图1 基于双边LCC补偿的能量与信号同步传输系统
Fig.1 Simultaneous power and signal transmission system based on bilateral LCC
摘要 针对电感耦合式无线能量与信号单耦合通道传输系统信号通道存在能量传输干扰和信号传输速率低等问题，提出一种基于积分解调的无线能量与信号同步传输方法。该方法首先将信号接收端载波与相干载波混频，然后送入积分器进行积分，再通过比较器还原原始数据。能量端采用双边LCC补偿拓扑结构，使负载在一定范围内变化时输出电流稳定。通过对能量传输和信号传输通道中的电路结构与电压增益分析，得到系统参数对传输特性的影响规律。最后，通过实验平台对所提方法进行验证，实验表明，能量传输几乎不受信号传输影响，所提方法具有更高的频带利用率，并且对能量干扰载波具有较好的抑制能力，实现了1.2 Mbit/s信号传输速率。
关键词：无线电能传输 单耦合通道 双边LCC补偿 积分解调
无线电能传输（Wireless Power Transfer, WPT）技术可以在非电气连接情况下完成电能传输，作为一种新型供电方式解决了由于接口接触不良、电缆磨损导致的电火花、漏电等问题，同时还具有灵活性高、可靠性高、维护成本低等优点，目前已经在电动汽车、医疗设备、家用电器、手机等领域[1-5]得到了广泛应用。然而在一些实际工程应用中，无线供电系统通常还需要信息非接触传输，如无线充电装置的闭环控制[6]、植入医疗设备体内状态监 测[7]、电池荷电信息上传[8]等。因此，关于能量和信息非接触同步传输技术的研究逐渐受到关注。
目前，实现无线能量与信号同步传输（Simu- ltaneous Wireless Power and Data Transfer, SWPDT）最常用的方法主要包括射频（Radio Frequency, RF）技术[9-10]、多耦合通道技术[11-12]和单耦合通道技 术[13-14]。射频技术主要是利用蓝牙、ZigBee、WiFi等实现高速的数据通信，但发射端与接收端需要复杂配对，存在较大的时间延迟，不适应于大多数应用场景。多耦合通道技术是增设一个电感链路进行信号高速传输，为避免能量传输的共振状态受到数据传输的交叉耦合影响，线圈需要定向以防止磁场相互作用，系统非常容易受到错位影响，额外的通信通道也增大了系统体积，单耦合通道技术与其他两种方式相比有着更好的应用前景和研究价值。单耦合通道技术按照信号传输模式可以分为能量调制式和高频载波调制式两类。在能量调制式中，信号以能量载波作为载体，通过改变能量载波的幅值、频率或相位来对信号进行调制，这种方法除影响系统能量传输的稳定性外，信号传输速率亦会受到能量载波频率限制[15-16]。在高频载波调制中，数据由远高于能量载波频率的高频载波调制注入能量通道中，对能量传输功率和效率影响小，因此得到广泛研究。
在单耦合通道SWPDT系统中，由于能量与信号传输共用一个耦合通道，当能量传输功率较大时，能量对信号存在较大干扰，这会限制系统的信噪比，以及模拟滤波方式存在非线性失真、频率偏移等问题，导致信号解调失败。文献[17]通过串入紧耦合变压器的方式实现了高频信号的注入和提取，完成了20 kbit/s信号传输，但能量传输会对信号传输产生较大干扰，系统信噪比为-16 dB。文献[18]针对能量与信号之间串扰问题，基于单线圈双谐振结构提出了一种兼顾系统信噪比和带宽的参数设计方法，在信噪比为10 dB的情况下，实现了115 kbit/s的信号传输速率。
此外，SWPDT系统的信道带宽有限[19]，为了提升信号的传输速率，往往需在信号通道添加信道电阻，这样会大幅度减小信号传输增益，对于传统信号解调系统而言，需要保证足够的信号传输增益，且受包络检波时间常数限制，为得到更有效的包络信息，需将载波频率与信号传输速率之比设置在10以上，检波网络才能完整地采集到信号包络进行解调，且为了实现高速率的信号传输，大多数系统都需要选取更高频率的信号载波[20]，而过高的载波频率使系统寄生参数不可忽略，因此会限制信号传输速率。文献[21]采用一种基于快速傅里叶变换（Fast Fourier Transformation, FFT）的解调方法，将信号载波和能量干扰信号映射到频域中，依靠频域分离特性，解决了能量串扰对信号解调的干扰问题，但信号传输速率较低。文献[22]设计了一种基于LCC/ CLC补偿的SWPDT系统，实现了信号高速传输以及负载输出电压稳定，但频带利用率较低。
综上所述，SWPDT系统为了保持高效的功率传输速率，致使信号传输带宽变窄，对于传统调制方式来说，为充分利用带宽，模拟电路解调方式存在包络信息提取难度大、易受干扰等缺点，难以提升信号传输速率。
针对上述问题，本文提出一种基于积分解调的能量与信号同步传输方法。该方法在信号发送端利用幅移键控（Amplitude Shift Keying, ASK）原理对信号进行调制，并采用串联方式注入能量传输通道，在信号接收端，将接收到叠加了能量串扰的信号载波与相干载波混频，再将混频信号送入积分器进行积分，积分周期与码元周期保持一致，将积分结果与比较器阈值进行比较，即可解调出原始数据，该方法具有较高的信号传输速率和频带利用率，同时利用积分解调方式无需复杂的包络检波和滤波器电路。信号回路充分利用带宽，有效还原高速传输数据，能量回路采用双边LCC补偿结构使输出端负载恒流，通过对能量传输和信号传输电路参数进行优化设计，提高信号传输增益并抑制能量对信号的干扰。最后搭建实验平台，通过实验验证所提方法的可行性。
基于双边LCC补偿的能量与信号同步传输系统如图1所示。原边能量发送电路包括直流电压源、能量逆变电路和原边谐振补偿网络，电能借助松耦合线圈通过磁耦合谐振的方式传输至副边；副边能量接收电路包括副边谐振补偿网络、整流滤波电路以及负载。信号传输部分主要包括信号发送电路、信号接收电路和信号解调模块三部分。信号发送电路将调制好的信号注入至松耦合线圈当中，副边信号接收电路将复合信号提取进行解调，解调模块采用积分解调原理对接收到的复合载波进行数字解调。
图1 基于双边LCC补偿的能量与信号同步传输系统
Fig.1 Simultaneous power and signal transmission system based on bilateral LCC
双边LCC拓扑具有与负载无关的恒流特性，同时能滤除逆变电路产生的高次谐波，保证信号传输质量。在能量回路中，Q1～Q4为全桥逆变器的4个MOSFET管，Lp、Ls分别为松耦合线圈原边、副边线圈，Ldt1、Ldt2、Ldr1、Ldr2分别为紧耦合变压器T1、T2自感，VD1～VD4为全桥整流器的4个二极管，Lp、C1、Cp、Ldt1和L1构成原边谐振补偿网络，Ls、Cs、C2、Ldr1和L2构成副边谐振补偿网络，直流电压源Udc经全桥逆变为高频交流信号，再经原边谐振网络施加到Lp，通过磁感应耦合作用在Ls生成感应电动势，副边感应电动势再经副边谐振网络以及整流滤波后为负载RL提供电能。fp为能量载波频率，能量回路各谐振网络元件的参数计算公式[23]为
（1）
式中，
为能量载波角频率，
。
SWPDT系统信号注入和提取方法主要有两种：串联注入式和并联注入式。与串联注入方式相比，并联注入方式需要多个额外无源器件形成阻波网络来减小能量与信号之间的相互干扰。因此，系统选用串联注入方式，将T1、T2直接与松耦合线圈串联来实现信号的加载与提取。信号调制采用二进制幅移键控方式，当数字信号为“1”时，通过半桥逆变器输出高频载波；当数字信号为“0”时，半桥逆变器不输出。在信号发送和接收回路中，C3与Ldt2构成谐振网络，C4与Ldr2构成谐振网络，R3、R4为回路电阻。在信号解调模块中，对电阻RD上的复合信号进行高频采样提取，与经过锁相环得到的本地相干载波混频，然后送入积分器进行积分，最后通过比较器将积分结果与门限比较还原原始数据。fs为信号载波频率，信号回路各谐振网络元件的参数计算公式为
（2）
式中，
为信号载波角频率，
。
分析能量传输特性时，信号源可以看成短路，能量传输通道等效电路如图2所示。
图2 能量传输通道等效电路
Fig.2 Power transfer channel equivalent circuit
为简化分析，采用基波分析法，即将全桥逆变器等效为方波基波分量的理想交流源Uin，同时将全桥整流器与负载RL等效为交流等效电阻RE，其表达式分别为
（3）
将信号回路阻抗反射到能量等效回路中，分别是原边信号发送回路反射阻抗Zdt和副边信号接收回路反射阻抗Zdr，其值分别为
（4）
式中，Mdt和Mdr分别为原边、副边信号紧耦合变压器T1、T2的互感值；
和
分别为信号发送、接收回路的自阻抗，有
（5）
一般情况下，能量载波频率远低于信号载波频率。由式（5）可以看出，和处于高阻抗状态，故信号回路反射阻抗Zdt和Zdr的值很小，可忽略不计，因此能量传输通道回路原边、副边阻抗可简化为
（6）
式中，Zsp为原边反射阻抗，Zsp=(wpM)2/Zs；R1、R2分别为松耦合线圈原边、副边内阻。
当副边补偿参数满足式（1）谐振条件时，副边输入阻抗为纯阻性，则反射至原边时系统的等效输入阻抗角为零，原边、副边没有无功交换，此时系统能量传输效率最高。
松耦合线圈的原边、副边线圈电流Ip、Is分别为
（7）
联立式（6）、式（7）可得流过等效交流电阻RE的电流为
（8）
由式（8）可知，IRE同M及Uin成正比，和wp、L1、L2成反比，和负载电阻RL无关，因此该系统具有与负载无关的恒流输出特性。
结合式（7）、式（8）可计算输入功率和交流等效负载RE上的输出功率为
（9）
因此，系统的传输效率为
（10）
由式（10）可知，影响效率的因素主要包括能量载波频率fp、互感M、负载RL及松耦合线圈内阻R1、R2，可以通过降低松耦合线圈内阻或提高耦合线圈互感M来提高系统效率。
分析信号传输特性时，能量传输的电压源可以看成短路，信号传输通道等效电路如图3所示。
图3 信号传输通道等效电路
Fig.3 Signal transmission channel equivalent circuit
调制信号Usig通过回路①将信号加载到信号发送变压器T1上，C3与Ldt在信号载波频率fs处谐振，对调制信号有增强作用，回路②和回路③分别为能量传输的原边和副边谐振网络，为保证信号能够被准确的提取，通常信号载波频率远大于能量载波频率，因此信号载波在经过这两个回路时会出现很明显的强度衰减，最后信号载波通过接收变压器T2耦合至回路④中，其中C4与Ldr同样也在信号载波频率fs处谐振，可以增大信号载波强度，同时限制能量载波进入信号接收回路，减小能量对信号传输的干扰。
信号传输增益是SWPDT系统中一个很重要指标，为实现信号的高速传输，需优化信号回路参数以提升信号传输增益。图3中，由于信号载波频率远高于能量载波频率，信号通道中能量回路的原边、副边谐振电容C1、Cp、C2和Cs阻抗相比于电感阻抗非常小，在能量发射侧，可近似认为L1被C1短路，Cp相对于Ldt、Lp忽略不计；在能量接收侧，可近似认为RE和L2被C2短路，Cs相对于Ls、Ldr忽略不计。由交流阻抗分析法可得各回路自阻抗及反射阻抗为
（11）
式中，Zn为回路n的等效阻抗；Znm为回路n反射至回路m的反射阻抗。
各回路及回路间的传递函数为
（12）
式中，Gn为回路n的传递函数；Gnm为回路n到回路m的传递函数。
则信号传输的总电压增益的传递函数为
（13）
可知，信号传输增益主要受信号紧耦合变压器T1、T2自感和松耦合线圈自感及互感、采样电阻、松耦合线圈内阻、信号发送/接收回路电阻影响。其中，松耦合线圈自感、互感受能量传输特性限制为固定值，信号在能量回路中的阻抗很大，故松耦合线圈内阻对信号传输影响可以忽略。因此，在提高信号传输电压增益时只需考虑采样电阻、信号发送/接收回路电阻、信号紧耦合变压器自感影响。
不同信号载波频率fs时信号传输增益与采样电阻RD关系如图4所示，可以看出，提升信号载波频率可以增大信号传输增益，当频率大于3 MHz时信号增益提升效果不明显，当在同一载波频率下时，信号传输增益随采样电阻增大而增大，在不同载波频率下，信号传输增益随采样电阻变化趋势基本一致，且均在大于750 W 后增益随采样电阻变化不再明显。
图4 信号传输增益与采样电阻关系
Fig.4 Relationship between signal transmission gain and sampling resistance
信号传输增益与信号发送及接收回路电阻R3、R4之间的关系如图5所示，可以看出，信号传输增益随R3、R4增大而减小，且受R3影响更敏感。在SWPDT系统中，信号回路电阻与信号通道的动态性能有关，对于ASK调制来说，增大信号回路电阻能够减小信号边沿振荡时间[24]，提高信号传输速率，因此需综合考虑信号传输增益和传输速率，合理选择信号回路电阻参数。
在参数设计中，为简化分析，假设信号发送变压器与接收变压器的原边、副边自感相同，即
图5 信号传输增益与信号回路电阻关系
Fig.5 Relationship between signal transmission gain and signal loop resistance
（14）
信号传输增益与信号发送及接收变压器自感Ldt、Ldr关系如图6所示，可以看出，信号传输增益随Ldt增加，先增大后减小，在7～12 mH时信号传输增益处在平缓的最大值区，信号传输增益随Ldr增加而增大。Ldt、Ldr较小时，传输增益变化更加敏感，Ldr＞50 mH时信号传输增益变化较小。因此，为提高信号传输增益，可将信号发送变压器自感Ldt设置为10 mH，考虑到体积和功耗问题，信号接收变压器自感Ldr设置为50 mH。
图6 信号传输增益与信号变压器自感关系
Fig.6 Relationship between signal transmission gain and signal transformer self-inductance
由于能量传输和信号传输采用同一耦合机构进行，两通道之间存在干扰，相比能量传输的功率，信号传输功率很小，信号传输对能量传输影响可以忽略；反之，能量传输会对信号传输产生很大干扰，严重影响系统信噪比，限制信号传输速率，故分析能量传输的干扰十分重要。
由图2可知，能量传输干扰电压增益是能量经过回路②、③、④后在信号接收回路中采样电阻RD上的电压增益，同样采用交流阻抗分析法，各回路的自阻抗为
（15）
则能量干扰电压增益的传递函数为
（16）
由式（16）可知，能量在采样电阻上的干扰电压增益与信号载波频率、各回路参数均有关系，由于能量回路参数固定，所以只需分析信号回路参数和信号载波频率的影响即可。为量化分析能量传输对信号传输的干扰，定义信号接收端信噪比SNR为
（17）
式中，Ump=UsigGsd和Ums=UinGpd分别为接收电阻上的能量载波幅值与信号载波幅值。
由式（17）可以看出，抑制能量干扰电压增益可以提高信噪比。信噪比与信号载波频率及采样电阻的关系如图7所示，可以看出，采样电阻越小、信号载波频率越高，系统信噪比越大，结合图4，采样电阻越大信号传输增益越大，当阻值大于750 W 时传输增益变化不明显。故为提高系统信噪比，且保证信号传输增益足够高，采样电阻不宜过大也不宜过小，本方案最后确定的采样电阻为750 W。虽然提高信号载波频率能够提升系统的信噪比，但过大的信号载波频率会使电路的寄生参数不可忽略，导致实验结果与分析结果不一致。因此可以适当提高信号载波频率来减小能量传输对信号传输的干扰。
采样电阻上的信号包含能量干扰载波和信号载波，设能量干扰载波Up和信号载波Us均为正弦信号，即
图7 SNR与采样电阻和载波频率的关系
Fig.7 Relationship between SNR and sampling resistance and carrier frequency
（18）
式中，
为能量干扰载波与信号载波初相位之差。
按照2ASK信号调制原理，当传输信号为“0”时，信号接收端只有能量干扰载波存在；当传输信号为“1”时，信号接收端为能量干扰载波和信号载波的复合信号，具体可表示为
（19）
积分解调过程由以下步骤实现：
（1）将叠加了能量串扰的信号载波与接收端相干载波sin(wst)相乘，获得混频信号为
（20）
式中，ds对应数字信号0或1。
（2）积分器周期为一个码元周期T，将混频信号vdem送入积分器进行积分得
（21）
不同数字信号对应的积分结果分别为
（22）
（3）将积分结果输入滞回比较器与阈值门限进行比较，当积分值大于或等于上门限Vref_H时，输出数字信号1；当积分值小于或等于下门限Vref_L时，输出数字信号0，当积分值在Vref_H和Vref_L之间时，判断为误码。
（23）
信号的积分解调原理如图8所示。能量干扰载波与经2ASK调制后的高频信号载波叠加形成复合信号，再与相干载波混频后送入积分器，由于周期函数在一个周期内与其本身进行积分能获得最大值，信号载波混频后的积分值远大于能量干扰载波混频后的积分值，所以认为积分值中较大值对应数字信号1，较小值对应数字信号0，最后通过比较器判决后还原出原始数据。
图8 信号的积分解调原理
Fig.8 Principle of integral demodulation
搭建系统仿真模型，结果如图9所示，信号传输速率为1 Mbit/s，信号载波频率为3 MHz，表1为信号传输通道的仿真参数。
图9中，URD为采样电阻上的低频能量干扰载波与高频信号载波叠加的复合载波，其中信号载波上已经加载了数字信号，Um为载波混频后的波形，Uint1和Uint2分别为积分器输出波形和每个数字信号对应的积分结果，UData为解调结果，由于需要经过一个完整码元持续时间才能获得积分结果，所以解调信号存在一个码元周期的延迟。由积分结果可以看出，能量干扰载波经过积分处理后受到抑制，而搭载码元1的信号载波强度明显增强，因此能正确解调出加载的调制信号。
为了验证所提的基于积分解调双边LCC补偿无线能量与信号同步传输方法的正确性，搭建了20 W实验平台如图10所示。发射侧包括能量发送回路、信号发送回路和信号调制模块，接收侧包括能量接收回路、信号接收回路、信号解调模块和负载。松耦合线圈外径为5.5 cm，内径为2 cm，采用利兹线绕制而成，线圈间距为1 cm，系统参数见表2。
图9 信号解调仿真过程
Fig.9 Signal demodulation process in simulation
表1 仿真参数
Tab.1 Signal channel parameters
参 数数 值 R3, R4/W40 Ldt/μH10 Ldr/μH50 Cp/nF195 Cs/nF60 Lp, Ls/μH30 L1, L2/μH22 fs/MHz3 RD/W750 C1, C2/nF159 C3/pF281 C4/pF563 M/mH15
图10 原理验证实验平台
Fig.10 Principle verification experimental platform
表2 系统参数
Tab.2 System parameters
参 数数 值 RL/W19.6 Lp, Ls/μH30 M/μH15 C1, C2/nF160 C3/pF250 C4/pF47 RD/W750 Udc/V24 Cp/nF195 Cs/nF60 L1, L2/mH22 Ldt/mH10 Ldr/mH50 R3, R4/W50 fp/kHz85 fs/MHz3.2
能量与信号同步传输时松耦合线圈原边、副边的电压Up、Us及负载输出电压Uout波形如图11所示。从图中可以看出，原边线圈除了低频能量载波外还叠加了高频信号载波，由于能量与信号是共用一个耦合通道同步传输的，能量传输通道参数依据能量谐振频率设计，因此能量载波几乎没有衰减地耦合至副边，而频率较高的信号载波经能量通道衰减至副边后幅值远小于能量载波，所以信号传输对能量传输干扰很小，信号平均功率约为0.2 W。而能量高次谐波在双边LCC拓扑滤波作用下得到了有效衰减，几乎不影响逆变器开关状态和整流电路工作状态。
图11 线圈原边、副边电压Up、Us和负载电压Uout波形
Fig.11 Waveforms of Up、Usand Uout
为验证负载与输出电流无关特性，调整负载，对输出电流和能量传输效率进行测试，实验结果如图12所示，双边LCC补偿网络使系统能够在负载变化时将输出电流稳定在一定范围内，由于寄生电阻和元件误差的存在，输出电流存在小幅波动，负载从5.4 W 变为33.8 W 时，功率从6 W增加到28.9 W，在额定功率20 W时负载电阻为19.6 W，输出电流在额定电流的-3%～+8%内变化，与负载变化幅度相比，输出电流变化幅度很小。在小功率系统中，整流器和松耦合线圈内阻损耗占比较大，系统效率相对较低，当系统工作在20 W额定工况下时，能量传输效率约为80%，在额定负载附近传输效率基本不变。
图12 不同负载下的输出电流和效率
Fig.12 Output current and efficiency under different loads
信号接收变压器和采样电阻上的电压ULdr、URD波形如图13所示，可以看出，对各项参数进行协调设计后，能量载波在信号接收回路的阻抗很大，有明显的衰减效果；由于添加了信道电阻，信号切换时没有明显的过振荡现象，保证了信号传输质量。采样数据通过FFT计算得到能量和信号载波频率分量幅值约为1.2 V和4.7 V，结合式（17），根据信噪比定义可以得到本系统的信噪比约为12 dB。
信号解调过程波形如图14所示，实验设定传输信号编码为重复序列“1010”，受到信号传输通道容量限制，故将信号设定传输速率为1.2 Mbit/s，根据实验参数微调，实际信号载波频率采用3.2 MHz，信号载波频率与信号传输速率之比为2.7，信号传输通道带宽得到有效利用。将采样电阻上叠加了能量串扰的信号载波经过高频采样送入信号解调模块，利用积分解调算法对信号进行处理还原调制信号。URD与相干载波相乘得到混频信号Um，然后将Um送入积分器进行积分，Uint为对应码元积分值，最后送入比较器进行比较判决还原加载的调制信号UData，从实验结果可以看出，信号包含的载波周期数很少，采用模拟电路解调具有较高难度，本方案中由于积分周期与码元周期保持一致，低频能量干扰载波影响很小，搭载“0”和“1”信号的积分结果差异明显，可以有效地恢复原始数据。
图13 信号接收变压器电压ULdr和采样电阻电压URD波形
Fig.13 Waveforms of ULdr and URD
图14 信号解调过程波形
Fig.14 Signal demodulation process
采用积分解调的性能与已有相关研究对比见表3，文献[17-18, 20]均采用单载波调制和模拟电路解调，相比可用带宽来说，实际利用带宽不高，文献[21]利用FFT技术解决低频能量串扰对信号解调的干扰问题，但传输速率不高。积分解调方式无需复杂的包络检波和滤波器电路，抗干扰能力强，同时在信号传输速率及频带利用率上有较大提升。
表3 性能比较
Tab.3 Performance comparison
文献功率/W调制方式解调方式fs/MHz传输速率/ (kbit/s)fs与传输速率比 本文20ASK积分解调+无滤波3.21 2002.7 [17]500ASK包络检波+模拟滤波1.672083.5 [18]354ASK包络检波+模拟滤波2.519.2130.2 [20]290FSK包络检波+模拟滤波1.5/1.615010/11 [21]27ASKFFT+无滤波338.478.1
本文提出一种基于积分解调的能量与信号同步传输方法，通过对信号传输通道的动态性能优化，提高信号实际利用带宽，再利用积分解调原理能够可靠、稳定地恢复原始数据，进一步提高信号传输速率。能量传输采用双边LCC补偿网络抑制逆变器产生的高次谐波，并使系统能够在负载变化时将输出电流稳定在一定范围内，利用2ASK原理对数字信号进行调制并采用串联方式注入能量传输通。解调时将信号接收端载波与相干载波混频，然后在码元周期内对其积分并将积分结果与阈值门限比较即可准确地解调信号。在保证能量稳定传输基础上，实现了信号实时、高速传输。本文建立了能量与信号传输通道的等效电路模型，分析了信号传输增益以及能量传输对信号传输干扰增益，给出了提高信号传输增益和抑制能量干扰的参数设计方法。最后搭建了20 W的实验验证平台，实验结果表明，所提SWPDT系统基本保持了恒流输出特性，在3.2 MHz信号载波频率下，实现了1.2 Mbit/s的信号传输速率，相比于传统SWPDT系统，具有较高的频带利用率。
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Abstract Compared with traditional wired transmission, wireless power transfer (WPT) technology does not require physical contact to complete the transmission of electrical energy with power supply flexibility, safety, and reliability, which has been widely used in consumer electronics, smart homes, and other fields. In practical applications, real-time signal transmission is also required to complete the control instructions and upload feedback signals to enhance the overall performance of the system.
Simultaneous wireless power and data transfer (SWPDT) technology can be realized using RF technology, multi-coupled channel technology and single-coupled channel technology, and single-coupled channel technology. It does not need complex pairing, and has high flexibility, small size, and wide applications. Single-coupled channel technology can be divided into two categories according to the signal transmission mode: energy modulation and high-frequency carrier modulation. The frequency of the energy carrier limits the signal transmission rate of energy modulation, affecting the stability of the energy during transmission. In contrast, high-frequency carrier modulation can achieve a higher signal transmission rate with simple control and low power loss.
The channel bandwidth of the SWPDT system with a single coupling channel is limited, posing challenges for efficient power transmission due to interference between energy and signal channels. The analog circuit demodulation mode is difficult to extract envelope information, resulting in underutilization of bandwidth and increased susceptibility to interference. Therefore, this paper proposes a wireless energy and signal synchronous transmission method based on integral demodulation, which has a higher frequency band utilization rate and signal transmission rate. The energy interference carrier can be suppressed. Compared with the traditional analog circuit demodulation method, it does not need complex envelope detection and filter circuits, demonstrating robust anti-interference ability.
The system proposed in this paper adopts a bilateral LCC compensation topology in the energy transmission channel, which can stabilize the output current when the load changes within a certain range. By modeling the equivalent circuit of the signal transmission channel and analyzing the transfer function, the parameters of the signal channel are optimized to make full use of the signal channel bandwidth. The amplitude-shift keying principle is used at the signal transmission end to modulate the signal and inject it into the energy transmission channel using the series connection of the transformer. In the signal receiving end, the carrier and coherent carrier mixing are received by the integral demodulation method, sent to the integrator for integration, and the original data is restored. The integration period and the code element cycle maintain consistency.
The experimental results show that the proposed SWPDT system maintains the constant-current output characteristics. The low-frequency energy interference carrier is suppressed after mixing and integrating the sampled data. The integration results of the piggyback “0” and “1” signals have obvious differences. The original data can be effectively recovered, and a signal transmission rate of 1.2 Mbit/s is achieved under a 3.2 MHz signal carrier frequency, which has a relatively high bandwidth utilization rate.
keywords：Wireless power transfer, single coupled channel, bilateral LCC compensation, integral demodulation
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230790
中图分类号：TM724
国家自然科学基金资助项目（52077183）。
收稿日期 2023-05-30
改稿日期 2023-06-15
靖永志 男，1979年生，博士，副研究员，研究方向为无线信号与电能传输、信号处理与检测技术等。E-mail: jingyongzhi@swjtu.edu.cn（通信作者）
付 康 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为无线信号与电能传输。E-mail: fukang@my.swjtu.edu.cn
（编辑 陈 诚）