行过程中采集较为困难。此外，文献[18]提出一种基于导通电阻的结温监测方法，考虑到器件老化会影响监测精度，进一步研究一种老化补偿方法，保证长时间尺度下结温性能监测。静态温敏参数法具有原理简单、线性度好、灵敏度高等优点，但这种方法在实际应用中面临温敏参数采集困难、侵入性高等挑战。
动态温敏参数法则是选取功率器件在开关瞬态中的参数进行结温监测[19-28]。常见的动态温敏参数有关断电压变化率[19]、关断电流变化率[20-21]、关断延迟时间[22]、关断电压[23]、阈值电压[24-25]、栅极电流[26-27]、门极电压平台[28]等。文献[19]建立功率器件的简化模型，分析关断电压变化率与器件结温的映射关系，并通过监测关断电压变化率实现结温监测。文献[20]提出一种基于关断电流变化率的结温监测方法，该方法通过寄生电感获取关断电流变化率信息，进而实现结温监测，但其易受到负载电流变化的影响。文献[23]利用关断电压进行结温监测，考虑到负载电流变化会影响监测精度，引入卷积神经网络显著改善结温监测性能。文献[25]针对传统基于门极阈值电压的结温监测方法易受到电压波动影响且测量电路适用性不高等问题，提出一种新型基于门极阈值电压的结温监测方法。在该方法中，采用一种多项式拟合门极阈值电压测量方案，并设计一种高性能的电流采样测量电路，显著提升了结温监测精度。文献[26]选择栅极峰值电流作为结温监测的温敏参数，该参数能够避免负载电流变化和母线电压波动的影响，但该方法的灵敏度不足，难以在牵引变流器中得到应用。此外，文献[28]发现门极电压平台与器件结温相关，并以此参数用作结温监测，但该参数在负载电流变化和器件老化影响下会出现明显偏差，致使结温监测精度显著降低。相较于静态温敏参数法，动态温敏参数法侵入性较低，电磁干扰影响较小，且能在驱动电路中获取动态温敏参数信息，但这种方法易受到诸如负载电流变化、器件老化等影响，监测精度难以得到保证。
近年来，国内外学者围绕功率器件结温监测方法开展富有成效的研究。然而，现有结温监测方法应用到工程实际中仍面临着如下挑战：
（1）复杂运行环境下温敏参数采集困难，为提升功率密度，牵引变流器采用紧凑的结构，为结温监测电路的集成化带来显著困难，此外，牵引变流器长期运行在高电压、大电流工况，为功率器件温敏参数的采集带来严重的电磁干扰，影响结温监测结果。
（2）多扰动影响下结温监测精度不高。现有功率器件结温监测方法（如热网络法和温敏参数法）易受到负载电流变化、母线电压变化、工况变化、器件老化等不同扰动的影响，导致监测精度下降，难以达到牵引变流器可靠性要求。
（3）对宽禁带器件的适用性不足，相较于Si基器件，宽禁带器件（如SiC器件）开关速度更快、载流子迁移率更低且结构更加紧凑，结温监测方法应用在宽禁带器件时存在精度不高、灵敏度不足等问题，需要进一步提升既有方法在宽禁带器件的适用性。
综上所述，本文研究一种基于开通集射极电压下降平台Vce-drop的IGBT结温监测方法，能够有效避免负载电流变化的影响，且具有较高的灵敏度。首先建立IGBT的等效电路模型，依据该模型对IGBT开通瞬态进行分析。其次对Vce-drop的特征进行详细探究，发现Vce-drop的高度不受负载电流变化的影响。再次研究一种基于杂散电感两端最大电压VeE(max)的Vce-drop定位方法用于获取Vce-drop信息。接着利用双脉冲测试对Vce-drop的适用性进行探究，分析结果表明Vce-drop能够显著降低负载电流变化影响，且具有较高的灵敏度；最后搭建单相脉冲调制（Pulse-Width Modulation, PWM）整流器实验平台，对所研究结温监测方法的有效性进行实验验证。
为明晰Vce-drop能够用于结温监测的原理，需要对IGBT器件的开通瞬态进行分析。对此，本节依据IGBT器件的等效电路模型，对开通瞬态不同阶段进行详细介绍。
图1以Infineon FF50R12RT4型号IGBT器件为例，给出IGBT器件的内部结构与内部等效电路。同时，依据图2所示的IGBT元胞结构，分析集射极电压VCE变化。此外，在该等效电路模型中，Rge为栅极驱动外阻，Rgi为栅极驱动内阻；Lg为栅极回路的等效电感，LeE为辅助发射极与功率发射极之间的等效电感，Le为发射极杂散电感，Lc为IGBT内部铜板与端子引线的杂散电感；Ccg为栅极-集电极电容，即米勒电容，Cge为栅极-发射极电容，Cce为集电极-发射极电容，其为N-漂移区与Pwell区之间的结电容（见图2）。在瞬态过程中，寄生电容会进行充/放电，导致IGBT的电流与电压发生变化。
图1 开通过程中IGBT器件的等效电路模型
Fig.1 Equivalent circuit model of the IGBT module
图2 IGBT器件的元胞结构
Fig.2 Cell structure of the IGBT module
基于所建立的IGBT等效电路模型，得到典型的IGBT开通过程瞬态波形和续流二极管的反向恢复波形，分别如图3和图4所示。为简化分析，将IGBT器件的开通瞬态分为S1～S5阶段，现对每个阶段进行介绍，具体如下。
图3 典型的IGBT开通过程瞬态波形
Fig.3 Typical transient waveforms of the IGBT module during turn-on transient process
S1阶段[t0, t1
：t0为驱动端的控制信号由低电平翻转为高电平的时刻，该阶段寄生电容Ccg与Cge充电，直至栅极电压VGE到达阈值电压Vth，此阶段尚未形成反型层沟道，IGBT尚未导通，因此集射极电压VCE与集电极电流ICE基本不变。
图4 续流二极管反向恢复波形
Fig.4 Reverse recovery waveforms of the freewheeling diode during turn-on transient process
S2阶段[t1, t2：t1时刻，栅极电压达到阈值电压Vth，此时栅极正下方的Pwell区形成反型层沟道，IGBT开始导通，集电极电流ICE开始随着栅极电压VGE的增大而增大，直至达到负载电流IL。由于在续流二极管中所有载流子被完全抽取之前，续流二极管仍可导通电流，导致流过IGBT芯片的电流出现瞬态过电流峰值，即有
（1）
式中，uge和gfs分别为IGBT芯片的栅极电压和IGBT的跨导。
对于集射极电压VCE，在该阶段中可以分为两个过程：第一个过程，由于杂散电感的存在，集电极电流ICE快速上升，进而导致集射极电压VCE出现骤降；第二个过程，在
时刻，集电极电流ICE的变化率达到最大值，此时集电极电流ICE超过负载电流IL，对应续流二极管的反向恢复阶段，此时的集电极电流ICE为负载电流IL与续流二极管反向恢复电流Irr之和。时刻，续流二极管反向恢复电流变化率的绝对值开始减小，导致集电极电流变化率也开始减小，一直减小到0，此时对应集电极电流的峰值。到达t2时刻，在～t2阶段的集射极电压VCE由于电流变化率的减小，Vce-drop变化缓慢，且Vce-drop持续时间即为集电极电流从最大变化率减小到0所需的时间，对应的阶段位于二极管反向恢复阶段。由于负载电流IL会影响续流二极管反向恢复电流的高度Irp，但对其斜率变化的影响极小，因此负载电流IL仅影响Vce-drop的宽度，不会影响其高度。
S3阶段[t2, t3：t2时刻，续流二极管传导电流的能力下降，集电极电流ICE开始衰减，直到t3时刻到达负载电流IL，同时栅极电压VGE随之下降。此时，由于续流二极管两端电压逐渐上升，集射极电压VCE开始下降。
S4阶段[t3, t4：t3时刻，集射极电压VCE下降到较小的数值，此时由于电导调制效应，载流子在N-漂移区扩散速度较慢，因此该阶段集射极电压VCE出现拖尾现象，并且在米勒效应作用下，栅极电流几乎全部为Ccg充电，因此栅极电压基本不变，维持在米勒平台Vml。
S5阶段[t4, t5]：t4时刻，IGBT进入饱和区，集射极电压VCE继续下降至深度饱和，栅极电流为Cgc和Cge充电，栅极电压VGE继续增大，直至达到VG(ON)，t5时刻IGBT开通过程结束。
为进一步探究Vce-drop的性能，本节对开通过程中不同阶段Vce-drop的特征进行分析，并研究一种定位方法获取Vce-drop信息。
在IGBT内部等效电路基础上，得到IGBT等效电路模型，如图5所示。图5中，VG(ON)为高电平驱动电压，VGE为IGBT器件的栅极电压，ig为栅极电流，VeE为辅助发射极与功率发射极之间的电压，uCge与iCge分别为电容Cge两端的电压与流过的电流，uCcg与iCcg分别为电容Ccg两端的电压与流过的电流，uCce与iCce分别为电容Cce两端的电压与流过的电流（同时，uCce为IGBT芯片两端的电压），
为流过IGBT芯片的电流，Vdc为直流侧电压，VCE为集射极电压，ICE为集电极电流，Irr为续流二极管的反向恢复电流，VD为二极管两端电压，L为负载电感，IL为负载电流，Ls为功率回路引入的电感。为便于区分，下标大写表示器件参数，下标小写表示芯片参数。
图5 IGBT器件的等效电路模型
Fig.5 Equivalent circuit model of the IGBT module
在回路L1中，由于电感Lg上的电压取决于Lg和驱动端电流变化率的大小，而实际中，Lg和驱动端电流变化率的值均很小[19]。为简化分析，忽略Lg的影响。根据基尔霍夫电压定律（Kirchhoff’s Voltage Law, KVL）可得
（2）
对于回路L2，根据KVL可得
（3）
对于回路L3，同理可得
（4）
（5）
进一步地，根据基尔霍夫电流定律（Kirchhoff’s Current Law, KCL）可得
（6）
联立式（1）～式（6），可得芯片栅极电压uCge的表达式为
（7）
式中，A和B均为中间变量，且有
（8）
结合式（7）和式（8），利用拉普拉斯变换得
（9）
式中，s为拉普拉斯算子。
对式（9）进行反拉普拉斯变换，可得芯片栅极电压uCge为
（10）
根据式（1），集电极电流ICE变化率可表示为
（11）
将式（10）代入到式（11）可得
（12）
由第1节分析可知，在[, t2阶段Vce-drop可表示为
（13）
联立式（4）、式（5）、式（12）和式（13）得
（14）
由式（14）可看出，Vce-drop不包含负载电流IL分量，这意味着Vce-drop的高度不受负载电流变化的影响。此外，由式（14）可知，Vce-drop包含IGBT栅极驱动内阻Rgi和跨导gfs信息，且驱动内阻Rgi和跨导gfs均会随着器件结温变化而变化，即Vce-drop能够表征器件结温变化。
为进一步量化Vce-drop和器件结温的映射关系，利用所选用的IGBT参数（见表1，数据来源为FF50R12RT4器件的数据手册、文献[29-30]），绘制Vce-drop随器件结温变化的曲线，如图6所示。图6中，归一化处理后的Vce-drop会随着器件结温的升高而变化，且线性度较好，因此该参数可用于IGBT的结温监测。
图7为开壳的IGBT结构，对将开壳后的IGBT器件与其内部等效电路（见图1）进行对比，发现辅助发射极与功率发射极之间的等效电感LeE位于IGBT芯片外部，即图7中相应端子之间的等效杂散电感。为确定Vce-drop在开通过程中的位置，引入dICE/dt，该变化率由集电极电流上升阶段在LeE上的电压最大值VeE(max)表示，即
表1 IGBT器件参数
Tab.1 Parameters of the IGBT module (Infineon FF50R12RT4)
参 数数 值 VG(ON)/V15 Ls/nH100 Le/nH2 Rge/W15 Rgi/W4 Vdc/V200 Cge/nF2.7 Ccg/nF0.1 Vth/V5.8 gfs/S23.3
图6 Vce-drop随器件结温的变化曲线
Fig.6 Curve of the Vce-drop with the variations of junction temperature
（15）
图7 开壳的IGBT结构
Fig.7 Structure of the opened-shell IGBT module
如此，不需要额外的传感器，只需对IGBT参数进行测量即可获取Vce-drop信息。图8为在结温30℃，母线电压200 V，负载电流40 A时Vce-drop定位的测试结果。由图8可知，由于Vce-drop具有缓慢下降的趋势，因此取Vce-drop起点后一段时间的数据（本文统一取起点后16 ns时间的数据）。通过测量VeE的峰值，可以对Vce-drop进行有效定位。
图8 Vce-drop定位的测试结果
Fig.8 Test results of the positioned Vce-drop
基于温敏参数的结温监测方法易受到负载电流变化等扰动的影响。基于此，本节利用双脉冲实验对所研究结温监测方法的适用性进行探究。实验参数见表2。
表2 双脉冲实验平台参数
Tab.2 Parameters of the double-pulse test
参 数数 值 VG(ON)/V15 VG(OFF)/V-7.5 母线电压/V200 驱动外阻/W15 负载电感/mH200 支撑电容/mF1 500
首先，利用双脉冲实验探究Vce-drop与器件结温的相关性，测试结果如图9所示。在此测试中，负载电流和母线电压分别设置为45 A和200 V，且器件结温由30℃变化至70℃。由测试结果可知，Vce-drop的高度会随着器件结温的增加而逐渐抬升（见图9b）。这意味着，Vce-drop能够表征器件结温变化，可以用于IGBT器件的结温监测。
进一步地，对所研究方法在更高结温下的适用性进行测试，测试结果如图10所示。在此测试中，功率器件结温由90℃变化至130℃（虽然待测器件耐受结温为150℃，但其为尽限结温，易造成IGBT器件损坏）。由测试结果可知，在更高结温下，Vce-drop仍能表征器件结温的变化。
图9 Vce-drop与器件结温相关性测试结果
Fig.9 Test result of the Vce-drop with the variations of junction temperature
图10 更高结温下Vce-drop的测试结果
Fig.10 Test results of the Vce-drop with the variations of large junction temperature
利用双脉冲实验探究负载电流变化对Vce-drop的影响，测试结果如图11所示。在此测试中，器件结温和母线电压分别设置为30℃和200 V，负载电流由5 A变化至40 A。由图11可知，在不同负载电流影响下，Vce-drop高度保持不变，但是Vce-drop宽度会发生变化（见图11b），即随着负载电流的增加，Vce-drop宽度会变长，这是因为该阶段处于续流二极管反向恢复阶段，负载电流越大，续流二极管内部储存载流子抽取的时间越长，进而使得Vce-drop宽度变长。但需要说明的是，在实际测量过程中，Vce-drop高度会因噪声、振荡等使得不同负载电流下出现微小偏差，但是这种偏差与器件结温变化引起的Vce-drop高度变化相比是微不足道的，因此可以忽略不计。
图11 负载电流变化对Vce-drop影响的测试结果
Fig.11 Test results of the effects of the load current variations on the Vce-drop
通过双脉冲实验分析母线电压变化对Vce-drop的影响，测试结果如图12所示。在此测试中，器件结温和负载电流分别设置为40℃和30 A，且母线电压由100 V变化至600 V。依据测试结果可知，随着母线电压的增大，Vce-drop也不断增大，且Vce-drop的起点位置存在差异，这意味着母线电压变化会影响Vce-drop，进而降低结温监测性能。但考虑到本文的应用场景为单相PWM整流器，而单相PWM整流器在运行过程中母线电压变化较小[31-32]，因此对Vce-drop的影响可以忽略不计。
图12 母线电压变化对Vce-drop影响的测试结果
Fig.12 Test results of the effects of the bus voltage variations on the Vce-drop
依据双脉冲实验进一步分析杂散电感变化对Vce-drop的影响，测试结果如图13所示。在此测试中，器件结温、负载电流和母线电压分别设置为40℃、30 A和200 V，且杂散电感Le由2 nH变化至6 nH。由测试结果可知，Vce-drop会随着杂散电感Le的变化而变化，这说明杂散电感的变化会影响所研究结温监测方法性能。对于此问题，后续需要进一步研究有效方法，消除杂散电感变化对所研究结温监测方法的不利影响。
图13 杂散电感变化对Vce-drop影响的测试结果
Fig.13 Test result of the effects of the parasitic inductance variations on the Vce-drop
温敏参数的线性度和灵敏度会影响结温监测方法的适用性。基于此，利用双脉冲实验对Vce-drop的线性度和灵敏度进行探究，测试结果如图14～图17所示。在此测试中，母线电压设置为200 V，负载电流由10 A变化至40 A，器件结温由30℃变化至70℃。由测试结果可知，不同测试条件下Vce-drop与器件结温均保持着较好的线性关系。
为进一步量化Vce-drop与器件结温的映射关系，以负载电流10 A时Vce-drop与器件结温的拟合关系为例，给出相应拟合结果，如图18所示，其拟合关系式可表示为
图14 负载电流10 A时Vce-drop随器件结温变化的测试结果
Fig.14 Test results of the Vce-drop with the junction temperature variations under the load current of 10 A
图15 负载电流20 A时Vce-drop随器件结温变化的测试结果
Fig.15 Test results of the Vce-drop with the junction temperature variations under the load current of 20 A
（16）
式中，Tj为器件结温。
进一步可知，Vce-drop与器件结温曲线的拟合优度为0.995，这表明Vce-drop与器件结温具有较好的线性关系。为进一步验证不同负载电流下Vce-drop的灵敏度，绘制了不同负载电流下Vce-drop的灵敏度如图19所示。由图19可知，当负载电流由10 A变化至40 A时，Vce-drop的灵敏度分别为0.33、0.34、0.35、0.29 V/℃，即负载电流变化对Vce-drop灵敏度的影响较小。
图16 负载电流30 A时Vce-drop随器件结温变化的测试结果
Fig.16 Test results of the Vce-drop with the junction temperature variations under the load current of 30 A
图17 负载电流40 A时Vce-drop随器件结温变化的测试结果
Fig.17 Test results of the Vce-drop with the junction temperature variations under the load current of 40 A
图18 电流为10 A时Vce-drop的拟合关系曲线
Fig.18 Fitting curves of the Vce-drop with the load current of 10 A
图19 不同负载电流下Vce-drop的灵敏度
Fig.19 Sensitivity of the Vce-drop with different load currents
进一步地，将所研究方法与基于小电流下饱和压降的结温监测方法[13]和基于短路电流的结温监测方法[16]进行灵敏度对比，结果见表3。基于小电流下饱和压降的结温监测方法，其灵敏度为-3.191 5 mV/℃，低于所研究结温监测方法的灵敏度。此外，基于短路电流的结温监测方法虽具有较高的灵敏度，但该方法在实际牵引变流器中面临提取困难等问题。相较之下，所研究方法的灵敏度较高且提取较为简单，在实际中适用性较好。
表3 所研究方法与其他方法的灵敏度对比
Tab.3 Performance comparison between the proposed method and other methods in terms of sensitivity
温敏参数灵敏度拟合优度提取难度 所研究方法/(V/℃)0.30.995简单 VCE-ON/(mV/℃)-3.191 50.999简单 ISC/(A/℃)-0.2140.996复杂
为进一步验证所研究结温监测方法的可行性，搭建小功率单相PWM整流器实验平台对其进行实验验证。实验平台原理和实验平台分别如图20和图21所示。图21中，实验平台由主电路、结温监测电路、控制电路组成，其中主电路主要由单相PWM整流器、可编程电源（Chroma 61511）、直流侧支撑电容Cd、滤波电感Lf、滤波电容Cf、负载电阻以及待测器件（Infineon FF50R12RT4）组成；结温监测电路主要由电压探头、电流探头以及红外测温仪（Optrics CTLLTFCF1）组成，红外测温仪用于提供器件结温信息作为参考；控制电路包括驱动板、信号采样电路以及dSPACE控制器（dSPACE 1006），dSPACE控制器采用dq解耦控制方法控制单相PWM整流器。实验平台参数见表4。
图20 单相PWM整流器实验平台原理
Fig.20 Block diagram of the single-phase PWM rectifier
图21 单相PWM整流器实验平台
Fig.21 Experimental set-up of the single-phase PWM rectifier
表4 单相PWM整流器实验平台参数
Tab.4 Parameters of the experimental set-up of the single-phase PWM rectifier
参 数数 值 基波频率fs/Hz50 网侧电感Lsg/mH3.4 滤波电感Lf/mH3.4 负载电阻Rload/W33 开关频率f/Hz1 000 支撑电容Cd/mF3 000 滤波电容Cf/mF1 500 交流侧电压us/V75
图22给出dq解耦控制下单相PWM整流器测试结果。此外，在实验测试中，对IGBT器件进行开壳处理，并将其固定在加热板上，使IGBT芯片的温度在30～80℃之间每隔5℃变化一次。待器件结温稳定后，由红外测温仪读取结温信息，在不同温度下分别利用电压、电流探头测取IGBT的集射极电压VCE、集电极电流ICE以及辅助发射极与功率发射极之间的电压VeE，采集长度为一个基波周期，将其在示波器中进行显示与存储，测试结果如图23所示。图23b中，在器件达到热稳态后，结温曲线近乎为一条直线，即器件结温几乎不变。
图22 dq解耦控制下集电极电压和网侧电流实验结果
Fig.22 Experimental results of the collector-emitter voltage and the grid current under dq decoupling control strategy
图23 结温变化曲线的实验结果
Fig.23 Experimental results of the curve of junction temperature variations
由于双脉冲实验平台与单相PWM整流器实验平台的线路连接不同，导致杂散电感不同，因此在单相PWM整流器中，Vce-drop与器件结温的拟合关系与之前的拟合关系不同，所以需要利用单相PWM整流器的实验数据，对Vce-drop与器件结温的关系重新进行拟合。
基于所研究的Vce-drop定位方法，得到不同器件结温下Vce-drop的实验结果如图24所示。在该测试中，负载电流设置为12.5 A，器件结温由30℃变化至80℃。根据图24，对Vce-drop与器件结温的函数关系进行拟合，结果如图25所示，且拟合函数可表示为
图24 不同器件结温下Vce-drop的实验结果
Fig.24 Experimental results of the Vce-drop with different junction temperature of the IGBT module
图25 Vce-drop拟合关系曲线的实验结果
Fig.25 Experimental results of the fitting curve of the Vce-drop
（17）
由图25得知，在单相PWM整流器工况下，Vce-drop与器件结温的拟合优度为0.994，这表明Vce-drop与器件结温有较好的线性度。
利用实验测试对不同负载电流下所研究结温监测方法的性能进行验证，实验结果如图26所示。在该测试中，负载电流分别设置为8、10和12 A，且器件结温由35℃变化至65℃。根据实验结果可知，所研究结温监测方法在不同负载电流影响下，仍能提供较好的结温监测结果，结温监测误差限制在±3℃之内。鉴于所研究结温监测方法在不同负载电流下展现的良好性能，说明负载电流变化对所研究结温监测方法的影响较小。
图26 不同负载电流下所研究结温监测方法的实验结果
Fig.26 Experimental results of the proposed junction temperature monitoring method with different load currents
为进一步验证所研究结温监测方法的性能，将所研究结温监测方法与其他结温监测方法（如基于关断延迟时间的结温监测方法[20]和基于阈值电压的结温监测方法[24]）性能进行对比，实验结果如图27所示。在该测试中，器件结温由35℃变化至65℃，为直观地展现所研究结温监测方法性能，将实验结果分别整理在表5～表8中。根据测试结果可知，所研究结温监测方法与基于阈值电压的结温监测方法的最大估计误差均在3℃以内，而基于关断延迟时间的结温监测方法的最大估计误差为5.7℃。
图27 所研究结温监测方法与其他结温监测方法性能对比
Fig.27 Perfromance comparison between the proposed junction temperature method and other junction temperature methods
表5 35℃时不同结温监测方法性能对比
Tab.5 Performance comparison between the proposed method and other methods with the junction temperature of 35℃ （单位: ℃）
结温监测方法实际温度估计温度估计误差 所研究方法3532.82.2 关断延迟时间3539.44.4 阈值电压3537.72.7
表6 45℃时不同结温监测方法性能对比
Tab.6 Performance comparison between the proposed method and other methods with the junction temperature of 45℃ （单位: ℃）
结温监测方法实际温度估计温度估计误差 所研究方法4546.71.7 关断延迟时间4550.75.7 阈值电压4547.22.2
表7 55℃时不同结温监测方法性能对比
Tab.7 Performance comparison between the proposed method and other methods with the junction temperature of 55℃ （单位: ℃）
结温监测方法实际温度估计温度估计误差 所研究方法5552.42.6 关断延迟时间5552.92.1 阈值电压5556.31.3
表8 65℃时不同结温监测方法性能对比
Tab.8 Performance comparison between the proposed method and other methods with the junction temperature of 65℃ （单位: ℃）
结温监测方法实际温度估计温度估计误差 所研究方法6564.10.9 关断延迟时间6568.53.5 阈值电压6562.92.1
进一步研究发现，基于阈值电压的结温监测方法灵敏度为4.7 mV/℃，难以达到牵引变流器结温监测需求，而所研究结温监测方法的灵敏度为142.6 mV/℃。综上所述，所研究方法的结温监测精度和灵敏度较高，且不受负载电流影响，在三种结温监测方法中表现最优。
本文研究了一种基于开通集射极电压下降平台Vce-drop的IGBT器件结温监测方法，依据所建立的IGBT等效电路模型，对IGBT开通瞬态进行了详细分析。在此基础上，对IGBT器件开通过程中不同阶段Vce-drop的特征进行探究，并研究一种Vce-drop的定位方法获取Vce-drop信息。最后，搭建双脉冲与单相PWM整流器实验平台，对所研究结温监测方法的可行性进行实验验证。通过测试结果可得如下结论：
1）本文对开通瞬态过程中不同阶段的Vce-drop特征进行详细分析，并探究了Vce-drop与器件结温的映射关系，分析结果表明，Vce-drop与器件结温具有较好的线性关系。
2）研究了一种基于VeE最大值的Vce-drop定位方法，并通过双脉冲实验对Vce-drop的适用性进行详细探究，测试结果表明，Vce-drop不受负载电流变化的影响，且具有较好的线性度和灵敏度。
3）搭建了小功率单相PWM整流器实验平台，对所研究结温监测方法性能进行实验验证，并与基于关断延迟时间的结温监测方法和基于阈值电压的结温监测方法进行对比。实验结果表明，所研究方法在不同负载电流下能够提供良好的结温监测性能，且具有较高的灵敏度。
4）所研究的结温监测方法能够适用于SiC器件。但是，SiC器件开关时间短，导致所提方法可能面临结温监测性能下降的挑战。对此，可从设计智能栅极辅助电路和采用高精度的采样设备等方面解决上述问题。
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Abstract Insulated-gate bipolar transistor (IGBT) modules for energy conversion are the core components of the traction converters. However, under the harsh environment and complex conditions, IGBT modules suffer from high failure rates caused by junction temperature swings in traction converters. Thus, high-performance junction temperature monitoring methods are attractive in traction converters. The existing methods are challenging in addressing the load current dependence issue, and the accuracy is degraded. This paper proposes a junction temperature monitoring method based on the turn-on collector-emitter voltage drop platform (Vce-drop), which can solve the load current dependence and achieve a high sensitivity.
Firstly, with the equivalent circuit model of the IGBT module, the characterization behaviors of the IGBT module during turn-on transient processes are detailed. The relationship between the Vce-drop and the junction temperature is analyzed. The Vce-drop is not affected by the load current variations, but its width undergoes obvious variations with the load current variations. Then, compared to the equivalent circuit model and the structure of the IGBT module, a positioning method of the Vce-drop is provided. It is found that when the Vce-drop appears in the turn-on collector-emitter voltage, the maximum voltage of the equivalent inductance LeE exists. Thus, the Vce-drop is accordingly positioned by introducing the maximum change rate of the collector-emitter current (dICE/dt).
Then, the double-pulse tests are conducted to verify the proposed method under different operation conditions. The effects of load current variations on the Vce-drop are investigated. The double-pulse test results show that the height of the Vce-drop is constant with different load currents. That means the performance of the proposed method is not affected by load current variations. The sensitivity of the proposed method from 20 A to 40 A is 0.33 V/℃, 0.34 V/℃, 0.35 V/℃, and 0.29 V/℃, respectively, exhibiting a high sensitivity.
Finally, experimental tests based on a single-phase pulse-width modulation (PWM) rectifier are carried out. Compared with the turn-off delay time method and the threshold voltage method, the proposed method provides a satisfactory performance under different load currents. According to the performance comparison between the proposed method and the other junction temperature monitoring methods, the maximum junction temperature estimation errors of the proposed method and the threshold voltage method are within the range of 3℃, and the maximum junction temperature estimation error of the turn-off delay time method is 5.7℃.
The following conclusions can be drawn. (1) The characterization behaviors of the Vce-drop during turn-on transient processes are detailed, and the relationship between the Vce-drop and the junction temperature is analyzed. (2) The position of the Vce-drop is achieved using the maximum value of the parasitic inductance voltage, and the proposed method is extensively investigated by double-pulse tests. The load current variations have a negligible effect on the Vce-drop. (3) The performance of the proposed method is verified. The experimental results suggest that the proposed method achieves interesting benefits regarding load current independence and high sensitivity.
keywords：Junction temperature monitoring, turn-on collector-emitter voltage drop platform, power devices, reliability evaluation
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.232160
中图分类号：TM921.2
国家自然科学基金青年项目（52307068）和四川省自然科学基金青年项目（2023NSFSC0824）资助。
收稿日期 2023-12-25
改稿日期 2024-01-24
王惠民 男，1994年生，助理教授，硕士生导师，研究方向为牵引传动系统可靠性分析、高性能交流电机驱动控制。E-mail: wanghuimin@my.swjtu.edu.cn
丁菊霞 女，1977年生，副教授，研究方向为电力牵引传动控制、列车运行优化控制。E-mail: jxding@swjtu.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）