图1 MIMO系统结构
Fig.1 Structure of MIMO system
摘要 在无线通信系统中，多输入多输出（MIMO）天线技术可有效提高信号传输速率和信道利用率。传统的能量调制式无线电能与信息同步传输（SWPIT）技术主要依赖单输入单输出线圈实现系统的供电和通信，难以实现多路并行通信。该文针对需要多信号接收器的无线供电场景，提出一种虚拟MIMO-SWPIT技术以满足多端通信的需求。所提系统可在两种状态下工作：当仅需无线供电时，系统工作在谐振状态进行高效电能传输；当需要通信时，通过控制逆变器开关信号的相移角和频率，在发射线圈中构造非标准正弦多载波（即虚拟多输入），以其中的基波和谐波分量作为通信载波传输信息。系统接收回路对基波和谐波所携带的信息进行解调（即虚拟多输出），同时谐波分量可用于负载供电。搭建的实验样机实现了稳定的电能与双通道信息并行同步传输，通信时电压波动低于3%，每路通道信息传输速率为4.0 kbit/s，验证了所提方案的可行性。
关键词：无线电能与信息同步传输 多输入多输出 移相调制 移频调制
无线电能传输（Wireless Power Transfer, WPT）技术具有灵活、安全、方便的供电特性，在电动汽车、水下无人探测器、植入式医疗设备等特殊领域有着广泛的应用需求[1-5]。随着设备智能化的不断发展，设备在无线供电的同时需要具备通信功能，而电磁波本质上是能量与信息的双重载体，因此无线电能与信息同步传输（Simultaneous Wireless Power and Information Transfer, SWPIT）技术成为无线供电领域重要的研究热点之一[6-8]。
在WPT系统中集成通信功能，目前主要可分为三大类方案：链路分离式、载波注入式和能量调制式。链路分离式系统通常需要在收发侧配置供电线圈与通信线圈分别传输电能与信息[9-10]。该方案易于实现全双工高速通信，但需要可靠的磁屏蔽以避免供电线圈和通信线圈间的交叉耦合，这显著增加了系统的体积、成本和复杂性；载波注入式系统主要利用高频变压器通过串联或并联的形式将已调高频载波耦合进发射线圈，主要可采用振幅键控（Amplitude Shift Keying, ASK）、频移键控（Frequency Shift Keying, FSK）等经典的单载波数字调制技术。为进一步提高通信速率，近年来多载波调制技术如频分复用（Frequency Division Mutiplexing, FDM）、正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Mutiplexing, OFDM）[11-14]、时分复用（Time Division Mutiplexing, TDM）[15]等也被研究应用于SWPIT系统中。此类方案易于实现全双工高速通信，但系统电路结构比较复杂、体积较大，且高达MHz级的载波信号在海洋等富水环境中衰减严重[14]，通信可靠性受限；能量调制式方案以功率波为通信载波，通过对功率波的幅值、频率、相位等参数进行调制，使其携带信息特征从而实现信号传输，具有硬件电路简单、通信可靠性强的优点。由于无线供电与无线通信对系统带宽的需求不同，该方案的关键在于如何降低信号传输时对无线电能传输的影响，实现系统供电与通信功能之间的弱耦合。本研究团队提出了谐波通信的解决方案[16-19]，即以基波传输电能，3次谐波传输信息。由于谐波分量对频率偏移有放大效应，有效减轻了通信时对无线供电的影响。但由于发射侧未形成谐振腔，系统电压增益和发射功率受到明显影响。文献[19]提出了在接收侧重构信源的改进方案以克服该影响。但目前此类方案本质上属于单输入单输出（Single Input Single Output, SISO）的单载波调制系统，难以满足需要多路并行通信的无线供电场景。
本文以串联-串联（Series-Series, SS）补偿的WPT系统为例，提出了一种虚拟多输入多输出（Multiple Input Multiple Output, MIMO）SWPIT技术。当系统需要同步传输电能与信息时，控制高频逆变器的移相角和频率在发射线圈中构造非标准正弦波[20]，通过调制其中的基波和3次谐波分量分别作为通信载波传输信息。同时，3次谐波分量可给负载供电。相较于传统的能量调制式系统，本文所提方案实现了稳定的电能与两路信息并行同步传输，在需要多路通信的无线供电设备中具有应用前景。
在无线通信（Wireless Information Transfer, WIT）领域，MIMO技术被广泛应用于系统中以提高信道容量、频谱利用率、通信速率等。该技术通过在收发端配置多根天线增加空间矩阵的传输信道，信道容量与min(i, j)正相关，其中，i、j分别为发射和接收天线的数量，如图1a所示。在无线供电领域，基于能量调制式SWPIT系统大多采用单组耦合线圈传输电能与信息，为典型的SISO系统。本文提出一种虚拟MIMO-SWPIT技术，在不增加线圈数量的条件下构造多路通信信道，如图1b所示。该技术通过在发射回路构造非标准正弦波，利用其所含的基波和谐波构造多载波进行信息调制（即虚拟多输入）；各载波在接收侧经解调电路还原，并利用所携带的能量为负载供电，实现电能与多路信息的并行同步传输（即虚拟多输出）。
图1 MIMO系统结构
Fig.1 Structure of MIMO system
图2a给出了本文所提系统电路结构，发射侧由信号调制电路、逆变电路和发射回路构成，接收侧包括接收回路和解调电路。图中，Ein为直流电压源，S1～S4为全桥逆变器开关，G1～G4为对应开关的驱动信号。发射回路由等效内阻RP、发射线圈LP和谐振补偿电容CP等构成。接收回路由接收侧线圈LS、等效内阻RS、谐振补偿电容CS和负载电阻RL等构成。发射和接收回路的谐振频率满足fP=fS。图2b给出了移相全桥逆变器的典型工作波形。未移相时，逆变器输出电压Uab为方波，如图2b中实线所示；加入移相控制后，Uab为三电平脉冲波，如图2b中虚线所示。移相角a 和导通角q 满足a+q=p。Uab傅里叶级数展开式为
图2 所提SWPIT系统
Fig.2 The proposed SWPIT system
（1）
式中，A为电压峰值；n为谐波阶次；w 为逆变器工作角频率。由式（1）可知，当改变w 和a 时，Uab中各次谐波分量的幅度和频率均会发生改变。
通过控制逆变器的工作频率，可使系统工作在电能传输、电能与信息同步传输两种不同状态。当系统只传输电能时，逆变器工作频率为f1（f1=fP）；当电能与信息同步传输时，逆变器工作频率为f2（f2=f1/k，k为两个工作频率的比值），此时可通过控制移相角和频偏进行信息调制。
在上述两个频率下，发射侧线圈电流IP时域和频域波形如图3所示。可见，工作频率在f1时IP为正弦波，系统工作于谐振状态实现高效率无线电能传输；当工作频率为f2=f1/k（本文k=3）时，IP为非标准正弦波，其中的基波和谐波均可利用作为载波传输信息。同时，主要分量3次谐波可为负载供电。此时系统最大传输功率约为只进行电能传输时的1/k2。
图3 两种状态下发射侧电流时域和频域波形
Fig.3 Current waveforms in time domain and frequency domain under two states
n次谐波作用下，主电路等效电路模型如图4所示。M为线圈互感，输入电压源满足UPn=Uabn，其方均根值为
（2）
IPn、ISn分别为发射和接收电流，满足
（3）
其中
式中，ZPn为发射回路阻抗；ZSn为接收回路阻抗。得到电流分别为
（4）
图4 互感耦合模型
Fig.4 Mutual inductance coupling model
系统输入功率Pin、输出功率Pout和效率h 分别为
（5）
本文通过降低逆变器工作频率构造非正弦多载波，并引入移相角a 和频偏Df分别对作为载波的基波和谐波分量进行调制。为了降低调制过程对电能传输的影响，需要分析a 和Df对接收侧各次谐波的影响。同时，设计的解调电路应保证信息传输的稳定性和可靠性。
接收侧n次谐波电流有效值为
（6）
不同a 对应的ISn如图5a所示，可见，a 越大IS1越小；3、5、7次谐波电流呈现周期性变化趋势，IS3频率与谐振频率相等，所对应的峰值最大。
n次谐波含量HR(n)定义为
（7）
变化趋势如图5b所示。可见，HR(3)在a 变化的较大范围内保持最大，在60°附近时最小；HR(1)随着a 的增大先增后减，并在60°时达到最大，5、7次谐波占有率变化趋势类似。因此，选取合理的a 可有效调制接收侧电流，以保证主要能量给负载供电并降低谐波干扰。
图5 接收侧各次谐波电流与a 的关系
Fig.5 Each harmonic current with ain receiver side
可见，不同a 可改变接收侧电流各次谐波幅值和含量。由于基波电流幅值与a 呈负相关，因此以基波为载波控制a 对其进行幅度调制，易于实现信息传输。当传输信息“0”时，设置移相角为a0；传输信息“1”时，设置移相角为a1。为了获得较大的输出功率，可在3次谐波峰值点附近选择a。
文献[19]提出了基于“谐波放大效应”降低频率调制对电能传输的影响，有利于利用谐波实现通信。由第2.1节分析可知，HR(3)分量较高且易于拾取，因此选择3次谐波为2FSK调制载波进行信息传输。
以提取电容电压UCs为例，分析Df对接收侧基波和3次谐波的影响。谐波放大效应如图6所示，对比图5a和图6可知，与移相角相比，移频Df调制时对UCs1电压幅值影响相对轻微，从而不会导致移相调制解调电路的误动作。对于3次谐波感应电压UCs3，与谐振频率处幅值相比，频偏为3Df造成的电压降低DU3。因此，可设置较小的Df以减轻频率调制对3次谐波输出功率的影响。在工作频率f2两侧分别设置频偏，可使输出无线传输功率保持稳定。Df与信息的对应关系为：传输信息“0”时，设置频偏为Df0；传输信息“1”时，设置频偏为Df1。
图6 谐波放大效应
Fig.6 Effects of harmonic amplification
如前所述，针对不同的载波特性，可以分别从鉴幅和鉴频两方面设计解调电路，最终采用包络检波电路进行信息解调。解调环节主要包括滤波、包络检波和判决输出，如图7所示。带通滤波器（Bandpass Filter, BPF）用于滤除噪声干扰，其中心频率为载波频率；功率放大器的输出作为LC选频电路的输入，选频电路的输出为供检波的信号电压。检波电路生成的信号电压包络与参考电压Vref经判决器比较后将信息还原输出。
在频率解调通道中，LC参数满足式（8）时，信息“1”对应的频率分量谐振产生较高的电压信号；信息“0”对应的频率分量偏离谐振频率产生较低的电压信号。对于相位解调通道，LC谐振频率等于载波频率时可将信号电压放大检波，电压差由移相角调节。Vref的生成与信号电压包络一致，当满足式（9）所示的约束条件时，可实现快速且可靠的判决[21]。
图7 解调电路
Fig.7 Demodulation circuit
（8）
（9）
式中，j为虚数单位；C5为LC选频电路电容；R9、C6分别为包络检波电路的电阻和电容；R、Cref分别为生成参考电压Vref的包络检波电路的电阻和电容；Tmax为调制信息最大周期；TC为载波周期。解调过程及关键波形如图8所示。
图8 解调过程及关键波形
Fig.8 Demodulation process and key waveforms
逆变器工作频率为f1时，系统处于谐振状态传输电能；逆变器工作频率降低为f2时，系统同时传输电能与信息，利用3次谐波为负载供电。为简化分析，两种工作状态下的输入电流Iin(w)、输出电流Iout(w) 分别表示为
（10）
得到输出功率Pout(w)和效率h(w)的表达式分别为
（11）
系统只传输电能时，式（10）和式（11）中w=w1，n=1，w1为f1对应的角频率；系统同时传输电能与信息时，式（10）和式（11）中w=w2，n=3，w2为f2对应的角频率。可以得到，Pout(w2)≤Pout(w1)/9，在a=0°或120°时取等号。而效率则与输入电压无关，因此在任意a 下，均有h(w1)=h(w2)。如需保持输出功率近似不变，可设置输入直流电压使其满足UP3(w2)=UP1(w1)，此时，切换系统工作状态将不影响功率传输特性。
线圈相对位置变化导致耦合系数k 变化，从而使系统的工作特性发生变化。由式（4）可知，发射侧等效电路如图9a所示。
（12）
其中
式中，Zinn为n次谐波的输入阻抗；Zrefn为接收回路作用于发射回路的反射阻抗。图9b给出了Zin1、Zin3与k 的关系，可见，Zin1的幅值和相位基本保持不变；而当输入激励为3次谐波时，系统处于谐振状态，因此Zin3的相位始终为0，其幅值正比于k2，但始终有|Zin3|＜|Zin1|。
图9 等效电路及输入阻抗
Fig.9 Equivalent circuit and input impedance
SWPIT系统中传输线圈一般处于弱耦合状态，图10给出了k 为0.1、0.2、0.3时的IP时域和频域波形。可见，随着k 的增大，3次谐波电流分量减小而基波分量保持不变。因此，线圈相对位置变化主要影响无线供电的功率和效率，而对通信的影响较小。
图10 k 变化时IP时域和频域波形
Fig.10 IP waveforms under time domain and frequency domain when k changes
图11给出了k 对系统功率传输特性的影响，可见，h 正比于k，Pout先增后减，在kc处取得最大值。
图11 功率传输特性与k 的关系
Fig.11 Characteristics of power transmission with k
接收侧线圈同时拾取基波和谐波分量，导致无线电能和信息传输之间存在一定的相互扰动。基于本文所用调制策略，将以移相角a 和频偏Df为变量分析二者的串扰。对于无线电能传输，基波和n（n≠3）次谐波为噪声主要来源，则输出电压Uout、噪声电压Uout_noise表达式分别为
（13）
图12给出了负载电压UL与调制参数的关系，Df的正负分别表示在f2处右偏和左偏。可见，a 是影响电压波动的主要因素，频率调制对电压波动影响较轻。同时，噪声Uout_noise基本不受Df的影响。
为使输出功率稳定，传输不同信息的输出电压应尽量保持相等。考虑噪声后电压稳定系数（Voltage Stability Factor, VSF）不低于0.97，即满足
图12 负载电压变化趋势
Fig.12 Variation trend of load voltage
（14）
图13给出了调制参数对电压稳定性的影响，当频偏在-1 000 Hz≤Df ≤1 000 Hz、移相角在9°≤a1≤42°或91°≤a0≤135°范围内，VSF≥0.97；当a0=110°时，VSF达到峰值。由图12和图13可知，当调制参数满足式（15）时，可使输出电压保持相对稳定。
（15）
图13 电压稳定系数
Fig.13 Voltage stability factor
对于无线信息传输，利用基波作为通信载波时，高次谐波为主要噪声来源。由于基波分量频率为f2，在该频率点系统接收回路阻抗呈容性，则基波作用下电容电压与电感电压的关系满足UCs1＞ULs1；而对于其他高次谐波频率点则有UCsn≤ULsn，因此基波通信时采样电容电压可有效降低高次谐波的影响。
对于3次谐波通信，采样信号中基波和其他高次谐波均视为噪声，而UCs3
UCsn（n≠3），因此仍可选取电容电压作为3次谐波通信的采样信号。
式（16）定义了采样信号电压UCsn，与调制参数的关系如图14所示。
（16）
图14 信号采样电压
Fig.14 Signal sampling voltage
式（17）定义了采样噪声电压UCsn_noise，可知基波采样噪声UCs1_noiseUCs1，变化趋势与图14b基本吻合；图15给出了3次谐波采样噪声UCs3_noise与调制参数之间的关系。
（17）
图15 3次谐波采样噪声
Fig.15 Sampling noise voltage of third harmonic
可见，a 是导致UCsn和UCsn_noise波动的主要因素，UCs1与a 负相关且基本不受Df的影响；UCs3变化趋势与输出电压一致，其峰值远高于UCs3_noise。而基波采样噪声UCs1_noise则可由解调电路中的BPF滤除。
为避免包络检波电路误解调，使信息传输可靠，一般要求不同信息的电压包络峰值比应大于1.5，即满足
（18）
式中，Uout_LC为选频电路的输出，即检波电路的输入。基波通信由a 调节信号电压包络，而3次谐波通信则由LC选频参数调节信号电压包络，因此移相角约束条件可简化表示。
结合式（15）和式（18），最终选择调制参数为
（19）
此时电能传输相对稳定且输出功率较大。
综上所述，本文针对基波和3次谐波分别采用移相调制和调频调制策略，通过合理选取调制参数，可使电能与信息传输间的串扰很小，保证了系统的稳定性。
在进行信息传输时，通信速率除了受载波频率影响外，还受限于信号接收回路的响应时间tdelay。tdelay指的是切换传输信息时达到稳态所需的时间，即信息传输延迟。本文接收侧为二阶RLC串联电路，由KVL得到接收回路微分方程为
（20）
式中，uSn(t)为接收侧感应电压，n=1, 3。设欠阻尼状态下采样电压uCsn(t)暂态响应中的衰减项为0.05时达到稳态，则响应时间tdealy的表达式为
（21）
式中，fC为载波频率；Q为品质因数。可见，通信电路传输延迟主要与接收侧线圈参数相关。
为验证所提SWPIT方案的工作可靠性，构造的实验平台如图16所示。逆变器开关驱动信号和调制信息由现场可编程逻辑阵列（Filed Programmable Gate Array, FPGA）生成，实验所用耦合线圈为圆形结构，采用利兹线绕制。表1给出了系统主要参数。可以得到，当系统仅进行无线供电时逆变器工作频率f1=174 kHz，需要通信时的工作频率f2=f1/3= 58 kHz。
图16 实验平台
Fig.16 Experimental platform
表1 主要参数
Tab.1 Main parameters
系统结构参 数 输入电压Ein=15 V 发射回路LP=14.7 mH, CP=47 nF, RP=0.2 W 接收回路LS=14.7 mH, CS=47 nF, RS=0.2 W, RL=10 W 线圈相对位置偏移: offset=0 间距: gap=3 cm
当仅传输电能时，逆变器的工作频率为f1，系统工作于谐振状态，图17给出了相关波形，可见，发射电流、接收侧电流和负载电压均为正弦波。当输入电压为5V时，与通信状态下的传输功率一致。
当系统需要同步传输电能与信息时，逆变器的工作频率为f2，控制移相角和频偏分别对基波和3次谐波进行信息调制。为了保证可靠的信息传输，工程上数据传输速率一般不超过载波频率的1/10。本文基波频率为58 kHz，考虑到解调电路中较多电感、电容对响应时间的影响，最终设置发送端信息频率为2.0 kHz；考虑两路信息传输同步，3次谐波通信发送端信息频率同样设置为2.0 kHz。
图17 无线供电关键波形
Fig.17 Key waveforms of wireless power transfer
图18给出了仅利用基波或谐波调制实现单通道信息传输关键波形，图中从上到下各波形分别为负载电压、信号电压、解调信息和调制信息。结果验证了基于基波和3次谐波通信的可行性，信息调制对电能传输无显著影响，比特率为4.0 kbit/s，通信延迟时间分别为162.8 ms和19.6 ms。
双通道信息传输基于移相-调频同步调制，关键波形如图19所示。图中波形从上到下分别为负载电压、基波解调信息和3次谐波解调信息。可见，双路信息同时调制对电能传输同样无显著影响，每路信道比特率为4.0 kbit/s，基波通信滞后于3次谐波通信141.2 ms，验证了本文所提方案的可行性。
图18 单通道信息传输关键波形
Fig.18 Key waveforms for single-channel information transmission
图19 双通道信息传输关键波形
Fig.19 The key waveforms for dual-channel information transmission
考虑到线圈相对位置可能发生改变，图20给出了线圈在不同偏移条件下的负载电压和解调信息波形，各波形含义与图19一致。可见，一定范围内的线圈偏移不影响系统功能。图21给出了线圈偏移对3次谐波的输出功率和效率的影响。随着线圈偏移距离的增大，效率呈下降趋势而输出功率逐渐增大，与图11所示的kc右侧功率传输特性保持一致。
图20 不同耦合线圈偏移距离下的关键波形
Fig.20 The key waveforms at different offset distances between coupling coils
图21 不同线圈偏移距离下输出功率和效率曲线
Fig.21 Output power and efficiency curves at different offset distances between coupling coils
本文首先提出了虚拟MIMO-SWPIT系统概念，并分析了所采用的拓扑电路。其次针对不同的通信载波研究了信息调制原理及其相应的解调电路。然后分析了系统的输出功率、效率以及通信响应时间，研究了耦合系数对系统工作特性的影响，并通过供电与通信间的串扰分析确定了调制参数的范围。最后搭建了实验平台，验证了所提方案的可行性，可适用于需要多端通信的无线供电场景。该电路结构和调制策略较为简单、易于实现，信息调制过程对无线供电品质影响较小，实现了无线供电与通信间的弱耦合，且具有较好的抗扰动能力。
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[21] 刘洋. ICPT系统中信号双向传输机理研究[D]. 重庆: 重庆大学, 2013.
Abstract Most devices need wireless power function and regular communication in wireless power transfer applications, such as autonomous guide vehicles and implantable medical devices. Multiple input multiple output (MIMO) antenna technology is widely used to enhance wireless communication speed and channel capacity. The traditional energy modulation method relies on a single pair of coils to realize the power transfer and communication, which makes parallel communications hard to achieve. This paper proposes a virtual MIMO-SWPIT technology to meet multi-terminal communication requirements in the wireless power transfer system.
The proposed system has two working styles. When wireless power transfer is required only, the system works under the resonant state with the highest efficiency and power transfer ability. When the system needs wireless power and communication transfer simultaneously, the phase-shift angle and the frequency in inverters are modulated to a specific waveform in the transmitting coil. The fundamental and harmonic components in the specific waveform are used as the multi-carrier to transmit information. The receiving side demodulates the information contained in the fundamental and harmonic components, and the harmonic components are used to power the load. A full bridge inverter is built with the series-series compensation for wireless power transfer on both sides. The power transmission characteristics are analyzed under the two styles. Under the given working conditions, the effect of the coupling coefficient on the transmitting current is shown in both the time domain and frequency domain. Theoretically, power transfer capability achieves the maximum value when the coupling coefficient k is 0.1. When k is larger than 0.1, the larger k results in smaller power transfer capability and larger power efficiency. Three communication modes are the phase shift modulation, the frequency modulation, and the combination of the phase shift and frequency modulation. The phase shift angle range and frequency deviation are analyzed based on the speed requirements of signals and wireless power transfer quality. The results show that the system can realize wireless power and information transmission under three communication modes. The deviated position between coils only affects power transmission.
The proposed circuit structure and the modulation strategy are simple and easy to realize. The modulation process has little impact on wireless power transfer quality. The weak coupling relationship between power supply and communication is achieved. The system shows good anti-disturbance under different working conditions and has good application prospects for multi-channel communication in wireless power transfer fields. The experimental results show that stable wireless power transfer with dual-channel information transmission is achieved, and the voltage fluctuation is less than 3% under a 4.0 kbit/s data rate.
keywords：Simultaneous wireless power and information transmission, multiple input multiple output, phase-shift modulation, frequency-shift modulation
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230764
中图分类号：TM724
国家自然科学基金（51777098）和江苏省自然科学基金（BK20191383）资助项目。
收稿日期 2023-05-25
改稿日期 2023-06-25
周 岩 男，1980年生，教授，研究方向为无线电能传输、高频磁心损耗建模、包络线跟踪电源等。E-mail: zhouyan@njupt.edu.cn（通信作者）
刘志丹 男，2000年生，硕士研究生，研究方向为无线电能与信息同步传输。E-mail: liuzhidanaixx@163.com
（编辑 崔文静）