, n-1），iscj为RSCUj谐振腔的谐振电流。摘要 作为隔离型单向直流变换器常用的整流器件之一，二极管结电容易与变压器漏感发生谐振，导致严重的电压尖峰问题。为此，提出一种基于二次侧移相的单向隔离型谐振开关电容变换器（UI-RSCC）拓扑，其二次侧整流单元由一个开关半桥和二极管半桥组成，避免了二次侧二极管振荡的产生，可实现所有开关器件的零电压软开关（ZVS）。该文在分析UI-RSCC拓扑的基础上，研究了其输入直流电容的电压均衡机制，提出了相应的输出电压控制策略及其软开关条件。结果表明，UI-RSCC可实现输入直流电容电压的自动均衡，降低了开关器件的电压应力；通过复用部分开关，减少了所需的开关器件数量；使用电容滤波即可实现所有开关器件的软开关，且无需额外的钳位电路。最后，通过仿真及实验结果验证了理论分析的正确性。
关键词：直流变换器 谐振开关电容变换器 自动均压 软开关 电压应力
单向直流变换器在新能源发电系统、电动汽车充电桩及电力机车中应用广泛，研制轻量化、耐高压、高效率的单向直流变换器具有重要意义[1-4]。在上述应用中，通常要求直流变换器具有高电压增益，某些场合还应具备电气隔离功能[5-7]。如何降低对开关器件的电气应力要求，提升直流变换器的运行效率，成为直流变换器领域的研究热点之一[8-10]。
传统移相全桥变换器采用二极管构成不控整流单元，在二极管全桥整流或全波整流方式下，二极管存在反向恢复过程[11-12]。在二极管关断过程中，其结电容与变压器漏感发生谐振，引起二极管电压振荡现象，威胁变换器的运行安全[13]。此外，为实现移相全桥变换器滞后桥臂的软开关，通常需要加入较大的滤波电感，不利于变换器的小型化和轻量化设计[14]。近年来，国内外学者提出多种二极管电压尖峰抑制策略，其中J. Lai团队提出一种整流单元结构，可实现软开关，有效抑制电压尖峰[15]。
另一方面，在高压大功率场合，移相全桥变换器中开关器件的电压及电流应力较大，限制了开关频率的提升[16]。串联输入并联输出（Input Series Output Parallel, ISOP）型移相全桥变换器是大功率场合常用的拓扑之一，实现了其输入与输出端口之间的电气隔离，降低了开关器件的电气应力[17-18]。然而由于电路中各元器件参数存在差异，若不对各子模块的输入电压加以控制，其电容电压难以均衡，造成开关电气应力不均，甚至损坏电路元器件，因此ISOP型变换器通常需加入均压控制策略[19-21]。此外，ISOP型移相全桥变换器在大功率场合需要大量的开关器件和变压器，不利于装置的小型化和轻量化设计[22]。
谐振开关电容变换器（Resonant Switched Capacitor Converter, RSCC）具有功率密度高、效率高、电压自均衡、易于小型化等优势，通常应用于光伏并网、储能均压等场合，并在电力机车等领域中具有一定的应用前景[23-25]。然而已发表的RSCC拓扑多为非隔离型结构，其输出电压调节范围较窄[26]。
为此，本文提出一种单向隔离型谐振开关电容变换器（Unidirectional Isolated Resonant Switched Capacitor Converter, UI-RSCC），通过复用部分开关器件，减少所需开关器件数量；可实现输入直流电容的电压自均衡，简化了控制；优化了整流单元结构，实现了所有开关器件的软开关，有效抑制了二极管结电容电压振荡现象。本文详细分析了UI-RSCC拓扑，在研究输入直流电容电压自均衡机制的基础上，提出了相应的输出电压控制策略，针对其输出特性开展了分析。实验结果验证了本文理论分析及控制策略的可行性和正确性。
图1为本文提出的UI-RSCC典型拓扑，n个串联输入直流电容与n-1个谐振开关电容单元（Resonant Switched Capacitor Unit, RSCU）连接，后级接入不多于n−2个隔离整流单元（Isolated Rectifier Unit, IRU）。图中，Uin为输入电压，Uo为输出电压，iLik为变压器漏感Lik的电流（i=2, 3,, n-1），iscj为RSCUj谐振腔的谐振电流。
图1 典型UI-RSCC拓扑
Fig.1 Typical UI-RSCC topology
谐振开关电容单元RSCU分为两类，编号为奇数的RSCU结构如图1b所示，编号为偶数的RSCU结构如图1c所示。每个RSCU由两个开关半桥组成，即Sj1、Sj2和Sj3、Sj4（j=1,2,…, n−1），同时两个半桥中点连接一组谐振腔（Lscj、Cscj）。RSCU的三个功率端口aj、bj、cj分别与输入直流电容相连，①j与②j端口则与隔离整流单元IRU相连。
隔离整流单元IRUi由一个开关半桥和一个二极管半桥组成，其输入端口与RSCUi−1的②i−1端及RSCUi的①i端相连，并由输入直流电容Ci为其供电，其主要功能是实现输入侧与输出侧之间的电气隔离，并提供稳定的输出电压，IRU的结构如图1d所示。IRU由变压器、漏感Lik及整流单元组成，其中变压器电压比为N:1，所需IRU数量根据输出功率大小及开关器件的通流能力决定，整流单元由一个开关半桥和一个二极管半桥组成。整流单元的输出端并联电容Co，亦为IRU的输出端。
IRU输出侧通常采用并联或串联典型连接方式，前者可降低输出侧的电流应力，后者则可改善输出侧的电压应力。与IRU连接的开关器件除参与RSCU的能量传递、辅助实现输入直流电容电压自均衡外，同时参与输入侧至输出侧的能量传递，实现了相应开关器件的功能复用，有助于减少开关器件的数量。
对于UI-RSCC拓扑来说，其输入直流电容电压的自均衡主要通过谐振开关电容单元RSCU实现。RSCU的开关模态见表1，所有开关器件的导通占空比均为50%。其中Sj1与Sj3同时开通，Sj2与Sj4同时开通，在一个周期内，Sj1(Sj3)与Sj2(Sj4)互补。为实现软开关，设置开关频率fs与RSCU的谐振频率fsc相等，其中fsc=(4π2LscjCscj)−1/2。RSCU在一个周期内有两个运行模态，以下对其展开详细分析。
表1 RSCU开关模态
Tab.1 Switching modes of RSCU
工作模态脉冲信号 Sj1Sj2Sj3Sj4 Ⅰ1010 Ⅱ0101
鉴于所有隔离整流单元IRU的工作原理相同，本文首先以仅接入一个IRU时的UI-RSCC典型拓扑开展分析，且此IRUi接在②i−1与①i两个端口之间，即由Ci向IRUi充电。为简化分析，作如下假设： ①直流侧输入电流Iin恒定；②各RSCU的谐振参数一致，即Lsc1=Lsc2=…=Lscj=Lsc，Csc1=Csc2=…=Cscj=Csc；③忽略开关器件寄生电容及死区时间的影响。
在整个周期内输入直流电源Uin向所有输入直流电容充电。首先分析输入直流电容数量n为奇数，电容Ci的编号i亦为奇数的情况。
模态Ⅰ：在此模态内，Sj1与Sj3导通，RSCU的谐振腔及编号为奇数的输入直流电容通过两个开关传递能量。C1通过S11及S13向RSCU1的谐振腔放电，Cn则向RSCUn−1的谐振腔放电，如图2a所示。位于Ci以上的第x1个电容从
的谐振腔充电，同时向
的谐振腔放电，其等效电路如图2b所示。RSCUi−1及RSCUi的谐振腔向电容Ci放电，等效电路如图2c所示。位于Ci以下的第y1个电容向
放电，同时从
的谐振腔充电，如图2d所示。x1及y1均为奇数，且1＜x1＜i， i＜y1＜n。
图2 模态Ⅰ等效电路
Fig.2 Equivalent circuit of mode Ⅰ
模态Ⅱ：Sj2与Sj4导通，RSCU的谐振腔及编号为偶数的输入直流电容交换能量。位于Ci以上的第x2个电容从
的谐振腔充电，并向
的谐振腔放电，其等效电路如图3a所示。位于Ci以下的第y2个电容则向
放电，同时从
的谐振腔充电，等效电路如图3b所示。x2及
均为偶数，且1＜x2＜i，i＜y2＜n。
图3 模态Ⅱ等效电路
Fig.3 Equivalent circuit of mode Ⅱ
综合上述分析，n及i均为奇数时UI-RSCC的能量传输路径如图4所示，在一个开关周期内各RSCU的谐振腔与其相邻的两个输入直流电容交替并联并实现能量交换，从而实现电压均衡，所有直流电容的电压均为输入电压的1/n。RSCU中每个开关器件的电压应力亦为输入电压的1/n，有效降低了开关器件的电压应力。
图4 n为奇数时UI-RSCC能量传输路径
Fig.4 Demonstration of UI-RSCC power transmission when n is odd
当n或i为偶数时，电路的均压机理与上述分析类似，在模态Ⅰ内奇数输入直流电容与RSCU的谐振腔交换能量，模态Ⅱ内偶数输入直流电容与RSCU的谐振腔交换能量。其中第一个输入直流电容与第n个输入直流电容仅向RSCU的谐振腔放电，第i个输入直流电容仅从RSCU的谐振腔中充电，其余第j个输入直流电容则在相应的运行模态内与RSCUj−1和RSCUj的谐振腔之间循环充放电（1＜j＜n，j≠i）。
当电路中存在多个隔离整流单元IRU时，两个模态中参与能量传递的输入直流电容与上述分析类似。谐振电流方向则取决于RSCU谐振腔与输入直流电容之间的能量关系，若RSCU谐振腔的能量高于与其并联的输入直流电容的能量，则谐振腔会向该直流电容放电；若RSCU谐振腔的能量低于此并联电容的能量，则该直流电容中充电给RSCU谐振腔，通过上述能量交换过程，最终可实现输入直流电容之间电压自动均衡的目标。
不失一般性，本节依然以单个隔离整流单元IRU的工况为例研究其输出性能，假设该IRUi接在②i−1与①i两个端口之间，其中i为奇数。
为实现输出电压的调节，本文提出一种二次侧半桥移相（Secondary Half-Bridge Phase Shift, SHPS）控制方法，其中Soi1与Si1之间的移相时间为Tp，通过调节Tp即可调节输出电压。根据漏感电流的不同，SHPS控制下共有三种模式：电流连续软开关模式（Current Continuous Mode with Soft Switching, CCMSS）、电流连续硬开关模式（Current Continuous Mode with Hard Switching, CCMHS）及电流断续模式（Discontinuous Current Mode, DCM），以下对三种模式分别开展详细分析。
图5为电流连续软开关工作模式下的驱动信号及关键波形，在此工作模式下，一个周期内共有六种工作模态。
模态Ⅰ[t0, t1)：t0时刻，漏感电流通过Si1及S(i−1)1的反并联二极管续流，同时二次侧通过Soi2的反并联二极管与VDoi3共同向负载供电，此时漏感Lik两端电压为Ui+NUo，此模态下的等效电路如图6a所示。由于所有漏感大小一致，为简化分析，以下记 
为
，对应电流为
。第2节已经对RSCU的均压机理开展了分析，此处忽略一次侧RSCU的工作过程。从而可列写此模态内漏感电流表达式为
图5 电流连续软开关模式下的驱动信号及关键波形
Fig.5 Drive signals and key waveforms under CCMSS
（1）
式中，Ui为电容Ci的电压；Uo为输出电压。
图6 电流连续软开关模式等效电路
Fig.6 Equivalent circuit under current under CCMSS
模态Ⅱ[t1, t2)：t1时刻漏感电流过零，并开始反向流动，Si1及S(i−1)1实现了零电压开关（Zero Voltage Switching, ZVS）。同时Soi2导通，并与VDoi4共同续流，实现了Soi2的ZVS开通。此时漏感的电压为Ui，如图6b所示，此模态的漏感电流表达式为
（2）
模态Ⅲ [t2, t3)：t2时刻Soi1反并联二极管导通，二次侧开始通过Soi1与VDoi4为负载供电，一次侧工作模态保持不变，此时漏感两端电压为Ui−NUo，如图6c所示，则漏感电流为
（3）
模态Ⅳ [t3, t4)：t3时刻，变压器漏感Lk通过Si2及S(i−1)2的反并联二极管续流，Ci通过Si2及S(i−1)2向变压器及其二次侧负载RL传递能量。在此阶段内变压器二次侧电路的运行模态保持不变，其等效电路如图6d所示。此模态内的漏感电流为
（4）
模态Ⅴ [t4, t5)：t4时刻漏感电流过零，Si2及S(i−1)2导通，实现了其ZVS开通，同时二次侧通过Soi1与VDoi3续流，在此模态内可实现Soi1的ZVS开通。Lk两端电压为−Ui，如图6e所示，则此时iLk为
（5）
模态Ⅵ [t5, t6]：t5时刻Soi2的反并联二极管导通，二次侧开始通过Soi2与VDoi3为负载供电，此时漏感两端电压为−(Ui−NUo)，如图6f所示，则此模态的漏感电流为
（6）
根据分析，变换器的输出电压增益M为
（7）
式中，D为移相占空比，D=2Tp/Ts；k为电压调制比，k=Uin/(nNUo)；RL为负载电阻。
输出功率Po为
（8）
由式（8）可知，输出功率主要与移相占空比及变压器电压比有关。令dPo/dD=0，可求得当D=(1+k+k2)/(1+2k+2k2)时输出功率达到最大值，最大输出功率为
（9）
综合本节分析，电流连续软开关模式下可实现所有开关器件的ZVS开通，从而降低损耗，提升变换器运行效率。
若移相时间较短，在漏感电流下降至零前移相时间便已结束，此时变换器进入电流连续硬开关模式，其驱动信号及关键波形如图7所示。在此工作模式下一共有六个工作模态，一次侧的工作模态与电流连续软开关模式相同，仅二次侧模态不同，因此本节着重分析二次侧的工作模态。
图7 电流连续硬开关模式下的驱动信号及关键波形
Fig.7 Drive signals and key waveforms under CCMHS
模态Ⅰ [t0, t1)：t0时刻，漏感电流通过Si1及S(i−1)1的反并联二极管续流，二次侧通过Soi2的反并联二极管与VDoi3共同向负载供电，此时漏感Lik两端电压为Ui+NUo。
模态Ⅱ [t1, t2)：t1时刻，Soi1在漏感电流降为零之前导通，Soi1未实现ZVS开通，二次电流通过Soi1及VDoi3续流，Lk两端电压为Ui，一次侧则继续通过Si1及S(i−1)1的反并联二极管为二次侧及负载供电。
模态Ⅲ [t2, t3)：t2时刻，Si1及S(i−1)1实现ZVS开通，二次侧通过Soi1与VDoi4为负载供电，施加于Lk两端的电压为Ui−NUo。
模态Ⅳ [t3, t4)：在此模态内二次侧开关状态不变，同时一次侧Ci通过Si2及S(i−1)2向变压器及其二次侧负载RL传递能量。在此阶段内施加于Lk两端的电压为−(Ui+NUo)。
模态Ⅴ [t4, t5)：t4时刻在漏感电流未下降至零时，Soi2导通，二次侧通过Soi2及VDoi4共同续流，此模态未能实现Soi2的ZVS开通。
模态Ⅵ [t5, t6]：t5时刻漏感电流过零，二次侧通过Soi2的反并联二极管和VDoi3为负载供电。
基于上述分析，电流连续硬开关模式下UI-RSCC的电压增益为
（10）
输出功率为
（11）
电流连续硬开关模式仅在Ui＞NUo，即k＞1时出现，否则模态Ⅱ内漏感电流将持续为零，一次侧的功率无法向二次侧传递。此外，在电流连续硬开关工作模式下，无法实现二次侧开关器件的ZVS开通，影响变换器的运行效率。
当负载较轻，且Ui＜NUo时，变换器进入电流断续模式（DCM），电流断续模式下的驱动信号和关键波形如图8所示。
图8 电流断续模式下的驱动信号及关键波形
Fig.8 Drive signals and key waveforms under DCM
电流断续工作模式下共有六个工作模态，其中模态Ⅰ与模态Ⅳ为移相模态，模态Ⅲ与模态Ⅵ为断续模态，仅模态Ⅱ与模态Ⅴ实现功率传输。则各模态漏感电流表达式为
（12）
基于上述分析，电流断续工作模式下的电压增益
（13）
输出功率为
（14）
电流断续工作模式下，实现了Soi1的零电流开通和Soi2的零电流关断。然而由于一次侧开关器件未能实现ZVS开通，且电流断续的工况下，漏感电流峰值升高，电流断续模式下变换器损耗增大。
图9为UI-RSCC的输出功率曲线，其中PoN为标幺化后的输出功率，PoN=Po/Pmax，Pmax为最大输出功率。三种模式下输出功率均与移相占空比D呈抛物线关系，且随电压调制比k增大而增大。由图9易知，在CCMSS区域内，输出功率范围最大。且当目标输出功率位于CCMSS区域时，可实现所有开关器件的ZVS开通。
图9 UI-RSCC输出功率
Fig.9 Output power of UI-RSCC
图10为UI-RSCC的电压增益曲线，其趋势与输出功率曲线的趋势基本一致，当UI-RSCC运行于CCMSS区域内时，可实现最大范围的软开关，当D=(1+k+k2)/(1+2k+2k2)时，最大电压增益Mmax为
（15）
图10 UI-RSCC电压增益
Fig.10 Voltage conversion ratio of UI-RSCC
电流连续硬开关模式（CCMHS）与电流连续软开关模式（CCMSS）之间的分界点为
（16）
当k＞1，且D＞(k−1)/(2k)时，变换器工作于电流连续软开关模式；反之，则工作于电流连续硬开关模式。
类似地，电流断续模式（DCM）与电流连续软开关模式（CCMSS）之间的分界点为
（17）
当k＜1，且D＞1−k时，变换器工作于电流连续软开关模式；反之，则工作于电流断续模式。
图11为UI-RSCC的软开关范围，在ZVS区域内可实现所有开关器件的零电压开通，其余区域均有部分开关器件未能实现软开关。此外，当电压调制比k=1时，在全功率范围内均可实现ZVS，随着k增大或减小，软开关区域均缩小，因此应尽量使变换器工作于k=1附近。
图11 UI-RSCC软开关范围
Fig.11 Soft switching range of UI-RSCC
基于前述分析，UI-RSCC的输出电压控制框图如图12所示，在RSCU的作用下，无需额外的均压控制即可实现输入直流电容的电压自均衡。以输出电压Uo为控制目标，将输出电压与参考电压Uref对比，并将其差值送入比例积分（Proportional Integral, PI）控制器中，产生移相时间Tp，从而实现输出电压的调节。
图12 UI-RSCC控制框图
Fig.12 Control diagram of UI-RSCC
为验证上述理论分析的正确性，本文首先搭建了UI-RSCC仿真平台。以某型和谐号电力机车的辅助供电系统为例，其输入及输出电压分别为3 600 V及600 V，仿真参数见表2。
表2 UI-RSCC仿真参数
Tab.2 Simulation parameters of UI-RSCC
参数数值参数数值 输入电压Uin/V3 600谐振电容Cscj/μF5 输出电压Uo/V600谐振电感Lscj/μH1.2 输出功率Po/kW150谐振频率fsc/kHz65 开关频率fs/kHz65直流电容Cj,Co /μF600 漏感Lk/μH3变压器匝比1:1
选取图13所示的典型电路结构，其中共6个输入直流电容、2个隔离整流单元。即C2及C5接入两个隔离整流单元IRU，向低压侧传递能量，对本文提出的UI-RSCC的三种运行模式开展仿真验证。
图13 6个输入直流电容、2个隔离整流单元典型拓扑
Fig.13 Typical topology with 6 DC capacitors and, 2 IRUs
4.1.1 电流连续软开关模式仿真验证
图14为输入直流电容电压及输出电压波形，各输入直流电容之间的电压偏差为0.19%，实现了良好的均压效果及稳定输出。
图15为电流连续软开关模式下的谐振特性，其中RSCU3的谐振电流在整个周期内近似为零，其原因在于，RSCU3在整个周期内仅处理C3及C4之间的能量差异即可，若两个IRU的参数无偏差，RSCU3的谐振腔基本不参与谐振。图中
为开关器件的驱动信号，
为开关器件两端的电压。
图14 电流连续软开关模式直流电容电压
Fig.14 DC capacitors’ voltages under CCMSS
图15 电流连续软开关模式谐振特性
Fig.15 Resonant characteristics under CCMSS
图16为电流连续软开关模式下的软开关波形。由图16可知，S11的驱动信号在其电压下降至零后开始上升，实现了ZVS开通，S13及So21亦然，电流连续软开关模式下所有开关器件均可实现软开关。
图16 电流连续软开关模式软开关波形
Fig.16 Soft switching waveforms under CCMSS
4.1.2 电流连续硬开关模式仿真验证
当输入电压上升到4 200 V时，变换器移相时间缩短，进入电流连续硬开关模式，直流电容电压如图17所示，仍可实现各输入直流电容之间的电压均衡，且输出电压稳定在600 V。
图17 电流连续硬开关模式直流电容电压
Fig.17 DC capacitors’ voltages under CCMHS
图18为电流连续硬开关模式下的谐振特性，移相时间在漏感电流下降至零之前便已结束，与理论分析结果基本一致。
图18 电流连续硬开关模式谐振特性
Fig.18 Resonant characteristics under CCMHS
图19为电流连续硬开关模式下的软开关特性，电流连续硬开关模式下实现了一次侧开关器件的ZVS开通，但未能实现二次侧开关器件的ZVS，增
图19 电流连续硬开关模式软开关波形
Fig.19 Soft switching waveforms under CCMHS
大了变换器的损耗。
4.1.3 电流断续模式仿真验证
当输入电压为3 000 V，且输出功率为18 kW时，变换器进入电流断续模式，直流电容电压如图20所示。输入直流电容实现了电压自均衡，且输出电压稳定。
图20 电流断续模式直流电容电压
Fig.20 DC capacitors’ voltages under DCM
图21为电流断续模式下的谐振特性，RSCU3的谐振电流仍然为零。漏感电流断续，与理论分析基本一致。
图21 电流断续模式谐振特性
Fig.21 Resonant characteristics under DCM
图22为电流断续模式下的软开关波形，其中So21实现了ZVS开通，但一次侧开关器件均未能实现软开关。此外，由于死区时间内谐振电流及漏感电流均为零，S11及S13的反并联二极管被钳位，其电压出现短暂的平台，直至死区时间结束，其互补开关导通。
本文以4.1节中辅助变流器的应用场合为例，将UI-RSCC与常见的多电平直流变换器，即模块化多电平直流变换器（Modular Multilevel DC-DC Converter, MMDC）、多电平双有源桥式变换器（Dual Active Bridge, DAB）及ISOP移相全桥变换器开展对比，主要关注其所需开关器件数量、变压器数量及一次、二次侧开关器件的电压应力等特性，见表3。
图22 电流断续模式软开关波形
Fig.22 Soft switching waveforms under DCM
表3 拓扑对比
Tab.3 Comparison of topologies
拓扑器件数量电压应力/kV 一次侧二次侧变压器一次侧二次侧 MMDC48410.60.6 多电平DAB12411.80.6 ISOP移相全桥242460.60.6 UI-RSCC20820.60.6
由表3可知，MMDC需要大量的开关器件，控制复杂，且不利于装置的小型化设计。随着输入电压的升高，多电平DAB变换器存在输入直流电容电压不均的问题，因此本文选取三电平DAB变换器开展对比，其电压应力较高。ISOP移相全桥变换器需要多个变压器，增大了变换器体积。与上述变换器拓扑相比，本文提出的UI-RSCC通过复用部分开关器件，在同等电压应力的情况下，所需的开关器件及变压器数量更少，有利于装置的小型化设计。
本文接着搭建了如图23所示的小容量实验样机，并选取UI-RSCC的一个基本单元，即n=3的结构开展实验验证，实验参数见表4。由于电路中仅一个IRU，将二次侧开关器件简称为So1、So2。
图23 UI-RSCC实验样机
Fig.23 Experimental platform of UI-RSCC
表4 UI-RSCC实验参数
Tab.4 Experimental parameters of UI-RSCC
参数数值参数数值 输入电压Uin/V1 800谐振电容Cscj/μF1.5 输出电压Uo/V600谐振电感Lscj/μH3.9 输出功率Po/kW10谐振频率fsc/kHz65 开关频率fs/kHz65输入直流电容Cj/μF140 输出电容Co/μF50变压器匝比1:1
针对本文所提出的UI-RSCC开展实验验证，由于电流连续软开关模式下所有开关器件均可实现ZVS开通，本文主要体现电流连续软开关模式的实验结果。
图24为UI-RSCC的直流电容电压，三个输入直流电容之间可实现电压均衡，且输出电压稳定。
图24 直流电容电压
Fig.24 DC capacitors voltage
图25a为二极管整流结构，其中urec为二极管全桥的输出电压，Lf及Co为输出滤波单元。图25b及图25c为二次侧采用二极管整流电路后的输出波形，由于二极管结电容与变压器漏感发生谐振，漏感电流存在尖峰及振荡现象，且urec存在剧烈振荡，二极管电压亦存在较大的电压尖峰。
图25 使用二极管整流的输出波形
Fig.25 Output waveforms with diode rectifier
图26为UI-RSCC的谐振特性波形，与理论分析基本一致。此外，由于谐振频率与开关频率难以完全一致，谐振电流存在相位偏差。且为避免半桥之间短路，通常设置有死区，开关结电容在死区时间内易参与谐振，造成谐振电流阶跃。
图26 UI-RSCC的谐振特性
Fig.26 Resonant characteristics of UI-RSCC
图27～图29为各开关器件的软开关波形，以S21为例，其软开关波形如图27所示。S21的驱动信号在其电压下降至零后才上升，实现了ZVS开通。S23及So1的软开关特性与之类似，所有开关器件均可实现软开关。
图27 S21软开关波形
Fig.27 Soft switching waveforms of S21
在未加入钳位电路的情况下，漏感电流iLk中亦未出现振荡现象。此外，一次侧每个开关器件的电压应力均为600V，即输入电压的1/3，UI-RSCC拓扑可降低开关器件的电压应力。
图28 S23软开关波形
Fig.28 Soft switching waveforms of S23
图29 So1软开关波形
Fig.29 Soft switching waveforms of So1
图30为输入电压在−5%～+10%范围内波动时的输出电压波形。输入电压波动时，输出电压可以维持稳定，表明UI-RSCC具有抗干扰能力。
图30 输出电压实验波形
Fig.30 Experimental waveforms of output voltage
图31为测量得到的UI-RSCC运行效率曲线，其效率在6 kW处达到峰值，最高效率为97.37%。额定功率点处的运行效率为96.33%。
图31 运行效率
Fig.31 Operation efficiency
结合仿真软件可得到额定功率时变换器各部分元器件的损耗占比如图32所示，由于实现了软开关，开关损耗仅占总体损耗的9%，导通损耗及磁心损耗在变换器的总损耗中占比分别为42%和46%，在未来的工作中，将使用导通损耗较小的开关器件，并优化变换器的磁心设计，进一步提升变换器的运行效率。
图32 损耗占比
Fig.32 Proportion of losses
本文对多电平UI-RSCC的均压效果进行了验证，此样机输入直流电容数量n=5，IRU的数量为2。受实验室条件的限制，多电平样机的元器件参数与表4一致，输入电压为1 800 V，输出电压为360 V。图33所示为多电平UI-RSCC的输入直流电容电压波形，各输入直流电容之间的电压具有良好的均压效果。
图33 直流电容电压
Fig.33 DC capacitors voltage
本文提出一种单向隔离型谐振开关电容变换器，分析了输入直流电容的自均压机理，提出了其输出电压控制策略，讨论了UI-RSCC三种运行模式的工作模态，并建立了数学模型，分析了UI-RSCC的输出特性及其软开关条件。最后开展了一系列的仿真及实验验证，实验结果表明：
1）UI-RSCC可实现输入直流电容的自动均压及稳定输出，实验结果与理论分析基本一致。
2）电流连续软开关模式下所有开关器件均可实现ZVS开通，无需额外的钳位电路抑制二次侧器件的电压尖峰。
3）UI-RSCC降低了开关器件的电压应力，减少了所需的开关器件数量，在城轨交通辅助变流器等能量单向流动的场合有良好的应用前景。
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Abstract Unidirectional DC-DC converters are widely used in renewable energy system, electrical vehicles and electrical locomotives. The development of lightweight, high-voltage, and high-efficiency unidirectional DC-DC converters is of great significance. In the above applications, the DC-DC converter is usually required to achieve high voltage gain, and isolation is preferred to ensure the safety operation in some cases. On the other hand, diode is one of the commonly used rectifier components in the isolated unidirectional DC-DC converters. The parasitic capacitance of diode will resonant with the leakage inductance of the transformer, causing severe voltage oscillation. Reducing the voltage stress of the switching devices and improving the operation efficiency of the DC-DC converters are the research hotpot. Aunidirectional isolated resonant switched capacitor converter (UI-RSCC) is proposed in this paper. Simulation and experimental results verify the effectiveness of UI-RSCC.
First, the topology and operation principle of UI-RSCC are analyzed, which consists of n DC capacitors, n−1 resonant switched capacitor units (RSCU) andK isolated rectifier unit (IRU), 1≤K≤n−2. The power transmission path and the voltage balancing principle of DC capacitors are studied. Then the output voltage control method is proposed, and threetypical operation modes of UI-RSCC are introduced, including current continuous mode with soft switching (CCMSS), current continuous mode with hard switching (CCMHS) and current discrete mode (CDM). Moreover, the soft switching condition and output performance of the three operation modesare also discussed. It shows that UI-RSCC has the advantage of automatic voltage equalization, and the switching voltage stress is suppressed. The required switching devices is reduced by multiplexing parts switching devices functions. Additionally, all the switching devices achieve soft switching under CCMSS with capacitor filtering, and additional clamping circuit is not required. The analysis of the three operation modes shows that CCMSS is preferred to achieve higher efficiency.
The simulation modelis built to verify the correctness of theoretical analysis and the three operation modes are considered. Results showed that the voltage balancing of DC capacitors are achieved in all three operation modes. Moreover, zero voltage switching (ZVS) of all switching devices is achieved under CCMSS. While the ZVS of secondary side switching devices is not achieved under CCMHS. And under CDM, only the secondary side switching devices can achieve ZVS.
Then 10kW experimental platform is built, which consists of three RSCUs and one IRU.Thepeak efficiency of 97.37% is achieved and the operation efficiency under rated power is 96.33%.Experimentalresults show that the oscillation is alleviated with the proposed UI-RSCC. And the output voltage keeps stable when the input voltage swings from -5%～+10%. And the experimental result shows thatvoltage auto-balancing is also achieved in multilevel UI-RSCC, including five RSCUs and two IRUs.
The following conclusions can be drawn: (1) UI-RSCC achieves voltage auto-balancing of input DC capacitors, and the output voltage is stable. The experimental results are basically consistent with theoretical analysis. (2) In continuous soft switching mode, ZVS of all switching devices is achieved without additional clamping circuits, and the voltage spike in diodes of secondary side is suppressed. (3) UI-RSCC suppresses the voltage stress of switching devices and reduces required switching devices, which hasa promising application in the unidirectional energy flow, such as electric locomotive, urban rail transit auxiliary converter, etc.
Keywords：DC-DC converter, resonant switched capacitor converter, voltage self-balancing, soft switching, voltage stress
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.231349
中图分类号：TM46
北京市自然科学基金项目（3222054）和国家自然科学基金重点项目（51737001）资助。
收稿日期 2023-08-18
改稿日期 2023-10-07
刘 妍 女，1998年生，博士研究生，研究方向为直流变换器、碳化硅器件应用等。E-mail：yan_liu@bjtu.edu.cn
杨晓峰 男，1980年生，副教授，博士生导师，研究方向为多电平变换器技术、电力电子技术在轨道交通中的应用等。E-mail：xfyang@bjtu.edu.cn（通信作者）
（编辑 郭丽军）