图1 CNCC-HCB拓扑结构
Fig.1 The CNCC-HCB topology
摘要 以晶闸管作为主断器件是降低混合式直流断路器造价和技术难度的手段之一，电容电压是此类直流断路器能够顺利开断直流故障的关键影响因素。现有结构中电容大多为预充电型，但预充电方式和电容电压的维持较为复杂。因此，该文提出一种基于电容自然充电换相的混合式直流断路器，利用母线电压与预充电电容的电压差值实现电容的预充电和电容电压的自动维持，从而保证断路器的开断能力。此外该断路器还具备二次开断能力，可以满足极短时间内重复开断的需求。针对所提断路器的工作过程和元器件参数进行了详细的理论推导，基于PSCAD/EMTDC建立单端等效和四端柔性直流电网模型验证了所提结构的适用性。最后与其他方案进行比较，结果表明，所提方案在开断速度、电容预充电方式和二次开断方面具备一定优势。
关键词：混合式直流断路器 晶闸管 预充电 二次开断
随着“碳达峰、碳中和”目标的提出，电力行业的绿色低碳战略转型已是大势所趋，世界范围内的一场新能源革命正在悄然兴起[1]。
柔性直流输配电技术在新能源并网消纳、区域电网非同步互联、孤岛送电等领域具有显著优势，是推动电网转型的关键技术之一[2-3]，目前已发展到多端柔性直流系统阶段，未来或可进一步发展形成庞大且复杂的直流输配电网，从而进一步提高能源的利用效率。然而，缺乏经济且成熟的大容量直流断路器是制约其发展的关键技术问题[4-5]。
不同于其他保护装置，断路器的工作条件相对恶劣，尤其是在“弱阻尼、低惯性”的中高压直流系统当中，一旦发生故障，几毫秒内故障电流便可达到额定值的数十倍[6]，因此，对于直流断路器的速动性要求更高。此外，对于直流断路器研制的挑战还包含以下两个方面[7]：①直流系统中无自然的电流过零点，机械开关灭弧困难；②为限制电流上升速度增加的限流电抗器等电感元件在开关断开瞬间会产生很大的过电压能量（MJ级），需要快速泄放。
混合式直流断路器（Hybrid DC Circuit Breaker, HCB）兼具机械式直流断路器的良好的静态特性和全固态式直流断路器的动态特性，应用前景广阔，受到广泛的关注和研究。具有代表性的是2012年，ABB公司开发了世界第一台高压混合式直流断路器，开断能力为8.5 kA/5 ms[8]；2013年，Alstom公司设计并开发了120 kV混合式直流断路器，开断能力为7.5 kA/2.5 ms[9]；2014年，全球能源互联网研究院开发了200 kV混合式直流断路器，开断能力为15 kA/3 ms[10]，并于2016年在舟山五端柔性输电工程中应用，这也是混合式直流断路器首次投运于实际工程中。据报道，2019年舟山输电工程发生双极短路故障，该断路器在2.7 ms内成功开断4.6 kA的故障电流[11]。2016年，南瑞继保公司开发了500 kV整流型混合式直流断路器样机，并通过了KEMA测试，开断能力为25 kA/3 ms[12]。
然而上述结构大多以IGBT作为主断器件，致使混合式直流断路器造价昂贵。为提高经济性，目前的主要策略为研发多端口混合式直流断路器以提高整体的经济性[13-14]，或采用较为经济的大功率晶闸管代替IGBT以提高单台断路器的经济性，本文侧重于后者。文献[15-16]提出的基于晶闸管的混合式直流断路器实现了双向开断故障，但需为电容配置额外的充电设备。文献[17]所提结构虽然可以利用直流线路实现对电容的预充电，但需要大量的晶闸管及电容器，导致直流断路器成本增加。文献[18]由于在开断过程中电容极性发生改变，恢复初始状态需要一定的时间，因而不具备快速再分断能力。
基于上述问题，本文提出了一种充电方式更为简便的电容自然充电换相混合式直流断路器（Capacitor Natural Charging Commutation HCB, CNCC-HCB），可利用直流线路为电容自然充电，且能够自动维持电容电压。故障后无论故障是否清除，电容都可进行再充电，保证了断路器的开断能力，适用于多为瞬时性故障的架空线路。
本文所提CNCC-HCB拓扑结构如图1所示。主要包含主支路、电容自然充电支路、转移支路、电容换相支路及能量吸收支路。除主支路外，其他支路均内嵌在二极管全桥中，以满足双向开断故障的需求。
图1 CNCC-HCB拓扑结构
Fig.1 The CNCC-HCB topology
1）主支路：由快速机械开关UFD和由IGBT反向串联组成的负载换相开关（Load Commutation Switch, LCS）构成，用于承载正常负荷电流及开断主支路故障电流。
2）电容自然充电支路：由R1-VD1-C-R2-VD2组成，系统运行时与系统电源构成充电回路并能自动维持电容电压。其中R1、R2用于限流，VD1、VD2用于限制电容充放电方向。
3）转移支路：由晶闸管VT1和反并联二极管VD组成。二极管VD可以抑制VT1关断时的反向电压尖峰，并能提供一定时间的反向压降，确保VT1能够可靠关断。
4）电容换相支路：由VT2-C-VT3-Lh组成，用于产生振荡电流强迫VT1关断。
5）能量吸收支路：由并联在限流电感两端的泄能支路和并联在电容两端的金属氧化物避雷器（Metal-Oxide Arrester, MOA）共同承担泄能任务，其中泄能支路由晶闸管串联电阻组成，主要用于限制电容反向充电时的过电压。
混合式直流断路器应具备双向开断能力，以正向电流（从左至右）分断为例，所提断路器的工作过程主要分为电容自然充电阶段、正常通流阶段、故障检测阶段、电流转移阶段、电容换相阶段、能量吸收阶段、电容再充电阶段。图2、图3、图4分别给出了各阶段电流路径、等效电路、断路器的工作过程。
图2 直流断路器工作过程电流主要路径
Fig.2 Main current path of DCCB during working process
图3 直流断路器工作过程等效电路
Fig.3 Main current path of DCCB during working process
图4 直流断路器工作过程
Fig.4 Working process of DC circuit breaker
1）电容自然充电阶段（t0≤t＜t1）
系统电流流经Ls1-R1-VD1-C-R2-VD2为电容预充电，由于电容电压需要维持至预设电压，因此回路阻尼应为过阻尼。此过程约束方程为
（1）
式中，Rc=R1+R2。电容充电电流ich及电容电压UC为
（2）
由于Rc和Ls1的限流作用，电容C充电电流较小，这意味着此阶段可以与下一阶段同步运行。
2）正常通流阶段（t1≤t＜t2）
由式（2）可得，电容电压最终收敛于系统电压Udc。此后UFD和LCS导通，进入正常通流阶段。由于UFD和LCS导通时电阻较小，可以近似忽略。则该阶段约束方程及电流表达式分别为
（3）
（4）
式中，RL为负载等效阻抗；Ls=Ls1+Ls2。定义系统额定电流IN=Udc/RL，则主支路电流，即流过机械开关UFD所在支路电流imain趋近于IN。
若上述两个阶段同步运行，等效电路如图5所示，约束方程为
（5）
上述微分方程难以求出其解析解，目前常用的常微分方程数值解法有改进欧拉法、龙格-库塔法等，其中四阶龙格-库塔法精度高、稳定区域广、编程简单，经常被用于求解动态系统状态变量的近似解[19]。
图5 两阶段同步运行时等效电路
Fig.5 Main current path of DCCB during working process
3）故障检测阶段（t2≤t＜t3）
假设t2时刻断路器右侧发生接地故障，t3时刻检测系统检测到故障（此阶段大约为3 ms）。由于断路器还未收到动作指令，因此故障电流依旧流经主支路。设Rf为故障时的等效电阻，则此过程约束方程及电流分别为
（6）
（7）
对式（7）中指数项用泰勒展开作进一步简化可得
（8）
由于Rf(t-t2)<<Ls，则故障电流可由式（9）表示，故障电流上升率可近似为Udc/Ls。
（9）
4）电流转移阶段（t3≤t＜t4）
当检测系统判定发生故障后立即向直流断路器发送动作指令，LCS关断的同时导通VT1，为确保UFD在零电流条件下分闸，UFD可经适当的延时后分闸，一般为50 μs。故障电流逐渐从主支路转移至转移支路且继续上升。VT1需持续导通至UFD机械触头间距足够承受断路器暂态分断电压（一般为2 ms）。则此阶段流过VT1的电流约束方程为
（10）
式中，Req=RT1+Rf，RT1为VT1通态等效电阻。Req相对较小，若忽略不计，此阶段转移电流itrans表达式为
（11）
5）电容换相阶段（t4≤t＜t6）
此阶段导通VT2和VT3投入电容换相支路，同时预导通VTs1、VTs3。电容放电以产生振荡电流iLC(t)，强迫VT1关断。
其中二极管中的电流记为iD，流过二极管的电流为振荡电流与对应时刻故障电流的差值。当iD＞0时，VT1承受反压以确保其可靠关断。
将此阶段细分为t4～t5、t5～t6两个阶段，则t4～t5阶段的约束方程、电容电压UC(t)、振荡电流iLC(t)为
（12）
（13）
由式（13）可得振荡电流的最大值及其对应时刻分别为
（14）
当t＞Δt时，电容C以及电感Ls1、Ls2极性反转。此时VTs1、VTs3因承受正压处于导通状态，iLC开始下降。当t=t5时，振荡电流与故障电流相等，二极管VD截止。
在t5～t6阶段，电容继续反向充电。随着电容两端电压逐渐增加，故障电流开始衰减。无限压措施时电容反向充电过程的约束方程为
（15）
式中，I0为此阶段初始电流；ifch为电容反向充电电流；Leq=Ls1+Ls2+Lh，则电容电压解析式及最大值分别为
（16）
（17）
其中，
, 
。
由式（17）可知，电感上的能量若全部由电容吸收，电容反向电压峰值UC_max过高，导致UFD和VT1需承受非常大的电压应力。为吸收部分电感上的能量，文献[20]采用分体式能量耗散支路，文献[21]增加引流支路。本文通过在限流电感两端并联泄能支路减少电容电感之间的能量交换，从而限制电容电压峰值。
6）能量吸收阶段（t6≤t＜t7）
当电容两端电压达到MOA的动作电压时，故障电流转移至MOA所在支路，避免了因电流持续注入电容导致电容反向电压升高。记MOA的动作电压为UMOA、流过MOA的电流为iMOA，则MOA吸收的能量EMOA表示为
（18）
由式（18）可得，MOA吸收能量的大小与吸能时间、UMOA、iMOA呈正相关。由于限流电感上电流可由泄能支路续流，iMOA显著降低。其中泄能支路中的电阻值越小，MOA吸收所需吸收的能量越少。
7）再充电阶段（t7≤t＜t8）
当MOA中电流衰减为0时，开断过程结束。此时电容再次充电，以恢复断路器的开断能力。此阶段与初始充电阶段相同，不再赘述。
当故障线路与系统隔离后，故障线路需要一定的时间去游离。去游离的时间受多种因素的影响，通常为几十毫秒到数百毫秒之间。现有的文献通常认为此过程为300 ms[22]，这意味着电容再充电过程不得高于300 ms。
为避免主支路盲目重合闸，在主支路合闸前，先导通VT1，对故障类型进行大致判断后再决策是否合闸。此阶段电流路径如图6所示。检测装置检测此时的电流大小，若接近额定电流水平则认为故障已清除，主支路可以执行合闸操作；若电流仍远高于正常水平，则认为故障依然存在，执行二次开断过程，导通VT2、VT3。由于电容已恢复了初始储能，保证了断路器进行快速二次开断的能力，其后过程如首次开断过程，不再重复叙述。
图6 预合闸前电流路径
Fig.6 Current path before pre-closing
合理的参数能使断路器运行更加可靠、高效。参数设计主要包含三部分：开断需求分析、换相支路参数设计、电容自然充电支路设计。
1）开断需求分析：调研系统参数并分析最小短路电阻时故障电流的特性，以此确定直流断路器所需开断的故障电流峰值Imax。本节针对系统电压为500 kV、额定电流为2 kA、限流电感为150 mH的直流系统中的断路器进行讨论分析。
2）换相支路参数设计：确定C和Lh的参数大小，其中Lh和C需满足的约束条件为
（19）
其中，Lh＜Ls用以确保振荡电流的变化率大于故障电流的变化率，可以缩短换相的时间。此外，C和Lh的低值对于成本和体积至关重要。
3）电容自然充电支路设计：主要是对R1、R2阻值进行设计。充电电阻R1、R2是在过阻尼情况下选择的，同时R1、R2的阻值分配关系到VT2、VT3能否成功关断。
电容换相支路主要用于强迫晶闸管VT1关断。为实现VT1的可靠关断，需保证VT1的反向截止时间tRR大于其固有的关断时间tq，即二极管VD的正向导通时间tD大于VT1固有关断时间tq[23]。二极管VD的正向导通时间tD表示为
（20）
式中，UC0为电容初始储能；
为换相支路导通至VT1截止时的电流。由于此过程时间较短，可认为此过程电流为恒定值。事实上，此阶段故障电流仍然会上升，因此所求出的tD为近似值。文献[15]利用数值解法较为精确地求出了Lh和C的大小对于tD的影响，图7给出了tD随Lh和C变化曲线。
图7 tD随Lh、C变化曲线
Fig.7 The variation curves of tD with Lh and C
1）在一定范围内，tD随着Lh的增大呈现先增大后减小的趋势，即存在一个临界电感Lt（dtD/dLh=0成立时的电感值）使tD取得最大值。
2）tD随着C的增大而增大，但为了保证振荡电流峰值不能过大，Lh也应适当地增加。
根据所提直流断路器工作过程和原理，要求电容初始储能为500 kV，换相支路导通时的电流接近19 kA。tD的最大值TDmax在临界电感处取得，则此处的电感和电容表达式为
（21）
设TDmax=200 μs、tq=60 μs，代入式（21）可得Lh=2 mH、C=6.8 μF，本文取Lh=2 mH、C=6.5 μF，若记及电容自然充电支路中的较小电流，实际TDmax＜200 μs。
以电容自然充电阶段与正常通流阶段同步运行为例，系统启动时满足式（5）约束方程，再充电时需满足约束条件
（22）
由于电容自然充电支路中参数Ls1、C已经确定，因此，本节只对参数R1、R2进行分析。
图8显示了系统启动时，系统电流idc随充电电阻Rc的变化曲线。可以看出，随着Rc的增大，正常运行时电流峰值下降，但系统进入稳态的时间变长。为避免正常状态下电流峰值过大引起直流断路器误动作，同时使系统快速进入稳态且需保证电容再充电过程在300 ms内完成。综合考虑，建议Rc取值范围为2 000～4 000 Ω，本文取2 000 Ω。
图8 系统启动时idc随Rc变化曲线
Fig.8 idc versus Rc when system starts up
在自然充电支路中，当电容电压小于系统电压时就会产生充电电流ich，由于Rc的限流作用，ich的幅值较小，可在上文分析中近似忽略。考虑Rc后，电容换相阶段等效电路如图9所示，则流过VT2、VT3的电流iT2、iT3为
（23）
图9 考虑Rc后电容换相阶段等效电路
Fig.9 Equivalent circuit considering Rc capacitor commutation stage
显然当R1<<R2时，iT2<<iT3，则VT3可能无法关断；反之，VT2可能无法关断。因此，R1和R2的取值需在一定范围内。定义R1和R2之间的差值允许范围为
（24）
采用单一变量法对差值允许范围进行验证，固定R1=1 000 Ω，以R2为变量，验证结果如图10所示。当δ=0%～15%时，VT3可以关断，且δ越小，过零时间越短。本文取δ=0，即R1=R2=1 000 Ω。
图10 iT3随δ变化曲线
Fig.10 The variation curves of iT3 with δ
为验证所提结构的可行性，利用PSCAD搭建了如图11所示的单端系统等效电路。仿真参数见表1。假设t=0.5 s时出口处发生接地故障。
0.49～0.54 s时断路器各支路中电流波形如图12所示。图中idc为系统电流；imain为主支路电流；iT1、iT2、iT3、iMOA分别表示流过晶闸管组VT1、VT2、VT3及MOA的电流。
图11 单端系统等效电路
Fig.11 Single-terminal equivalent test system
表1 单端系统仿真参数
Tab.1 Single-terminal system simulation parameters
参数数值参数数值 系统电压Udc/kV500负载电阻RL/Ω250 等效内阻Rs/mΩ1充电电阻R1, R2/kΩ1, 1 等效电感Ls/μH1换相电感Lh/mH2 限流电感Ls1, Ls2/mH75, 75预充电容C/μF6.5
图12 断路器开断过程电流波形
Fig.12 The current waveforms of breaker opening process
仿真设置故障检测时间为3 ms，UFD分闸时间为2 ms。在故障初期，imain迅速增加，电流增长率约为3.33 kA/ms，此阶段主支路电流峰值约为12 kA。
当t=0.503 s时，LCS关断，VT1导通传导故障电流，期间故障电流继续上升。当t=0.505 s时触发VT2、VT3导通，由于电容具备初始储能，VT1可在振荡电流的1/4周期（180 μs）内关断，此阶段电流约为18.7 kA。VT1关断后由其反并联的二极管承受振荡电流与对应时刻故障电流的差值，直至二极管反向截止，记换相支路电流为iLC，则流过反并联二极管中的电流iD随iLC变化曲线如图13所示，其中二极管导通时间约为138 μs，大于晶闸管固有关断时间tq。
图13 iD随
电流变化曲线
Fig.13 iD variation curve with current
二极管VD截止后，故障电流继续为电容反向充电，直至其两端电压达到MOA动作电压，故障电流转移至MOA所在支路，MOA钳位电容电压并吸收剩余能量。图14为电容电压变化曲线，可知，最终电容反向电压最大值约为700 kV，随后电容再次充电恢复初始状态。
图14 电容电压UC变化曲线
Fig.14 Curve of capacitor voltage UC
多端系统是直流输配电系统的发展趋势，单端等效系统与多端系统的动态系统存在一定的差异。为进一步验证本断路器的适用性，搭建了如图15所示的±500 kV双极四端柔性直流电网仿真模型[24]。系统参数见表2。由于架空线路多为单极接地故障，本节以线路23发生单极接地故障为例，故障设置与单端系统相同，各支路中主要元件电流变化如图16所示。
图15 四端柔性直流电网仿真模型
Fig.15 Simulation model of four-terminal flexible DC network
表2 四端系统仿真参数
Tab.2 Four-terminal flexible system simulation parameters
参数数值 MMC1MMC2MMC3MMC4 额定容量/(MV·A)7501 5001 500750 交流电压/kV230230230230 直流电压/kV500500500500 桥臂电感/mH76505076 子模块电容/mF7.615157.6 直流电感/mH0.150.150.150.15 子模块数量200200200200
图16 四端系统各支路主要元件电流变化
Fig.16 Change in current of major components in each branch of the four-terminal system
开断过程中断路器本体各主要器件的电压波形如图17所示。图中，Ubreaker为断路器总电压，UT1、UT2、UT3分别为晶闸管VT1、VT2、VT3两端电压。Ubreaker、UT1、UT2、UT3的峰值分别为539、539、505、513 kV。峰值电压决定了晶闸管及UFD串联数目，其中电力电子器件的投入在总投入中占比较大。选用4.5 kV/3 kA的晶闸管，断路器本体所需晶闸管总数为3 110个。
图17 断路器开断过程电压波形
Fig.17 The voltage waveforms of breaker opening process
本节主要将本文所提方案与目前已提出的几种方案进行对比分析。将ABB公司提出的以IGBT作为主断开关的混合式直流断路器作为CB1；文献[17]提出的结构作为CB2；文献[18]提出的结构作为CB3；本文所提结构作为CB4。其中CB2、CB4的主断开关为晶闸管；CB1、CB3的主断开关为IGBT，但是不同于CB1，CB3的转移支路由IGBT、快速机械开关和晶闸管组成，对于IGBT耐压要求相对较低，在一定程度上减少了IGBT的使用数量。
为量化比较标准，搭建了如图11所示单端系统进行测试，CB2、CB3、CB4电容初始电压均为500 kV。
首先，从技术性及经济性两个方面分析以IGBT、晶闸管作为主断开关的直流断路器的性能。在相同的额定电压和额定电流下，晶闸管的价格是IGBT的1/5，同时晶闸管串并联技术相对成熟，损坏的概率较低。但IGBT的控制较为简便和灵活，可以实现更加精准和快速的电流控制及保护功能。一般而言，采用IGBT作为主断器件的混合式直流断路器的结构较为简单；采用晶闸管作为主断器件必须增加额外的电路以创造关断条件，易受电路参数变化的影响，可靠性相对较低。
CB2、CB3、CB4均以有源LC振荡电路创造晶闸管关断条件。就预充电方式而言，CB2需要借助外部电源、CB3需要控制开关导通，CB4为自然充电。因此，CB4的充电方式最为简便。图18和表3分别给出了四种断路器开断电流波形和性能对比。其中，CB3、CB4开断速度快，但CB3在实现故障线路与系统电源的隔离后，故障线路仍需承受约18 ms的电容放电电流。CB2、CB3在开断过程中，电容极性发生变化，导致电容恢复初始状态需要的时间增加，难以适用于短时间内先后发生两次故障的特殊工况。综上所述，本文所提的CB4结构具有开断速度快、充电方式简单、具备二次开断能力等优势。
图18 各方案故障电流变化曲线
Fig.18 Fault current variation curves for each scheme
表3 四种断路器性能对比
Tab.3 Performance comparison of four types CBs
参数CB1CB2CB3CB4 电流峰值/kA18.6719.5618.6619.74 分断时间/ms～11～12隔离电源～3隔离电容～18～3 二次开断可以不可以不可以可以 外部充电无需需要无需无需 充电难易—较难适中容易 双向开断可以可以不可以可以 主断器件IGBT晶闸管IGBT晶闸管
本文提出了一种电容充电更加简便的基于电容换相的混合式直流断路器，对断路器的开断过程进行了分析和计算，并给出了参数设计方法和建议的取值范围。建立了单端系统和四端直流电网模型对所提出的断路器进行适用性分析，并与目前提出的方案进行了对比，所提出的断路器结构具备一定的优势，具体体现在以下几个方面：
1）电容的初始储能更加简便，相对于已有方案，无需额外的充电装置且无需导通充电开关，在系统运行过程中能够自动维持电容电压，以保证断路器的开断能力，可靠性得到一定提高。但预充电电容需要长期带电，增加了对绝缘的要求。
2）故障隔离后，电容再次充电至系统电压，能够二次快速开断故障。
3）在限流电感并联泄能支路，降低了对避雷器泄能的需求。
4）所提结构以晶闸管代替较为昂贵的IGBT，原理简单、分断速度较快。
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Abstract Hybrid DC circuit breakers based on IGBT as the main breaking device are expensive, which limits the large-scale application of hybrid DC circuit breakers. Thyristor is one of the means to reduce the cost and technical difficulty of hybrid DC circuit breaker as the main breaking device. This type of hybrid DC circuit breaker generally combines pre-charged capacitor to complete the breaking task, but the pre-charge mode of the existing structure capacitor and the maintenance of the capacitor voltage are more complicated. Therefore, this paper proposes a hybrid DC circuit breaker based on the natural charging commutation of the capacitor. The initial energy storage of the capacitor and the automatic maintenance of the capacitor voltage are realized by using the voltage difference between the DC bus and the capacitor, so as to ensure the breaking ability of the circuit breaker. After the interruption, the capacitor voltage can be recharged again whether the line fault is restored or not, which can meet the demand of secondary interruption in a short time.
Firstly, the topology and working process of the proposed topology are introduced and analyzed. According to the function of each branch, the proposed branch is named as the main branch, the transfer branch composed of thyristors, the capacitor natural charging branch, the capacitor commutation branch, the energy absorption branch. There is no charging switch in the capacitor natural charging branch, which is the key to realize the initial energy storage of the capacitor and the automatic maintenance of the capacitor voltage, also determines whether the proposed circuit breaker can successfully break the DC fault. Then the parameters of the main components in the above branches are designed, and the general principles of parameter design and the recommended range of values are given. The following two points determine whether the proposed scheme can successfully and reliably break the DC fault: (1) The peak value of the oscillating current generated by the capacitor commutation branch needs to be greater than the peak value of the fault current. (2) The diode conduction time tD in the transfer branch needs to be greater than the thyristor turn-off time tq.
For the benefit of verify the applicability of the proposed structure, a single-terminal and a four-terminal DC grid model are established based on PSCAD/EMTDC to simulate the unipolar metal grounding fault at the circuit breaker outlet. The simulation results show that the proposed structure can isolate the DC side fault quickly, and the number of devices is given according to the stress of the device during the breaking process. If the thyristor with a parameter of 4.5 kV/3.5 kA is selected, 3 110 thyristors are needed.
Finally, by comparing with several schemes that have been proposed, the following conclusions are drawn: (1) The proposed structure replaces the more expensive IGBT with a thyristor, and the economy is improved to a certain extent, and the breaking speed is faster. (2) The initial storage of capacitor and the maintenance of capacitor voltage can be achieved without additional control and equipment. (3) After fault isolation, the capacitor can be charged again to meet the needs of repeated breaking in a short time.
keywords：Hybrid DC circuit breaker, thyristors, pre-charge, secondary breaking capacity
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230603
中图分类号：TM561
国家自然科学基金项目（61741126）和广西自然科学基金项目（2022GXNSFAA035533）资助。
收稿日期 2023-05-01
改稿日期 2023-06-12
范兴明 男，1978年生，教授，博士生导师，研究方向为智能化电器及高电压新技术。E-mail：fanxm_627@163.com
张 鑫 女，1976年生，高级实验师，研究方向为智能化电器。E-mail：zhangxin_wt@163.com（通信作者）
（编辑 李 冰）