图1 三相CLLC谐振变换器
Fig.1 Three-phase CLLC resonant converter
摘要 三相CLLC谐振变换器凭借其高效率、大容量、低器件应力等优势而受到广泛关注。然而，多相结构的磁性元件数量多、体积大，是制约功率变换器尺寸的主要因素。随着宽禁带（WBG）半导体器件的出现，功率变换器的开关频率显著提高，这也为印制电路板（PCB）绕组的使用提供了有利条件。与传统绕线式绕组相比，PCB绕组的扁平特性更适用于平面磁性元件。此外，由于高频带来的低电感需求也使得基于PCB绕组的平面磁性元件更有利于实现集成。该文提出一种新型的基于PCB绕组的电感和变压器的集成结构，详细分析磁心结构的磁路模型，并给出集成磁件的优化设计方法，最后通过搭建一台基于SiC器件的800 V/10 kW的实验样机进行验证。实验结果表明，该集成方案可有效减小变换器的体积和损耗，具有高功率密度和高效率。
关键词：三相CLLC谐振变换器 PCB绕组 磁集成 优化设计
随着环境问题和能源危机的日益严峻，新能源汽车作为一种清洁、高效、可再生的交通工具，受到了越来越多的关注和支持[1]。然而，新能源汽车的普及和发展还面临着一些技术难题，尤其是充电技术。电动汽车的充电时间、充电效率和充电成本直接影响着用户的使用体验和市场接受度，因此，如何实现高效率和高功率密度一直是DC-DC变换器研究的主要焦点[2-6]。作为一种隔离型双向DC- DC变换器，CLLC谐振变换器不仅具有自然软开关特性，可以在较宽的输入电压和全负载范围内实现一次侧的零电压开通（Zero Voltage Switching, ZVS）[7]和二次侧的零电流关断（Zero Current Switching, ZCS），而且还具备了双向的电能传输能力和电压升降能力，因此广泛应用于电动汽车车载充电领域[8-10]。
然而，在大功率、大容量场合，使用单相CLLC谐振变换器存在一些明显的缺点，如器件上的电流应力大、输出电流纹波大、整个系统的效率和可靠性降低。为了解决这些缺点，可以引入多相交错技术。由于整流桥输出更高频率的纹波和更小的交流电流分量，可以极大地减小输出滤波电容的尺寸。此外，输入电流在各相之间共享，减小了各相器件的电流应力，从而能够降低开关管的损耗[11]。文献[12-15]提出了三相CLLC谐振变换器。三相CLLC谐振变换器主要有两种不同的联结方式：一种是将谐振电容星形联结[16]，由于星形联结总是强制三相电流总和为零，因而可以保证三相之间电流的自动平衡；另一种由于谐振电容的直流偏置，使得软启动过程更加复杂，通过采用谐振电容三角形联结的结构，消除谐振电容直流偏置，不仅可以实现相间电流自动平衡，而且有利于实现软启动[13]。
然而，三相CLLC谐振变换器也存在一些明显的缺点。通常，磁性元件是制约变换器体积和质量的主要因素[17]。三相CLLC谐振变换器磁性元件有3个变压器和6个谐振电感，极大地增加了变换器的质量、体积和成本。
随着宽禁带（Wide Band Gap, WBG）半导体器件的出现和快速发展[18-20]，电力电子变换器的开关频率可以提高到几百kHz甚至MHz，由于开关频率的提高，降低了对绕组匝数的要求，这使得采用印制电路板（Printed Circuit Board, PCB）作为变压器的绕组成为可能。PCB绕组不仅简化了磁件制作工艺，并且保证了磁件参数的一致性。此外，使用PCB绕组的平面磁心显著减小了磁件的高度，大幅度提升了变换器的功率密度[21-22]。然而，采用PCB绕组的平面磁技术依然无法解决三相CLLC谐振变换器磁性元件多、体积庞大等问题。
磁集成技术是减少磁件数量、体积损耗，实现高功率密度的有效途径。文献[23]针对CLLC谐振变换器提出了一种EI磁心结构的电感和变压器的集成方案，通过在EI磁心的边柱绕制绕组，并将一次、二次绕组不均匀地分配在两个边柱上，降低一次、二次绕组的耦合程度，利用EI磁心的中柱构造漏磁通的通路，实现了两个电感和变压器的集成。文献[13]中通过将三个单相磁集成变压器简单组合，得到了一种9个磁柱的集成磁件，由于三相磁通有120°的相位差，在三个中柱中的漏磁通也有120°的相位差，因此，在中柱的漏磁被抵消。通过进一步优化得到了一种适用于三相CLLC谐振变换器的“方形”六磁柱的变压器集成结构，提高了谐振变换器的功率密度和效率。然而，由于磁心为平面结构，使得三相磁路长度不等，中间B相的磁路最短，两边A、C相的磁路最长，从而导致三相磁阻不对称。在相同的激励条件下，这会引起三相电流的不均衡，影响系统的稳定性。文献[11, 24]提出了一种适用于三相LLC谐振变换器的集成磁心结构，其中所有相位都是对称设计的，磁心有4个支柱，每对绕组绕制在3个外围磁心支柱中，中心支柱为漏磁通提供通路，通过在中心支柱引入气隙，可以调节三相变压器之间的耦合系数。然而，由于任何一相的一次、二次绕组都在同一对磁心支柱上绕制，当谐振变换器工作频率很高时，仅通过改变绕组距离和调节中心支柱的气隙来增加漏感的大小范围有限，很难满足所需谐振电感较大的设计需求。
在上述文献基础上，本文提出了一种适用于三相CLLC谐振变换器的“圆柱形”平面磁心结构，不仅将6个谐振电感和3个变压器件集成在一个平面磁心上，实现了磁性元件的高度集成，并且该磁心结构完全对称设计，使得各相负载电流更加均衡，提高了系统的效率和稳定性。
为了消除谐振电容上的直流电压偏置，选取一次侧、二次侧谐振电容三角形联结的三相CLLC谐振变换器，拓扑结构如图1所示，分为三部分，分别为：一次侧开关网络、谐振网络和二次侧开关网络。图1中，Q1～Q12为开关管，VD1～VD12和Cs1～Cs12分别为Q1～Q12的体二极管以及漏源间的寄生电容，T1～T3为变压器，Cr1～Cr6为谐振电容，Lr1～Lr6为谐振电感。
图1 三相CLLC谐振变换器
Fig.1 Three-phase CLLC resonant converter
为了简化分析三相CLLC谐振变换器的特性，并得到线性电路，通常使用基波分析（Fundamental Harmonic Analysis，FHA）法来建立单相等效电路模型[25]。图2给出了以A相为例的等效电路模型，当变压器电压比为n时，将变压器二次侧电感Lr2、二次侧电容Cr2、负载电阻Ro折算到一次侧后，得到等效参数表达式为
（1）
式中，
为二次侧折合到一次侧的等效谐振电感；
为二次侧折合到一次侧的等效谐振电容；
为二次侧折合到一次侧的交流等效电阻。
图2 A相等效电路模型
Fig.2 Equivalent circuit model for phase A
首先，定义
、
、
满足关系
（2）
式中，为一次侧串联谐振阻抗；为二次侧串联谐振阻抗；为励磁电感阻抗。
由图2可得，CLLC变换器基波等效电路的传递函数为
（3）
定义电感系数
、品质因数
、特征阻抗
、谐振频率
以及归一化频率
分别为
（4）
由式（2）～式（4）可进一步求得等效电路模型的增益特性表达式为
（5）
由式（5）可知，变换器增益M(wn)和wn、K、Q有关。为了研究变换器增益与K值的关系，固定Q值为0.4，得到不同K值下变换器的增益和归一化频率的关系曲线如图3所示。从图3中可以观察到，K值越大，曲线越平缓，想要满足电压增益范围，必须增大工作频率区间，这不利于磁性元件的工作；而K值越小时，变换器可以在较窄的频率范围内获得较宽的电压增益，然而当K值过小时会导致励磁电流增大，从而增加系统的无功功率，并带来较大的损耗。此外，K值很小时，频率的变化对增益影响过快，不利于控制系统的稳定。
图3 不同K值下变换器增益与归一化频率的关系(Q=0.4)
Fig.3 Relationship between converter gain and normalized frequency at different K values (Q=0.4)
同理，为了研究变换器增益M(wn)与Q值的关系，固定K值为4，得到不同Q值下变换器的增益和归一化频率的关系曲线如图4所示。轻载时，即Q值较小时，增益变化越陡，在较小的频率范围内可以获得相对较宽的电压增益；负载加重，即Q值越大时，增益变化越缓，需要增加工作频率范围来满足电压增益的需求，且当Q值过大时，增益曲线不再单调下降，不利于变换器控制。
图4 不同Q值下变换器增益与归一化频率的关系(K=4)
Fig.4 Relationship between converter gain and normalized frequency at different Q values (K=4)
本文以DC 700～DC 850 V输入，DC 800 V输出，谐振频率为300 kHz，输出功率为10 kW的三相CLLC谐振变换器为例设计实验样机。为了满足电压增益需求，且确保系统的稳定性，结合上述变换器增益特性分析，最终选取K=4、Q=0.35，代入式（4）可以解得Lr=7.23 mH，Lm=28.92 mH，Cr= 12.99 nF。样机参数见表1。
表1 三相CLLC谐振变换器样机参数
Tab.1 The prototype parameters of a three-phase CLLC resonant converter
参 数数 值 输出功率Po/kW10 输入电压Uin/V700～850 输出电压Uout/V800 电压比n1:1 谐振频率fr/kHz300 谐振电感Lr1～Lr6/mH励磁电感Lm/mH谐振电容Cr1～Cr6/nF电感系数K7.2328.9212.994 品质因数Q0.35
图5给出了本文所提出的基于三相CLLC谐振变换器拓扑的电感和变压器的集成磁件结构。集成磁件由磁心底座、平面磁板、磁心顶盖和平面绕组构成，其中，磁心顶盖和磁心底座上各有3个磁柱，磁柱在空间上完全对称。PCB绕组结构如图5b所示，各相的一次、二次绕组按交错排布的方式绕制。此外，每一相上的一次、二次绕组匝数被分成N1+N2匝，非对称绕制在对应的上、下两个磁柱上，从而降低一次、二次绕组之间的耦合程度。
图5 集成磁件结构
Fig.5 Integrated magnetic component structure
对于全耦合的变压器而言，励磁磁通等于和磁通，然而本文采取了一次、二次绕组非对称绕制方式，一次侧、二次侧磁通抵消后的磁通为励磁磁通和漏磁通之和。每个磁柱上的磁通方向取决于匝数较多的绕组产生的磁通方向，通过在磁心底座和磁心顶盖之间引入平面磁板，为励磁磁通和漏磁通提供通路，任何一相的磁通都要通过其他两相实现磁路闭合。磁心底座和平面磁板上的磁通密度均匀分布如图6所示，没有出现磁饱和问题。通过调整气隙的大小，可以调整集成变压器所需的励磁电感和漏感的大小。并且，所有的漏电感都被限制在中间的平面磁板中，对外围元器件没有影响。
图6 磁心底座和平面磁板磁通密度分布
Fig.6 The magnetic flux distribution of the magnetic core base and planar magnetic plate
基于图5的集成磁件结构，可以建立磁路模型，如图7所示。为了在不损失准确性的情况下简化模型，做如下两个假设：①磁心的磁导率远大于空气磁导率；②空气中的漏磁通足够小，可以忽略不计。
图7 磁路模型
Fig.7 Magnetic circuit model
各磁柱磁通表达式分别为
（6）
式中，
、
、
分别为A、B、C相变压器一次侧谐振电流；
、
、
分别为A、B、C相变压器二次测谐振电流。
在求解出各支路磁通的基础上，可以建立磁心参数与电路参数的函数关系为
（7）
式中，
为各相变压器的互感；
为各相变压器一、二次侧之间的互感，
、
、
分别为A、B、C相变压器一次侧端口电压；
、
、
分别为A、B、C相变压器二次侧端口电压。
由于磁心的三相完全对称结构，不同相位之间的互感是相同的，故进一步地可将端口电压与电流关系简化为
（8）
其中
（9）
式中，
为A、B、C相变压器的自感；
为变压器一次侧与二次侧之间的互感；
为不同相变压器一次侧之间的互感；
为不同相变压器一次侧与二次侧之间的互感。
考虑到三相CLLC谐振变换器是三相交错的，驱动信号的相位相差120°，A、B、C三相的一次侧、二次侧的谐振电流相位也相差120°，可得
（10）
以A相为例，由式（8）～式（10）得、表达式分别为
（11）
三相集成变压器被解耦为三个单相的变压器，各相变压器耦合电感模型和T型等效模型如图8所示，励磁电感Lm，漏感Lkp、Lks以电感系数K可以通过式（12）计算得到。
（12）
图8 变压器耦合电感模型和T型等效模型
Fig.8 Transformer coupled inductance model and T-type equivalent model
由式（12）可知，本文提出的三相磁集成变压器的励磁电感和一次侧、二次侧谐振电感可以通过调节绕组匝数N1、N2和气隙磁阻Rg得到所需的电感量，而电感系数K与磁心结构参数无关，仅由变压器绕组匝数决定。
图9给出了集成磁件的结构参数，由于磁心底座和磁心顶盖是尺寸完全相同的两个磁心，所以只须考虑对磁心底座和平面磁板的参数进行设计。图9中，H1为磁心底座的高度；H2为磁柱的高度；H3为平面磁板的高度；h为PCB绕组的铜厚；R为平面磁心的半径；r为磁柱的半径；lg为气隙高度；c为绕组宽度；g为磁心和绕组间间距；d为各相绕组间间距。
图9 磁心结构参数
Fig.9 Magnetic core structural parameters
由于本文设计的磁心同时集成了3个变压器和6个电感，传统用于高频平面变压器的绕组损耗模型并不适用于这种定制尺寸的磁心。窗体顶端此外，由于磁通分布的不均，导致难以计算准确磁心损耗理论值。因此，本文利用有限元仿真分析和集成磁件结构参数扫描来进一步优化设计磁心。
在磁心参数优化前，可以首先确定一些变量。考虑到磁心和PCB的加工误差以及绕组的绝缘距离，磁心和绕组之间留有g=0.5 mm的间距，各相绕组之间留有d=2 mm的间距；谐振变换器选取电感系数K=4，代入式（12）可得N1=2N2，考虑到磁心窗口、PCB层数、磁心损耗和最大磁通密度等方面因素，最终确定N1=4，N2=2；H2可由PCB厚度和气隙高度lg共同决定，每个磁柱上共有6匝绕组，采用两块PCB（分别有4匝绕组和2匝绕组）串联，板厚为2 mm左右，综合考虑边缘效应和气隙高度，给出一定裕量，磁柱高度可定为H2=5 mm；图10给出了仿真扫描的绕组损耗随铜厚变化的曲线，从图中可以看出，随着铜厚的增加，绕组损耗越来越小，但是趋势变缓，考虑到PCB成本，选择铜厚h=70 mm。基于此，可确定磁心结构还有H1、H3、R、r、c、lg 6个待设计的变量，下面对这6个变量进行优化设计。
图10 绕组铜厚扫描
Fig.10 Scanning of winding copper thickness
1）磁心底座高度H1和平面磁板高度H3
在确定磁柱高度H2后，H1和H3决定了集成磁件的整体高度，防止平面磁件过高，增加限制条件为
（13）
对H1进行扫描得到损耗曲线如图11所示。从图中可以看到，当H1=5 mm时损耗最小，故最终选取H1=5 mm，H3=7 mm。
图11 磁心底座高度H1扫描
Fig.11 Scanning of magnetic core base height H1
2）气隙高度lg
根据磁阻的定义
（14）
式中，Ae为磁心有效截面积，即磁柱的导磁截面积；
为空气中的磁导率。
结合式（12）和式（14）可构建lg与r的关系式为
（15）
由式（15）可知，在其他参数确定后，lg的大小仅与磁柱半径r有关。
3）平面磁心半径R
引入集成磁件的占地面积（SFP），其表达式为
（16）
由式（16）可知，磁心的占地面积仅由绕组宽度c和磁柱半径r决定。在R、r、c、lg 4个待设计变量中，有式（15）和式（16）两个约束条件，故最终设计问题转化为在(r, c)中选取合理参数，使得磁心和绕组的总损耗最小的问题。图12给出了多个磁心尺寸参数下的总损耗曲线，其中实线表示集成磁件的等损耗曲线，虚线表示给定占地面积（SFP）下所有满足条件的r、c组合，虚线与实线之间的切点即给定占地面积下的最优设计点。本文所设计的CLLC谐振变换器需同时满足高功率密度和高效率的需求，故最终选取变压器占地面积为4 345 mm2。从图中可以读取到此时的(r, c)=(9.5 mm, 6.5 mm)，总损耗为95 W，由式（15）可计算得到此时的lg= 0.2 mm。优化后磁心参数见表2。
图12 不同磁心尺寸下的总损耗
Fig.12 The total losses under different magnetic core sizes
为了更好地验证本文提出磁心结构的可行性以及磁心优化的合理性，搭建了一台800 V/10 kW的三相CLLC谐振变换器样机。样机采用了SiC MOSFET、薄膜电容、电解电容以及集成变压器如图13a所示。此外，为了和文献[13]提出的“方形”平面磁心结构对比，制作了两个磁心样本，如图13b、图13c所示，两个磁心的6个磁柱上均绕有6匝绕组，且所有磁柱的气隙高度相同。
表2 优化后的磁心参数
Tab.2 The optimized magnetic core parameters （单位: mm）
磁心尺寸数 值 底座高度H15 磁柱高度H25 平面磁板高度H37 绕组铜厚h70 磁柱半径r9.5 绕组宽度c6.5 磁心半径R37.2 气隙高度lg0.2
图13 实验样机和集成磁心
Fig.13 Experimental prototype and integrated magnetic core
由于“方形”六磁柱平面磁心的平面结构导致了三相磁路的长度不相等（中间最短，两边最长），进而导致了磁阻的不对称。这个不足之处需要通过独立调节中间相的两个磁柱的气隙来解决，但由于调节困难，难以实现磁阻的对称性。不同谐振状态下的三相谐振电流波形如图14所示，相较于A、C相谐振电流，B相谐振电流最大，三相谐振电流存在不平衡。
图14 “方形”磁心在不同工作模式下的实验波形
Fig.14 Experimental waveforms of the “square-shaped” magnetic core under different operating modes
图15 “圆柱形”磁心不同工作模式下实验波形
Fig.15 Experimental waveforms of the "cylindrical" magnetic core under different operating modes
图15给出了本文提出的“圆柱形”集成磁心不同工作模式下的谐振电流波形，三种模式下均可以实现ZVS。此外，由于磁心结构的空间对称性，三相磁路长度相等，因而三相磁阻对称。和“方形”磁心相比，三相谐振电流之间只存在较小的不平衡，这种不平衡是由谐振电容的误差以及电路中的寄生元件产生的。
为了更直观地评估两种磁心结构的三相谐振电流均流效果，定义了一个不平衡参数（UF）[16]，其表达式为
（17）
式中，IrA、IrB、IrC为三相谐振电流的有效值，用于表示电路中传导损耗以及热量的不平衡分布。在理想情况下，通过变换器的三相谐振相电流相等，即UF=0。两个磁心结构在不同工作模式下的UF值对比见表3，实验证实，“圆柱形”磁心结构的UF值在三种谐振状态下均比“方形”磁心结构的UF值小，因此均流效果更好。
表3 两种磁心结构在不同谐振模式下不平衡参数（UF）对比
Tab.3 Comparing the unbalance factor (UF) for two magnetic core structures under different resonance modes
磁心结构谐振模式A相谐振电流IrA/AB相谐振电流IrB/AC相谐振电流IrC/A不平衡参数(UF)(%) 方形准谐振9.629.849.472.56 欠谐振10.0510.349.962.51 过谐振9.229.668.935.26 圆柱形准谐振9.689.619.761.03 欠谐振10.1710.0610.231.12 过谐振9.389.269.072.23
图16给出了两种磁心结构的效率曲线，由于采用了SiC器件，且设计得当，两个磁心结构在全负载都保持较高的效率。满载时，本文提出的“圆柱形”磁心可达到最高效率97.5%，较“方形”磁心提升了0.3%。
图16 两种变压器磁心结构的效率曲线
Fig.16 The efficiency curves of two transformer magnetic core structures
针对CLLC谐振变换器磁性元件体积大、效率低的问题，本文提出了一种适用于三相CLLC谐振变换器的新型集成磁心结构，仅通过一个磁心元件将三相CLLC谐振变换器的6个谐振电感和3个变压器集成，减小了CLLC谐振变换器的尺寸。文中详细分析了提出集成磁件的磁路模型，并通过有限元仿真对磁心结构进行优化设计。最后，搭建了一台800 V/10 kW的实验样机，定制了“方形”集成磁心和本文提出的“圆柱形”集成磁心样本进行对比实验，得出本文所提出磁心结构因其良好的空间对称结构，具有更好的均流效果，提高了变换器的稳定性。此外，在减小磁心占地面积和体积的基础上，本文所提出的集成磁心结构具有更高的功率密度和效率，其中满载时可达到97.5%，验证了本文提出的磁心结构的合理性和可行性。
参考文献
[1] 王晓姬, 王道涵, 王柄东, 等. 电动汽车驱动/充电一体化系统及其控制策略综述[J]. 电工技术学报, 2023, 38(22): 5940-5958. Wang Xiaoji, Wang Daohan, Wang Bingdong, et al. A review of drive-charging integrated systems and control strategies for electric vehicles[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(22): 5940-5958.
[2] 赵子先, 康龙云, 于玮, 等. 基于简化时域模型的CLLC直流变换器参数设计[J]. 电工技术学报, 2022, 37(5): 1262-1274. Zhao Zixian, Kang Longyun, Yu Wei, et al. Parameter design method of CLLC DC-DC converter based on simplified time domain model[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(5): 1262- 1274.
[3] 丁超, 李勇, 姜利, 等. 电动汽车直流充电系统LLC谐振变换器软开关电压边界分析[J]. 电工技术学报, 2022, 37(1): 3-11. Ding Chao, Li Yong, Jiang Li, et al. Analysis of soft switching voltage boundary of LLC resonant converter for EV DC charging system[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(1): 3-11.
[4] 朱小全, 刘康, 叶开文, 等. 基于SiC器件的隔离双向混合型LLC谐振变换器[J]. 电工技术学报, 2022, 37(16): 4143-4154. Zhu Xiaoquan, Liu Kang, Ye Kaiwen, et al. Isolation bidirectional hybrid LLC converter based on SiC MOSFET[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(16): 4143-4154.
[5] 李加明, 任小永, 周治成, 等. 基于谐振网络优化的双向LLC-DCX多模块并联系统均流优化研究[J].电工技术学报, 2023, 38(10): 2720-2730, 2756. Li Jiaming, Ren Xiaoyong, Zhou Zhicheng, et al. Research on current sharing optimization of bidirectional LLC-DCX multi-module parallel system based on resonant network optimization[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(10): 2720-2730, 2756.
[6] 王议锋, 陈晨, 陈博, 等. LLC 谐振变换器的变压器绕组优化设计[J]. 电工技术学报, 2022, 37(5): 1252-1261.Wang Yifeng, Chen Chen, Chen Bo, et al. Optimization design of transformer windings of LLC converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(5): 1252-1261.
[7] 李彬彬, 王志远, 张丙旭, 等. 采用辅助变压器的可调压谐振零电压零电流开关变换器[J]. 电力系统自动化, 2022, 46(7): 160-169.Li Binbin, Wang Zhiyuan, Zhang Bingxu, et al. Voltage- regulatable resonant zero-voltage zero-current switching converter with auxiliary transformer[J]. Automation of Electric Power Systems, 2022, 46(7): 160-169.
[8] Zhang Qing, Zhang Xiaoyong, Rao Peinan, et al. Analysis and design of bidirectional isolation converter based on full-bridge CLLC[C]//2020 IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference (VPPC), Gijon, Spain, 2020: 1-6.
[9] 李浩然, 崔超辉, 王生东, 等. 基于二阶拟合模型的SiC双向LLC数字同步整流控制[J]. 电工技术学报, 2022, 37(24): 6191-6203. Li Haoran, Cui Chaohui, Wang Shengdong, et al. Two-order fitting model-based digital synchronous rectifier control for SiC bidirectional LLC converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(24): 6191-6203.
[10] 李俊杰, 吴红飞, 花文敏, 等. CLLC双向谐振变换器电感-变压器矩阵式一体化集成与优化设计[J]. 中国电机工程学报, 2022, 42(10): 3720-3729. Li Junjie, Wu Hongfei, Hua Wenmin, et al. Integrated inductor-transformer matrix and optimization design of CLLC bidirectional resonant converter[J]. Pro- ceedings of the CSEE, 2022, 42(10): 3720-3729.
[11] Martinez W, Noah M, Endo S, et al. Three-phase LLC resonant converter with integrated magnetics[C]// 2016 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Milwaukee, USA, 2016: 1-8.
[12] Núñez J I, Barrado A, Lázaro A, et al. Three-phase CLLLC resonant converters[C]//2021 IEEE 15th International Conference on Compatibility, Power Electronics and Power Engineering (CPE-POWERENG), Florence, Italy, 2021: 1-6.
[13] Li Bin, Li Qiang, Lee F C. A WBG based three phase 12.5 kW 500 kHz CLLC resonant converter with integrated PCB winding transformer[C]//2018 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), San Antonio, TX, USA, 2018: 469-475.
[14] Pham P H, Nabih A, Wang Shuo, et al. 11-kW high-frequency high-density bidirectional OBC with PCB winding magnetic design[C]//2022 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Houston, TX, USA, 2022: 1176-1181.
[15] Jin Feng, Nabih A, Li Qiang, et al. A three phase CLLC converter with improved planar integrated transformer for fast charger applications[C]//2021 IEEE Fourth International Conference on DC Microgrids (ICDCM), Arlington, VA, USA, 2021: 1-5.
[16] Arshadi S A, Ordonez M, Eberle W. Current-sharing worst-case analysis of three-phase CLLC resonant converters[J]. IEEE Transactions on Power Elec- tronics, 2022, 37(3): 3099-3110.
[17] 杨玉岗, 武艳秋, 孙晓钰, 等. 交错并联双向CLLC型谐振变换器中U+U型磁集成变压器的设计[J]. 电工技术学报, 2021, 36(2): 282-291. Yang Yugang, Wu Yanqiu, Sun Xiaoyu, et al. Design of U+U type magnetic integrated transformer in interlaced bidirectional CLLC resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(2): 282-291.
[18] 张缙, 刘智, 刘意, 等. 基于智能算法的双面散热SiC功率模块多目标优化设计[J]. 电工技术学报, 2023, 38(20): 5515-5529. Zhang Jin, Liu Zhi, Liu Yi, et al. Research on multi-objective optimization design of double- sided cooling SiC power module based on intelligent algorithml[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(20): 5515-5529.
[19] 赵方玮, 李艳, 魏超, 等. GaN器件动态导通电阻精确测试与影响因素分析[J]. 电工技术学报, 2022, 37(18): 4664-4675. Zhao Fangwei, Li Yan, Wei Chao, et al. Accurate measurement of dynamic on-resistance of GaN devices and affecting factor analysis[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(18): 4664-4675.
[20] 杨勇, 宋大威, 顾占彪, 等. 星载1MHz GaN LLC变换器低反向导通损耗控制[J]. 电工技术学报, 2022, 37(24): 6183-6190. Yang Yong, Song Dawei, Gu Zhanbiao, et al. Low reverse conduction loss control for 1MHz GaN-based LLC converter used in satellite application[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(24): 6183-6190.
[21] 王议锋, 刘瑞欣, 韩富强, 等. CLTLC多谐振变换器的磁集成方法[J]. 电工技术学报, 2022, 37(2): 380-388.Wang Yifeng, Liu Ruixin, Han Fuqiang, et al. Magnetic integration method for CLTLC multi- resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(2): 380-388.
[22] Li Bin, Li Qiang, Lee F C. High-frequency PCB winding transformer with integrated inductors for a bi-directional resonant converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(7): 6123-6135.
[23] Li Bin, Li Qiang, Lee F C. A novel PCB winding transformer with controllable leakage integration for a 6.6kW 500kHz high efficiency high density bi- directional on-board charger[C]//2017 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Tampa, FL, USA, 2017: 2917-2924.
[24] Noah M, Umetani K, Endo S, et al. A Lagrangian dynamics model of integrated transformer incorporated in a multi-phase LLC resonant converter[C]//2017 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Cincinnati, OH, USA, 2017: 3781-3787.
[25] Huang Hong. FHA-based voltage gain function with harmonic compensation for LLC resonant converter[C]// 2010 Twenty-Fifth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Palm Springs, CA, USA, 2010: 1770-1777.
Abstract The three-phase CLLC resonant converter has attracted widespread attention due to its high efficiency, high capacity, and low device stress. However, the large number and volume of magnetic components in multi-phase structures are the main factors limiting the size of power converters. With the development of wide band gap devices, the switching frequency of power converters has significantly increased, providing favorable conditions for the utilization of PCB windings. The flat characteristics of PCB windings are more suitable for planar magnetic components. Additionally, the low inductance demand brought about by high frequencies also makes PCB-based planar magnetic components more advantageous for integration. Some integrated schemes have achieved the integration of all magnetic elements and the controllability of leakage inductance, but their structure resulted in the asymmetry of magnetic resistance. Some other studies have proposed a symmetrical integrated scheme that achieved the complete symmetry of magnetic resistance, but the leakage inductance obtained by the integration method was restricted.
In this paper, a “cylindrical” planar magnetic core structure based on a three-phase CLLC resonant converter is proposed to realize the integration of magnetic elements and improve the power density of the system. The magnetic core structure is entirely symmetrical in space, achieving the symmetry of magnetic resistance and enhancing the stability of the system. Fig.A1 shows our topology structure and integrated magnetic core structure (including the planar structure diagram). The proposed integrated magnetics consists of the magnetic lid, magnetic plate, PCB winding, and magnetic base.
Fig.A1 Structure of the topology and integrated magnetics
Firstly, according to the equivalent circuit of the three-phase CLLC resonant converter, its gain characteristics are derived, and the prototype parameters are reasonably designed according to the relationship between the gain curve and K, Q values. Then, based on the proposed integrated magnetic core structure, a magnetic circuit model is established. The relationship between the resonant inductance Lr, the excitation inductance Lm, the inductance coefficient K,the winding turns N1 and N2,and the magnetic resistance Rg is analyzed. Next, a loss model and an optimization procedure of the transformer is built to achieve the lowest loss of the transformer. Finally, an 800 V/10 kW prototype platform was built. Comparative experiments were conducted with the “square” integrated magnetics and the proposed “cylindrical” magnetics, as shown in Fig.A2.
Fig.A2 “square” integrated magnetics and the “cylindrical” magnetics
The following conclusions can be drawn from the experiments. (1) Compared to the “square” integrated magnetics, the proposed integrated magnetics shows smaller imbalances among the three-phase resonant currents, achieving better system stability. (2) The proposed integrated magnetics maintains higher efficiency than the “square” integrated magnetics, even with a smaller volume and footprint. It demonstrates that the proposed structure possesses high power density and efficiency. (3) The proposed integrated magnetics achieves an efficiency of 97.5% at full load, validating the rationality and feasibility of the proposed magnetic core structure.
keywords：Three-phase CLLC resonant converter, PCB winding, integrated magnetics, optimal design
DOI:10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240017
中图分类号：TM46
江苏省自然科学基金（BK20231500）和徐州市基础研究计划（KC22046）资助项目。
收稿日期 2024-01-04
改稿日期 2024-01-19
程 鹤 男，1987年生，副教授，硕士生导师，研究方向为新能源发电技术、新能源电动汽车、电力电子变换器、车载高功率密度充电器、新型电机设计、电机驱动系及其控制等。E-mail：chenghecumt@163.com
徐 恺 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为车载高功率密度充电器。E-mail：976671368@qq.com（通信作者）
（编辑 陈 诚）