图1 SiC串联器件型中压DAB变换器的拓扑结构
Fig.1 Topology of the MV DAB converter with series-connected SiC MOSFETs
摘要 基于SiC串联器件的双有源桥变换器因具有开关损耗小、功率密度高、能量控制简单等优势，有望成为中压变换场景中实现高频隔离的优选方案。为保证SiC串联器件的可靠均压，各器件上并联大容值缓冲电容，然而该设计使变换器在传输功率较低时难以实现零电压开通，严重影响变换器的整体效率和串联器件的可靠运行。该文通过构建SiC串联器件型中压双有源桥变换器多模态运行模型并深入分析其运行特性，提出一种基于等效励磁电感的无源软开关技术。所提技术可通过优化外接传输电感位置的方式实现中压侧等效励磁电感参数调节，从而在无额外控制前提下实现SiC串联器件的软开关范围扩展。最后，设计了4 kV/1 kV实验样机，实现了100 kW下运行。实验结果显示，所提出的软开关技术能显著地扩展变换器中SiC串联器件的软开关范围，在保证SiC串联器件均压稳定性的同时能够大幅降低变换器在轻载运行时的功耗。
关键词：电力电子变压器 双有源桥变换器 SiC MOSFET 串联器件 软开关
为了降低温室气体排放，实现全球可持续发展，分布式新能源发电装置和新型电力负荷正大量接入城市配电系统[1-3]。作为城市配电系统的核心设备，电力电子变压器（Power Electronic Transformer, PET）为中压（Medium Voltage, MV）网络和低压（Low Voltage, LV）设备的互联提供了灵活的接口[4-5]。隔离型DC-DC变换器是PET的基本组成部分[6-8]，其中基于双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）拓扑的隔离型DC-DC变换器被广泛采用。
在中压网络中，采用工艺成熟、性能优越的低压器件直接串联组成中压模组，其开关损耗小、扩容能力强，有望成为PET中压器件的优选方案。为了提高PET的功率密度，一般会将器件的开关频率提升至数十kHz。因此，采用低开关损耗的SiC MOSFET已成为高功率密度PET设计的未来趋势。基于低压SiC MOSFET串联的DAB变换器已成为该领域的重点研究对象。
然而，SiC MOSFET关断过程中的dv/dt高达数十kV/ms，这使得器件及其外围电路的参数失配所导致的动态电压失衡被迅速放大，电压均衡难度陡增[9-11]。虽然器件筛选可以降低器件之间的特性差异，但无法减小外围电路参数失配所导致的电压不平衡。因此，对于SiC MOSFET，并联较大的无源缓冲电容来减小dv/dt，进而降低电压均衡难度是一种更为简单可靠的解决方案。但是在轻载下，SiC串联器件上较大的无源缓冲电容导致DAB变换器无法实现零电压软开关开通（Zero Voltage Switching- on, ZVS-on），进而在开通的SiC串联器件上产生巨大的缓冲电容充放电损耗。因此，亟待研究适用于SiC串联器件型中压DAB变换器的软开关技术。
适用于DAB变换器的软开关技术大致分为两种技术路线：有源调制技术路线和无源隔离腔设计技术路线。在有源调制技术方面，多移相角调制策略备受关注[12]。该策略引入多种移相角组合，包括扩展移相调制[13-14]、双移相调制[15-16]、三移相调制[17-19]等。这些调制策略旨在提升变换器宽范围运行能力或最小化电流应力。但是，其调制参数设计和调制策略实施的复杂性限制了其在中压场景的广泛应用。
在无源隔离腔设计方面，主要思路为设计改进的变压器和传输电感结构。可调分接变压器方案可以调整匝比和传输电感，以扩大软开关范围[20-22]。但是这种变换器的优化设计相对困难，附加的控制开关会增加成本并使拓扑结构复杂化。在电感结构设计方面，文献[23-24]提出了分立传输电感并将电感置于变压器两侧的解决方案，以减少变压器寄生电容对零电压开通的影响。然而，该方案不适用于解决SiC串联器件型中压DAB变换器的软开关范围较窄问题。在三相DAB变换器中，变压器绕组结构可以为隔离腔提供循环功率，从而有助于实现在轻载下的零电压开通[25]。但是由于其复杂的绕组结构，在中压的应用中也受到限制。由上述研究工作可知，隔离腔的参数和结构设计有利于功率器件实现可靠的软开关，但是冗余的元器件和复杂的隔离腔结构是限制此类软开关技术路线的主要因素。
针对以上软开关技术存在的问题，本文在单移相调制策略的基础上，在不额外增加元器件的情况下，利用隔离腔本身的参数设计及外接传输电感位置优化来扩展串联器件的软开关范围。首先，本文通过隔离腔网络变换，提出了等效励磁电感的概念，为后续模式的推导和参数的优化设计提供了理论基础。其次，本文通过建立具有等效励磁电流输入的串联器件电容与传输电感间的谐振模型，实现了SiC串联器件型中压DAB变换器运行模式的解析。然后，本文深入刻画了变换器的模式边界、传输功率和电流峰值等运行特性，基于此从串联器件均压程度和变换器损耗等角度优化提出了变换器参数优化设计方法。最后，本文搭建了4 kV/1 kV的实验样机，并用实验结果验证了所提优化设计方法可在不明显增加串联器件不均压灵敏度的同时，实现串联器件软开关范围的扩展。
本文所研究的软开关技术应用于如图1所示的SiC串联器件型中压DAB变换器的拓扑结构中。图中，VMVDC为中压侧直流母线电压，VLVDC为低压侧直流母线电压，CMVDC1和CMVDC2为中压侧半桥母线电容，CLVDC为低压侧母线电容。该拓扑结构的中压侧桥臂采用SiC串联器件SMVp和SMVn构成的半桥结构，低压侧桥臂采用SiC MOSFET并联模块SLVAp、SLVAn、SLVBp和SLVBn构成的全桥结构，两侧桥臂通过隔离腔相连。隔离腔中压侧交流电压为vMVAC，低压侧交流电压为vLVAC。
图1 SiC串联器件型中压DAB变换器的拓扑结构
Fig.1 Topology of the MV DAB converter with series-connected SiC MOSFETs
隔离腔由外接传输电感和高频变压器构成，其T型等效电感网络如图2a所示。图中，高频变压器的匝比为n，Lk1为变压器中压侧漏感，n2Lk2为归算到中压侧的变压器低压侧漏感，Lm为变压器励磁电感。为便于后续分析，两侧漏感以及励磁电感间的关系定义为
（1）
图2 隔离腔的等效电感网络
Fig.2 Equivalent inductance network of the isolated tank
进一步将T型电感网络等效为П型电感网络，如图2b所示。П型电感网络中的各电感表达式为
（2）
式中，Lkeq为等效传输电感；Lm1和Lm2分别为并联在中压侧端口和低压侧端口的等效励磁电感；CLkeq为Lkeq与Lk之比；CLm1和CLm2分别为Lm1和Lm2与Lm之比。图3展示了П型电感网络参数的系数随k和m的变化。由图3a可知，Lkeq随着m的增大而减小，CLkeq恒大于1。当m＞10时，CLkeq恒小于1.03，这意味着在大多数情况下，Lm为Lkeq贡献的增长量不会超过3%，所带来的传输功率降幅也不会超过3%。综上所述，可以认为Lkeq≈Lk。
图3 П型电感网络参数的系数随k和m的变化
Fig.3 Variation of П-type inductance network parameters’ coefficients with k and m
由图3b可知，CLm1随着k的增大而减小，CLm2随着k的增大而增大，二者关于k=1对称。当k自k=1向着0减小时，Lm1趋于(1+1/k)mLm，Lm2趋于mLm；而当k自k=1向着无穷增大时，Lm1趋于mLm，Lm2趋于(1+k)mLm。综上所述，k对Lm1和Lm2的影响较大，且Lm1上流过的电流会影响中压侧桥臂切换时刻的换相电流，从而改变变换器的软开关范围和运行特性等。因此，后续分析将基于中压侧等效励磁电感Lm1探讨无源软开关技术对SiC串联器件型中压DAB变换器的影响。
为简化DAB变换器的模式分析，本文将在保留主要参数影响的基础上，从以下假设出发，分析SiC串联器件型DAB变换器的运行模式。
（1）隔离腔中压侧电压与低压侧电压匹配。PET中的SiC串联器件型DAB变换器仅用作两个直流电压源的能量交互端口，不承担调压功能。因此，电压源端口电压恒定匹配，即VMVDC=2nVLVDC。控制移相角fC定义为SMVp驱动信号下降沿与SLVAp驱动信号下降沿间的单周期内角度占比之差。SLVAp和SLVBn统一由信号GSLVAp驱动，SLVAn和SLVBp统一由信号GSLVAn驱动。
（2）中压侧驱动信号死区时间tDeadPri为1/4谐振周期。SiC MOSFET上的电容Cso为其两端并联的缓冲电容Cs和器件本身的输出电容Co之和。桥臂整体输出电容Cso_all由N个SiC功率器件串联而成。这些电容的关系为
（3）
中压侧桥臂切换时，Cso_all与Lk谐振。当忽略电压钳位影响时，vMVAC可以在1/4谐振周期处达到峰值。因此，中压侧驱动的死区时间tDeadPri设定为
（4）
（3）低压侧交流电压vLVAC的切换过程近似瞬态。相比于低压侧SiC器件，中压侧SiC串联器件开关过程中的充放电时间更长。例如，若缓冲电容Cs=40 nF，中压侧SiC串联器件的充放电时间是低压侧SiC器件的充放电时间的14倍。为简化分析，本文将vLVAC的切换过程近似为瞬态。
（4）励磁电流im1在谐振换相过程中保持为峰值Im1不变。由于Lm1一般大于10Lk，在谐振换相过程中im1的变化幅度不超过其峰值的1/10，可以近似认为Lm1不参与谐振过程，励磁电流峰值Im1为
（5）
精准刻画变换器的运行模式有助于优化变换器的参数设计。根据第1节假设并结合驱动信号和电压电流波形关系，通过仿真分析，可知所设计变换器的运行模式可划分为六种，各运行模式的仿真波形如图4所示。由图4可知，后半开关周期与前半开关周期的状态变量呈中心对称关系，为便于分析，此处仅考虑前半开关周期的状态变量的变化。
此处定义正向谐振模态为Cso_all与Lk谐振换相时vLVAC为正的模态，反向谐振模态为Cso_all与Lk谐振换相时vLVAC为负的模态。根据Lk两端电压的状况，定义电流建立模态为vMVAC和vLVAC同向叠加于Lk时iAC快速变化的模态，电流保持模态为vMVAC和vLVAC反向抵消于Lk时iAC保持不变的模态。下面结合仿真波形描绘每个运行模式的模态变化过程。
图4 计及Lm1影响的SiC串联器件型DAB变换器各模式下的仿真波形
Fig.4 Simulation waveforms of DAB converter with series-connected SiC devices in various modes under Lm1’s influence
（1）模式A：可实现ZVS开通的反向谐振-电流建立-电流保持模式。在t0～t1时间段，Lk与Cso_all谐振。在t1～t2时间段，Lk两端电压固定为两侧直流源之和，iAC线性增大。在t2～t3时间段，iAC维持不变。
（2）模式B：有容性开通损耗的反向谐振-电流建立-电流保持模式。与模式A相似，不同之处在于t1时刻，vMVAC被SMVp钳位至VMVDC/2。
（3）模式X1：有容性开通损耗的反向谐振-正向谐振-电流保持模式。在t0～t1时间段，Lk与Cso_all谐振。在t1时刻，vLVAC翻转。在t1～t2时间段，Cso_all与Lk继续谐振。在t2时刻，vMVAC被SMVp钳位至VMVDC/2。在t2～t3时间段，iAC维持不变。
（4）模式X2：可实现ZVS开通的反向谐振-正向谐振-电流保持模式。模式X2与模式X1相似，不同之处在于在SMVp开通前，中压侧串联器件已经完成谐振换相。
（5）模式C：有容性开通损耗的电流建立-正向谐振-电流保持模式。在t0～t1时间段，两侧直流源同向叠加在Lk上，直到iAC(t)-Im1过零。在t1～t2时间段，Lk与Cso_all谐振。在t2～t3时间段，iAC维持不变。
（6）模式D：可实现ZVS开通的电流建立-正向谐振-电流保持模式。模式D与模式C相似，不同之处在于在SMVp开通前，中压侧串联器件已经完成谐振换相。
根据各运行模式的特征，归纳总结得到六种模式的模态切换情况和桥臂软开关情况见表1。表中，模态切换情况分为三种，每种模态切换情况又根据是否具有ZVS开通状态对应于两类模式。最终根据上述运行模式的分析，可得如附表1所示的状态变量的表达式，为后续运行特性的分析和变换器参数设计提供理论基础。
表1 各模式的模态切换情况和桥臂软开关实现情况
Tab.1 State transition and soft-switching in different modes
模式模态切换情况中压侧桥臂软开关情况 开通状态关断状态 A反向谐振-电流建立-电流保持ZVS开通硬关断 B有容性损耗的开通 X1反向谐振-正向谐振-电流保持有容性损耗的开通 X2ZVS开通 C电流建立-正向谐振-电流保持有容性损耗的开通 DZVS开通
第2节中描述的六种模式由7个模式边界划分，此处记模式A和模式B间的模式边界为fA∩B，以此类推得到其他模式边界的表达形式。7个模式边界大致分为三类：第1类为软开关模式边界，包括fA∩B、fX1∩X2、fC∩D。软开关模式边界将模式分为具有ZVS开通特性的模式以及不具有ZVS开通特性的模式；第2类为模式X1的单谐振模式边界，包括fB∩X1和fX1∩C；第3类为模式X2的单谐振模式边界，包括fA∩X2和fX2∩D。7个模式边界的表达式如式（6）所示。为直观展示Cso和Lm1影响下的模式边界的变化规律，图5以T=50 ms且Lk=100 mH为例绘制了模式边界控制移相角的变化趋势。由图5可知，选取较大的Cso或Lm1将会减小SiC串联器件的软开关范围。
图5 模式边界与Cso和Lm1的关系
Fig.5 Mode boundaries with Cso and Lm1
（6）
变换器的传输功率为隔离腔中压侧的交流电流iAC和交流电压vMVAC乘积在单开关周期内的平均值。由此可得T=50 ms且Lk=100 mH时传输功率P随Lm1和fC的变化关系，图6以Cso=100 nF和Cso= 20 nF为例展示了不同等效励磁电感下传输功率P的情况。观察图6可知，无论Lm1的值为多少，P与fC恒呈正相关。沿Lm1轴来看，当Lm1逐渐减小时，该变换器的传输功率趋于传统DAB变换器的传输功率。
图6 Lm1和fC对传输功率P的影响
Fig.6 The effect of Lm1 and fC on P
本变换器的正向和反向最大传输功率点分别位于模式A和模式D内，在图6所示的工况中，最大传输功率点所对应的控制移相角随Cso的增大而微微向fC轴的正方向移动，而几乎不随Lm1的变化而变化。正向最大传输功率Pmax_for和反向最大传输功率Pmax_back近似与Cso和Lm1无关，即
（7）
虽然Lm1不影响最大传输功率的大小，但是Lm1与软开关范围及轻载时的传输功率间具有强相关性。本文定义了软开关模式包含模式A、模式X2和模式D，若变换器仅在这些模式中运行，则称该变换器运行于全范围软开关模式。此处定义软开关模式边界所对应的最小Lm1值为全范围软开关模式边界，其表达式为
（8）
综上所述，引入的Lm1为变换器添加了新的运行模式，并因此扩展了变换器的软开关范围，甚至出现了全范围软开关模式。另外，Lm1不影响最大传输功率的大小，但是Lm1会通过影响谐振换相过程改变轻载时的传输功率。
较大的电流峰值会提高开关器件的通态损耗和关断损耗，也会影响变换器内部的无源元件寄生损耗，从而影响变换器的运行效率和运行范围，因此需要分析变换器内部主要参数和外部参考量对电流峰值的影响，电流峰值ipk为
（9）
式中，ipk为变换器的运行特征而非控制对象，因此应该用外部参考量传输功率P来衡量ipk的变化趋势。本文通过采用如图6所示的映射关系进行变量代换，得到如图7所示的Cso=100 nF和Cso=20 nF下ipk随Lm1和P的变化关系。由图7可知，ipk关于P=0对称，已知ipk基本不受到Cso的影响，不同Lm1下的ipk可近似表示为
（10）
图7 Lm1和P对电流峰值ipk的影响
Fig.7 The effect of Lm1 and P on ipk
由式（10）可知，从传输功率P的角度来看，ipk随着|P|的增加而增加，且ipk增加的速率逐渐加快，应避免在较高的ipk下实现参考传输功率；另一方面，从Lm1的角度来看，较小的Lm1会极大地增加ipk，为保证变换器的高效率运行，应在提高软开关范围的同时设计更大的Lm1。
基于上述SiC串联器件型中压DAB变换器的运行特性分析，本节重点研究在VMVDC=4 kV和VLVDC=1 kV的200 kW样机关键参数的设计方法。
首先设计传输电感Lk与均压缓冲电容Cs。计及变换器的功率调节精度、最大传输功率以及最大传输功率处的电流峰值ipkPmax与励磁电流峰值Im1之差。本研究中设计传输电感Lk=70 mH，其所对应的ipkPmax-Im1=120 A。均压缓冲电容Cs与ipk共同影响最大功率时的电压不平衡灵敏度Sv。Sv越大，代表在相同驱动信号时延差异下，串联器件间的关断电压不均程度越大。通过双管串联的1 000 V双脉冲测试获得器件均压状态的实验数据，将实验数据拟合得到Sv与Cs和ipk的关系，如图8所示。器件间不均衡电压应限制在15%以内[15]，每个器件平均承受500 V电压的情况下，器件最大不均衡电压不应超过75 V。综合考虑样机系统驱动信号最大时延差异为15 ns，则器件的最大电压不平衡灵敏度应小于5 V/ns。因此设计Cs=18 nF，则假设由励磁电流导致的电流峰值提升30 A的情况下，Sv增加的幅度不超过50%，满足小于5 V/ns的要求。
图8 电压不平衡灵敏度Sv与Cs和ipk间的关系
Fig.8 Relationship of voltage difference sensitivity Sv with Cs and ipk
在确定峰值电流与缓冲电容选型后，进一步设计中压侧等效励磁电感Lm1。Lm1一方面影响串联器件的软开关范围；另一方面作用于励磁电流，从而影响变换器效率。本文以ipk与包含通态损耗、关断损耗和容性开通损耗的中压侧桥臂损耗PlossFA_MV间关系为基础，绘制了如图9所示的PlossFA_MV与Lm1和P间的关系，还绘制了如图10所示的三类损耗在不同Lm1参数下的分布。其中模式A、模式D和模式X2由于能实现完整的软开通过程而消除了容性开通损耗。所有模式下的关断损耗可以根据双脉冲测试结果积分计算得到。
图9 特定Lm1下PlossFA_MV与P间的关系
Fig.9 Relationship of PlossFA_MV and P under specific Lm1
图10 PlossFA_MV的损耗分布与Lm1和P间的关系
Fig.10 Loss distribution of PlossFA_MV with Lm1 and P
当Lm1取值为∞时，传输功率较小时的PlossFA_MV极高，零传输功率下的PlossFA_MV甚至接近于7/8额定传输功率PlossFA_MV。随着传输功率的增大，PlossFA_MV逐渐下降，直到进入模式A和模式D，而发生模式切换处的传输功率已经高于25%额定传输功率，极大地限制了SiC串联器件型DAB变换器的应用范围。进一步减小Lm1至1.5 mH，传输功率较小时的最大PlossFA_MV下降了75%，发生模式切换处的传输功率缩小了50%。再将Lm1减小到略微小于全范围软开关模式边界所对应的Lm1，即1 mH，不存在较小传输功率下的高损耗，PlossFA_MV随|P|的增大而增大。若再将Lm1减小到0.5 mH，无论传输功率为多少，PlossFA_MV均高于Lm1=1 mH时的PlossFA_MV。
综上所述，Lm1能够有效地减小容性开通损耗，但过小的Lm1会使中压侧桥臂的开通损耗增加。结合不均压灵敏度分析可知，当Lm1=1 mH时，关断电流增大25 A，虽然理论上Sv增大30%，但是零传输功率下的中压侧桥臂损耗却几乎下降了85%。因此，牺牲一定的Sv以换取轻载时的效率优势是合理的。
等效励磁电感的参数优化设计需要结合系统变压器结构及其与传输电感的连接方式。为了简化变压器设计，样机系统的变压器由两个匝比为1的独立变压器中压侧串联且低压侧并联组成，从而使得整个变压器匝比n=2，隔离腔配置电路如图11所示。为了达到传输电感的设计值，变压器除自身漏感LkT外，仍需要外接传输电感Lkex。根据式（2）可得，外接传输电感的位置几乎不影响传输电感，但能显著改变Lm1，进而影响串联器件的软开关范围。进一步地，Lkex串接于变压器低压侧时的Lm1显著小于Lkex串接于变压器中压侧时的Lm1。以样机系统为例，设定Lk=70 mH。其中，LkT由变压器结构决定，经前期仿真验证和后期测量，每个独立变压器的总漏感为15 mH且对称分布，从而得到LkT=30 mH。外接传输电感Lkex由Lk-LkT可知为40 mH，由两个20 mH的独立电感构成。本设计中Lm1设定为2 mH，其可通过变压器励磁电感Lm设定为1.5 mH且Lkex串接于变压器低压侧得到，所对应的k=3.67。若将外接传输电感串接于变压器中压侧，则Lm1增大为7 mH且k=0.27，不利于扩展串联器件的软开关范围。因此得到外接电感连接如图11所示。得到了中压DAB变换器的主要参数，见表2。
图11 隔离腔配置电路
Fig.11 Isolated tank configuration circuit
基于上述过程的变换器关键参数设计，为验证本文所提方案的有效性和模式分析的准确性，搭建了一台4 kV/1 kV 200 kW的实验样机，如图12所示。
表2 SiC串联器件型中压DAB变换器样机主要参数
Tab.2 Main parameters of the developed MV DAB converter
参 数数 值 中压侧直流母线电压VMVDC/kV4 低压侧直流母线电压VLVDC/kV1 最大传输功率Pmax/kW200 变压器电压比n2 变压器漏感 (归算至中压侧) LkT/mH30 外接传输电感 (归算至中压侧) Lkex/mH40 变压器励磁电感 (归算至中压侧) Lm/mH1.5 中压侧半桥臂SiC功率器件串联数N8 均压缓冲电容Cs/nF18
图12 4 kV/1 kV 200 kW实验样机
Fig.12 4 kV/1 kV 200 kW experimental prototype
为验证所提出的无源软开关技术的有效性，本节进行了低压小功率实验。首先进行了1 kV/250 V 3.2 kW的正反向运行实验，如图13所示。对比图13a和图13b可知，相同传输功率下，Lkex接于低压侧的配置能够实现串联器件的零电压开通，即串联器件对管开通时，串联器件已经实现完整换相。然而，Lkex接于中压侧的配置不能实现串联器件的ZVS开通，即串联器件对管开通时，串联器件的电压存在跳变，并且因此引发了较大的高频振荡。另外，相比于Lkex接于中压侧的配置，Lkex接于低压侧配置的iMVAC在两侧电压同向钳位于Lk上时的电流变化范围更大，也证实了将外接电感置于低压侧有助于降低Lm1。由图13c和图13d可知，反向运行时外接传输电感位置对软开关和交流电流的影响也具有相似的特性。
图13 无源软开关技术小型化验证实验
Fig.13 Scaled-down verification of passive soft-switching
为验证所设计变换器的无源软开关技术在中压场景中的适用性和串联器件的均压效果，本节进行了4 kV/1 kV 50 kW下的验证实验。该实验中的变换器主要波形和中压SiC串联器件均压情况如图14所示。图中所测量的id_MVp为并联较大的缓冲电容后的串联器件模组SMVp上的电流。缓冲电容电流瞬间增长至iMVAC的一半，导致缓冲电容与换相回路寄生电感间的振荡，从而产生电流振荡现象。该电流振荡不会影响到SiC MOSFET本身的运行并且会受到换相回路上的寄生电阻的阻尼作用，从而逐渐减弱并最终消失。
图14 4 kV/1 kV 50 kW下的软开关验证实验
Fig.14 Soft-switching verification experimnet at 4 kV/1 kV 50 kW
此外，在理想的励磁电感为无穷的配置中，能实现串联器件零电压开通的传输功率高于65 kW。在如图14所示的实验波形中，采用所提出的软开关技术在传输功率为50 kW时依旧能实现ZVS开通。同时，中压SiC串联器件上半桥臂的器件间最大电压差小于20 V，即具有良好的均压能力。
为探究在实现ZVS开通的运行区域内采用无源软开关技术的影响，提高变换器的传输功率至100 kW，观察变换器的主要波形和中压侧SiC串联器件均压情况，如图15所示。可见，iMVAC在两侧电压同向钳位于Lk上时的电流变化范围不变，在中压侧引入的循环电流不变。另外，中压SiC串联器件上半桥臂的器件间最大电压差仍小于20 V，证实了所设计的变换器中串联器件能够实现可靠均压。
本文通过改变外接传输电感Lkex的位置来改变中压侧等效励磁电感Lm1，从而扩展中压侧SiC串联器件的ZVS开通范围。图16为外接传输电感配置于中压侧和低压侧的变换器效率对比。图16中的实测数据点以圆形和星形标记表示。通过拟合实测数据与损耗模型、校准损耗模型，以预测其他工况下的变换器效率，如图16中的实线和虚线所示。由图16可知，两种连接方式的变换器效率不同之处在于：轻载下Lkex串接于低压侧的变换器因能够实现ZVS开通而效率较高；重载下Lkex串接于低压侧的变换器因在中压侧存在略大的循环电流而效率微低。在正向运行的20%负载率下，Lkex串接于低压侧的变换器的实测效率可提高约2%，即整体损耗降低30%；在反向运行的20%负载率下，Lkex串接于低压侧的变换器的预测效率可提高约4%，即整体损耗降低50%。上述结果证明了无源软开关策略在提高SiC串联器件型中压DAB变换器轻载效率方面的有效性。
图15 4 kV/1 kV 100 kW下的软开关验证实验
Fig.15 Soft-switching verification at 4 kV/1 kV 100 kW
图16 不同外接电感连接方式下的变换器效率对比
Fig.16 Efficiency comparison of the designed converter with different connection of Lkex
针对SiC串联器件在双有源桥变换器轻载下难以实现ZVS开通的问题，本文提出了一种基于等效励磁电感的无源软开关技术。相较于现有技术，本文通过采用易于配置的隔离腔和简单的控制策略，利用隔离腔的参数设计来扩展SiC串联器件的ZVS开通范围。
首先，构建了隔离腔元件的等效变换模型，基于此提出便于SiC串联器件型DAB变换器模态分析的中压侧等效励磁电感参数。然后，依照状态空间方程揭示了包含多种模态的变换器运行模式，并通过循环计算详细刻画了变换器的运行特性。最后，根据所分析的运行特性，设计了均压缓冲电容、变压器励磁电感、传输电感等关键参数，并搭建了4 kV/1 kV 200 kW实验样机。实验结果表明，所提出的无源软开关技术及相应的参数优化设计方法能显著地扩展变换器中SiC串联器件的ZVS开通范围，消除大幅值高频振荡，提高SiC串联器件的均压可靠性和变换器的轻载效率。
附录 状态变量表达式
附表1 各模式下的状态变量表达式
App.Tab.1 Expressions of state variables and transmission power in different modes
模式iAC(t)vMVAC(t) A
（续）
模式iAC(t)vMVAC(t) B X1 X2 C D
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Abstract The medium voltage (MV) dual active bridge (DAB) converter with series-connected SiC devices offers low loss and feasibility, making it attractive for high-frequency, high-compactness applications. However, voltage sharing across devices poses challenges. Large snubber capacitors reduce voltage imbalance but impede zero voltage switching-on (ZVS-on) under light load, increasing losses. Previous soft-switching techniques using active modulation or passive isolation tanks have complex implementation or redundant components. Therefore, this paper proposes a soft-switching technique using isolation tank parameter design and optimized external inductor positioning to extend the soft-switching range of series devices without additional components.
To facilitate this technique, the T-type inductance network is equivalenced to a П-type inductance network. The equivalence reveals that the transmission inductance changes little versus the actual transmission inductance Lk, while the equivalent magnetizing inductance Lm1 depends on transmission inductance proportions on both sides. A lower transmission inductance proportion on the MV side makes Lm1 closer to the actual magnetizing inductance Lm. Based on voltage matching and dead time assumptions, six operational modes have been derived to calculate the characteristics of the converter. Mode boundary characteristics show that reducing Lm1 increases the soft-switching range of the series-connected SiC devices. Regarding the transmission power characteristics, maximum transmission power barely changes with Lm1. For the peak current characteristics, peak current rises with increasing transmission power, and it is recommended to avoid implementing the reference transmission power under high current peak values.
Based on the analysis of the characteristics, this paper proposes design methods for key parameters. Firstly, the transmission inductance and voltage balancing capacitors are designed considering power regulation accuracy, maximum transmission power, and voltage imbalance sensitivity Sv. Subsequently, Lm1’s impact on series-connected SiC devices’ loss is evaluated. It reduces capacitive switching-on losses, and excessively small Lm1 increases conduction losses. Considering Sv analysis, selecting Lm1=1 mH increases switching-off current by 25 A, theoretically increasing Sv by 30% but reducing MV side arm losses by nearly 85% at no load. Thus, sacrificing some Sv for light-load efficiency is reasonable. Based on a 200 kW prototype, the magnetizing inductance is configured, and the external inductor Lkex is placed on the low voltage (LV) side, obtaining a suitable equivalent magnetizing inductance.
LV experiments are conducted on the designed prototype to verify the efficacy of the passive soft-switching technique. Placing Lkex on the LV side enables ZVS-on of the series-connected SiC devices at the same transmission power, while the reverse configuration does not. Subsequently, MV experiments are performed to validate the applicability of the passive soft-switching technique and voltage balancing of the series devices at the MV level. With an ideal infinite magnetizing inductance, transmission power with ZVS-on exceeds 65 kW, and the proposed soft-switching technique still achieves ZVS-on at 50 kW. Meanwhile, the maximum voltage difference in the series-connected SiC devices is less than 20 V, indicating good voltage sharing. Finally, the efficiency is approximately 2% higher than the measured one at 20% forward load and around 4% higher than the predicted efficiency at 20% reverse load when Lkex is on the LV side, reducing losses by 30% and 50%, respectively. These results demonstrate that the passive soft-switching strategy effectively improves the light-load efficiency of the MV DAB converter with series-connected SiC devices.
keywords：Power electronics transformer, dual active bridge converter, SiC MOSFET, series-connected devices, soft-switching
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230451
中图分类号：TM46
国家自然科学基金（51925702）和宁波市重大专项（2022Z026）资助项目。
收稿日期 2023-04-11
改稿日期 2023-07-13
陈润田 男，1995年生，博士研究生，研究方向为功率器件串联及其在中压变流器中的应用。E-mail: chenruntian@zju.edu.cn
李楚杉 男，1986年生，研究员，博士生导师，研究方向为中压大容量变换技术。E-mail: chushan@intl.zju.edu.cn（通信作者）
（编辑 陈 诚）