图1 电磁骚扰传播途径示意图
Fig.1 Transmission routes of electromagnetic disturbance
摘要 为解决高压开关柜断路器在海上风电场等场景下频繁操作产生的电磁干扰问题，分析其电磁骚扰传导过程，并设计合理的抗干扰措施以提高微机保护装置的电磁兼容水平，该文提出一种高压开关柜一体化电磁骚扰传导仿真模型，针对断路器开断电磁骚扰设计了电磁干扰（EMI）滤波器并验证其性能。首先以KYN61—40.5型开关柜真空断路器为例，建立其电磁骚扰一体化仿真模型，通过试验与仿真获得断路器开断电磁骚扰的特征；然后根据该特征设计了基于定K型和m推演的EMI滤波器并验证其性能。研究结果表明，微机保护装置电流测量端口的骚扰电压主导频率约为312 kHz，一体化电磁骚扰传导仿真模型仿真结果与试验结果最大相对误差为9.8%，表明该模型可用于电磁骚扰传导过程的仿真；该文设计的EMI滤波器的陷波频率与理论设计值的最大相对误差为-8.8%，接入EMI滤波器后骚扰电压下降93.94%，持续时间下降71.42%。研究成果可为高压开关柜微机保护装置的电磁骚扰传导过程分析和电磁兼容水平提升提供参考。
关键词：高压开关柜 电磁骚扰 电磁兼容 低通滤波器 一体化传导模型
为实现“碳达峰、碳中和”目标，构建清洁低碳、安全高效的能源体系，国家和电网企业都在积极推进新型电力系统构建和电网数字化转型。高比例新能源接入、高比例电力电子设备应用、电网数字化转型等对开关设备的智能化和运行状态智能感知提出了更高的要求[1]。在海上风电场和分布式智能配电网等场景下，由于新能源出力、电动汽车和储能设备充放电模式的随机波动性，使电网频繁受到电磁暂态冲击[2-6]，为保障变压器、电力电子装置等关键设备安全，需及时切除故障设备或线路，因而高压开关柜断路器会频繁操作而产生较强的电磁骚扰，对二次设备造成严重威胁[7]。
近年来，国内外学者已经对开关设备操作电磁骚扰传导机理和微机保护装置的抗干扰措施开展了较多研究[8-10]。文献[11]建立空心线圈电子式电流互感器在隔离开关开合下的模型，分析互感器受到的传导干扰，采用RC滤波和瞬态电压抑制二极管（Transient Voltage Suppressor, TVS）相结合的方式提高了互感器的抗干扰性能。文献[12]的仿真结果表明，在气体绝缘金属封闭开关设备（Gas Insulated Switchgear, GIS）中安装高频磁环，并配合避雷器，对GIS中的特快速暂态过电压（Very Fast Transient Overvoltage, VFTO）及雷击过电压幅值和陡度具有很好的抑制效果，但需要合理选择高频磁环材料及参数。文献[13]针对变电站的典型干扰源，建立干扰传输路径模型，结合微机保护装置对电磁兼容性能的要求，对典型端口通过试验的方式依次进行干扰影响分析、干扰路径分析，最后分别给出不同端口解决电磁兼容问题的有效措施。文献[14]利用柔性多层带材技术，提出一种结构对称型电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）滤波器电磁集成设计方案。文献[15]针对GIS变电站内开关操作产生的特快速暂态过电压抑制问题，设计了符合要求的EMI滤波器电容、电感参数，并通过ATP电磁暂态计算程序（The Alternative Transient Program-Electromagnetic Transient Program, ATP-EMTP）仿真模型验证该EMI滤波器能有效抑制进入智能组件的VFTO传导干扰。电磁骚扰在开关柜内部的传导需经过互感器、二次线缆等设备，同时也会受到开关柜柜体杂散电容和接地网等影响。现有文献主要针对单一设备进行建模，缺乏从骚扰源至敏感设备端口的一体化电磁骚扰传导仿真模型。同时目前智能设备的EMI滤波器等抗干扰措施设计主要针对的是GIS的智能组件，而GIS设备本体结构与开关柜差异较大，其智能组件的抗干扰措施设计无法直接应用于开关柜，因此对于智能开关柜设备的抗干扰措施还需进一步研究。
本文提出了一种基于一体化电磁骚扰传导仿真模型的微机保护装置EMI滤波器。首先，分析高压开关柜断路器开断过程中电磁骚扰的传导过程，并依次建立三相真空断路器模型、电流互感器模型、二次线缆模型、微机保护装置电流测量端口模型和接地网模型；然后，在此基础上开展模拟试验验证仿真模型的准确性，分析典型开断过程中实际微机保护装置电流测量端口的电磁骚扰特征；最后，根据试验结果设计了一种EMI滤波器，并进行了验证。研究成果可为高压开关柜智能组件的电磁防护措施设计和电磁骚扰传导过程分析提供参考。
电磁骚扰需要包含三个要素：骚扰源、传播途径和受扰设备[16-17]。从骚扰源把电磁能量传到受扰设备可以分为传导和辐射两种方式。电磁骚扰的传播途径示意图如图1所示。
图1 电磁骚扰传播途径示意图
Fig.1 Transmission routes of electromagnetic disturbance
在实际情况中，传导耦合和辐射耦合可能存在相互转换，因此需要对实际高压开关柜结构和耦合途径进行分析。同时，随着骚扰源和受扰设备间距离的增加，其电磁骚扰的耦合程度会下降，为了降低电磁骚扰传导过程的分析难度，需要对影响较小的耦合途径进行简化或省略。本文以实验室现有KYN61—40.5型高压开关柜为例，通过对其结构和内部智能设备连接回路进行分析，得到断路器开断电磁骚扰可能的传导耦合途径。KYN61—40.5型高压开关柜内部简化电路如图2所示。图中，A、B、C代表高压开关柜的三相进/出线，VCB为真空断路器，CA、CB和CC分别代表真空断路器各相与开关柜柜体间的耦合电容，CAB、CAC和CBC分别代表真空断路器各相之间的耦合电容，IED为智能电子装置（Intelligent Electronic Device, IED）。为了简化分析，对开关柜内避雷器、嵌入式直流电源等装置进行了省略。
图2 KYN61—40.5型开关柜内部简化电路
Fig.2 Simplified internal circuit of KYN61-40.5 switchgear
根据图1和图2可知，高压开关柜真空断路器开断电磁骚扰的骚扰源为真空断路器，受扰设备为智能电子装置，则电磁骚扰的主要传导路径如下：
1）公共阻抗耦合途径。电磁骚扰从真空断路器出发，经电流互感器、二次线缆至IED；或经真空断路器相间/相地电容耦合后，经电流互感器、二次线缆至IED。
2）共地阻抗耦合途径。电磁骚扰从真空断路器出发，经真空断路器相间/相地电容耦合后，通过接地网传导至IED。
综合以上分析可知，电磁骚扰在KYN61—40.5型开关柜内部主要有三条传导途径，涉及的设备包括真空断路器及其相间和相地耦合电容、电流互感器、二次线缆、IED以及接地网。为了准确地分析断路器开断产生的骚扰电压对IED端口的影响，需要研究电磁骚扰传导的完整过程，而实际电力系统中开关柜能够运行在多种工况下，系统性地开展相关电磁骚扰试验较为困难，因此可以通过电磁暂态仿真实现对开关柜电磁骚扰特征和传导过程的分析。
EMI滤波器是一种用于抑制电磁干扰的设备，能够有效提升IED等敏感设备的电磁兼容性能。智能组件是若干IED的集合。为使设计的EMI滤波器满足多种工况下的电磁骚扰信号的抑制，需要建立上述设备的宽频/高频等效电路模型，从而得到多工况下的智能组件端口骚扰信号特征，为EMI滤波器等电磁防护措施提供参考。
真空断路器是高压开关柜开断电磁骚扰的来源，其模型决定了电磁骚扰仿真的准确度。在智能高压开关柜中，真空断路器的三相之间存在耦合。本文考虑了高频条件下断路器相间与大地之间的耦合电容，其单相真空断路器的等效电路如图3所示。图中，Rv、Lv、Cv为断路器断口的杂散参数，其数值由试验波形和Helmer模型中的计算方法确定，Rv=20 Ω、Lv=21.68 μH、Cv=4.20 pF；Sv为理想开关，主要用于控制断路器的分合状态；Rarc和Rop分别表示断路器的燃弧电阻和弧后电阻，其值由模型计算确定。
图3 单相真空断路器等效电路
Fig.3 Single-phase vacuum circuit breaker model
真空断路器模型融合了连续过渡模型和Helmer模型[18-19]。该模型采用可变电阻和RLC支路来模拟真空断路器的电弧燃弧过程和介质恢复过程，同时引入了连续过渡模型和Helmer模型的重击穿判据。
本文仿真所用ZN85—40.5真空断路器的额定电压为40.5 kV，额定电流为1 250 A，短路分断电流为31.5 kA。燃弧阶段的电弧电阻由试验所得真空电弧电压除以断路器一次电流所得。真空断路器融合模型的主要参数来自出厂试验和前期试验结果[20]，见表1。该模型可以满足扩散性电弧熄弧后重击穿现象的模拟，并可实现高频开断条件下真空断路器弧后参数的计算。
表1 真空断路器融合模型参数
Tab.1 Vacuum circuit breaker model parameters
参数数值 动触头平均速度/(m/s)1.87 离子浓度空间分布控制因子（AMP）1.329 8 快速离子衰减时间常数/μs5 离子平均温度/K2 000 阴极喷射离子速度/(m/s)5 000 慢速离子衰减时间常数/μs20 阴极蒸发金属蒸气速度/(m/s)800 触头直径/mm59 电荷交换系数10-20 最大开距/mm21
根据以往的研究结果，断路器开断过程中电磁骚扰的主频在2～5 MHz之间。因此，本文以试验中使用的KYN61—40.5型高压开关柜为例，建立电场仿真模型，提取开关柜内部断路器在1～10 MHz高频条件下的耦合电容，其仿真模型如图4所示。由于开关柜内部结构复杂，需要进行合理简化，其简化原则是去掉内部紧固件和支撑件，仅保留断路器小车外部结构，但对高压开关柜的柜体、断路器套管、母线进行了精确建模。
图4 KYN61—40.5型开关柜三维模型
Fig.4 3D model of KYN61-40.5 switchgear
根据文献[21-23]中所测得的导体和绝缘材料在高频下的电导率和相对介电常数，设置高压开关柜本体电导率为4.03×106 S/m，母线电导率为5.71× 107 S/m，环氧树脂相对介电常数为3.3，空气相对介电常数为1.0，真空灭弧室用氧化铝陶瓷的相对介电常数为9.5。由于开关柜柜体接地，因此设开关柜的外壳电位为0，将真空断路器的三相依次施加1 V电压，得到图2中断路器各相间及其与柜体的耦合电容，见表2。
表2 真空断路器的杂散电容参数
Tab.2 Disturbance capacitance of vacuum circuit breaker
电容数值/pF电容数值/pF CAB56.91CA93.68 CAC46.63CB94.11 CBC57.82CC100.07
KYN61—40.5开关柜中的电流互感器为电磁式电流互感器，其工作原理为电磁感应。电流互感器的电流比为100 A/5 A，额定电流为100 A，准确级组合为0.2/0.5/5P30。为了建立电流互感器的宽频电路等效模型，采用扫频法测量了其3P线圈的S参数。所得S参数在10 kHz～100 MHz范围内的值如图5所示。
图5 电流互感器一次与3P绕组间的S参数
Fig.5 S parameters of current transformer between primary and 3P winding
图5中S11、S12、S21和S22分别为端口的回波损耗、反向传输系数、插入损耗和正向传输系数。由于S21和S12参数基本相同，所以电流互感器可以看作一个互易的双端口网络。基于电流互感器的S参数测量结果，在不考虑其内部铁心饱和的情况下，可以采用矢量匹配法和电路综合法，得到其π型宽频等效电路。矢量匹配法于1999年被首次提出，目前已成为一种广泛应用的频响曲线[24]拟合工具。其原理为利用两个高次多项式之比来有理近似待拟合的曲线，其传递函数为
（1）
式中，f(s)为频率响应函数；s为复频率；d和e为可选的拟合参量；cm和am分别为第m个频响函数的留数和极点；N为拟合阶数。对端口的频响特性曲线拟合后，根据网络综合方法可得到电流互感器的二端口宽频等效电路。
由于微机保护装置的电流测量端口与电流互感器通过二次电缆直接相连，因此是易受电磁骚扰影响的智能组件之一。微机保护装置电流测量接口的建模方法与电流互感器相同。本文以实际环网柜用AM2SE—V型微机保护装置为例进行建模，其采用高性能处理器作为保护CPU，具备多通道数据处理、逻辑运算和信息存储能力等智能化功能。对该微机保护装置的电流测量端口的S参数进行测量，结果表明，其三相电流测量端口的S参数在 10 kHz～100 MHz范围内基本相同。此外，本文目前的试验条件只能进行单相试验。基于上述原因，本文以微机保护装置B相电流测量端口为例，建立其宽频等效电路。微机保护装置电流测量端口的S参数测量结果如图6所示，其幅值在75～100 MHz左右下降明显，而在其他范围变化相对较小。
图6 微机保护装置B相电流测量端口S参数
Fig.6 S parameter of microcomputer protection device B phase current measurement port
开关开断过程产生的高频、高幅值瞬态电流使地电位升高，通过共地阻抗耦合传导到二次电缆，进而影响二次设备。接地网是电力系统的核心部件之一，其结构和参数对电磁骚扰的传导有着重要影响。
在冲击电流作用下，土壤中的接地网可看作多个分布参数电路组成的电网络。基于Agrawal传输线原理，将整个接地网分解为各导体的π型等效电路组成的集合[25]，如图7所示。图7中Lw为导体电感，Gw为导体对地电导，Cw为导体对地电容。
图7 接地网π型等效参数示意图
Fig.7 Diagram of π-type equivalent parameters of grounding grid
本文假设接地导体与土壤接触良好，且土壤分布各向同性，其各处电阻率一致，则接地网参数的计算式为
（2）
（3）
（4）
式中，l为导体长度，m；r为导体等效半径，m；ρ为土壤电阻率，Ω·m；μ0为真空磁导率；ε1为土壤的介电常数。本文中接地网尺寸设置为3 m×4 m，接地体的单位长度为1 m，半径为0.008 m，土壤电阻率为100 Ω·m，土壤的相对介电常数设为9，可以求得Lw=0.52 μH、Gw=8.4 mS、Cw=33.3 pF。高压开关柜与微机保护装置共用同一个接地点。
由于KYN61—40.5开关柜的尺寸为长2.8 m、宽1.4 m、高2.6 m，因此从互感器连接至智能组件的二次电缆长度一般在5 m以内，并且本文在实验室条件下开关操作产生的最高电磁骚扰频率在10 MHz以内。在这种情况下，需要建立二次线缆的分布式参数模型。以1/30波长为例，将二次电缆分为5段，则每段长度为1 m。
为了简化计算，本文假设所研究的电缆为无损的传输线。由于干扰频率在100 MHz以内，二次电缆的电导可以忽略不计。因此，本文只求解电缆单位长度的电感和电容。具体方法是在有限元软件中建立电缆模型，根据电缆材料设置仿真参数，从而得到电缆的分布参数。本文仿真所用电缆为BV—4型电缆，是一种无护套的单芯硬导体电缆。其导体直径为2.25 mm，电缆外径为4.4 mm。仿真设定铜的电导率为5.71×107 S/m，聚氯乙烯的相对介电常数为3.5。有限元模拟结果表明，其分布电感为0.79 μH，分布电容为141.26 pF。
在上述模型基础上，本文建立了一体化智能高压开关柜断路器开断电磁骚扰传导仿真模型，并搭建试验回路对其准确性进行验证。试验电路原理和实际布置如图8所示。图中C为电流源充电电容，L为电流源回路电感，R为电路总电阻，C12为断路器一次侧与互感器二次侧之间的耦合电容，L1、C1分别为二次线缆的分布电感和电容参数；开关S1用于引入电流，TA为电流互感器，VCB为测试断路器，AM2SE为安科瑞的微机保护测控装置。
图8 智能组件电磁骚扰测量试验布置
Fig.8 Intelligent component electromagnetic disturbance measurement test layout
各端口电压由泰克P5100A探头测量，电流互感器一次电流由PEM CWT1500B Rogowski线圈测量，二次电流由知用电子CSD005分流器测量。使用泰克DPO4054示波器记录波形。为了减小外界干扰对测量的影响，示波器由隔离变压器独立供电，并置于屏蔽盒内。根据图8和各设备模型，在PSCAD中建立一体化电磁骚扰传导仿真模型，设置总仿真时长为20 ms，仿真步长为0.1 μs，电流源充电电压、断路器动作时间等参数与试验一致。当电容充电电压为0.31 kV，燃弧时间为4 ms时，断路器一次侧和AM2SE侧B相电流测量端口骚扰电压波形分别如图9和图10所示。图中UVCB代表断路器一次侧骚扰电压，UIB代表AM2SE侧B相电流测量端口骚扰电压，t代表时间。
图9 断路器一次侧骚扰电压波形
Fig.9 Disturbance voltage waveforms of the primary side of the circuit breaker
图10 微机保护装置端口骚扰电压仿真与试验波形
Fig.10 Simulation and test disturbance voltage waveforms of microcomputer protection device port
断路器一次电压的仿真波形幅值、主导频率和持续时间分别为342 V、312 kHz和59.2 μs，对比试验结果最大相对误差为6.0%，且波形形态较为接近。而微机保护装置电流测量端口骚扰的仿真波形与实际波形的误差较大，图10中负半轴电压的高频分量缺失，且后续振荡阶段的仿真骚扰电压高于试验所得电压。但仿真所得骚扰电压的幅值、主导频率和持续时间与试验结果较为接近，分别为7.8 V、282.2 kHz和47.1 μs，其中幅值的相对误差最大，为9.8%。由于仿真与试验结果中骚扰信号的特征量较为接近，因此本文认为关于骚扰电压的仿真误差是可以接受的，可以用该模型对高压开关柜真空断路器开断电磁骚扰的传导过程进行分析。
滤波器是一种选频装置，可以使信号中特定的频率成分通过，而极大地衰减其他频率成分。高压开关柜的微机保护装置电流测量端口主要负责测量工频、短路和部分谐波电流，其测量信号频率相对电磁骚扰频率较低。现有文献针对开关操作电磁骚扰抑制问题所设计的EMI滤波器，大多根据国标中的限制值进行设计，该方法虽适用于大多数情况，但因为其测试频率并未涵盖断路器开断电磁骚扰的全部频率区间，因此在电磁骚扰强度较大，或电磁骚扰频率未在测试区间内时，可能出现滤波器衰减强度不足的问题。本文根据实验室测量结果，同时根据GB/T 17626.12—2013《电磁兼容试验和测量技术振铃波抗扰度试验》中规定的振铃波测试频率为100 kHz，选择设计的低通EMI滤波器参数为截止频率100 kHz，陷波频率为125 kHz和310 kHz，陷波频率下的骚扰电压幅值下降30 dB。
低通滤波器按照电路结构区分，有T、L、Π型滤波器；按照电特性区分，则有定K型和m推演型滤波器[26]，其中K与m是涉及滤波器电特性的系数。归一化低通滤波器是指特征阻抗为1 Ω，且截止频率为1/(2π) Hz的滤波器[27]。而通过将待设计的滤波器截止频率和特征阻抗与归一化低通滤波器进行变换，即可得到实际待设计的各元件参数。定K型滤波器的截止频率和特征阻抗的变换方法分别为
（5）
（6）
式中，M为待设计滤波器截止频率与归一化低通滤波器截止频率的比值；K为待设计滤波器特征阻抗与归一化低通滤波器特征阻抗的比值。得到M和K参数值后，将归一化低通滤波器的各元件参数分别除以M实现截止频率的转换，然后再将电感乘以K、电容除以K实现特征阻抗的变换，从而得到实际的滤波器参数值。m推演型滤波器的截止频率和特征阻抗的变换方法与定K型滤波器的较为接近，其变换式为
（7）
式中，f即为待设计滤波器的陷波频率与待设计滤波器的截止频率之比。根据所求出的陷波点频率与截止频率之比f，可以通过查表获得对应的m值以及归一化低通滤波器的参数值，再采用和定K型滤波器一样的方法变换其截止频率和特征阻抗，从而得到实际的待设计滤波器参数。
m推演型滤波器对截止频率附近的信号有很强的衰减作用，但对离截止频率较远的信号的衰减作用相对较小。而定K型滤波器对离截止频率较远的信号具有较强的衰减作用，对截止频率附近的信号衰减效果相对较弱。因此可以将两种滤波器串联，从而实现更好的滤波效果。本文所设计的EMI滤波器由1个定K型3阶滤波器和2个m推演型滤波器串联组成，其结构如图11所示。图11中，Lk1、Lk2和Ck分别代表定K型滤波器的电感和电容元件，Lm1、Lm2、Lm3、Lm4则代表m推演型滤波器的电感元件，Cm1和Cm2代表m推演型滤波器的电容元件。
图11 基于m推演型和3阶K型设计的EMI滤波器
Fig.11 EMI filter based on m-derived and 3rd order constant K type design
通过矢量网络分析仪测得微机保护装置B相电流测量端口的阻抗约为0.638 Ω，设此值为特征阻抗。根据EMI滤波器设计截止频率和陷波频率，分别代入式（5）、式（6）、式（7），计算可知M=628 318.53、K=0.638、f=3.1，再通过查表和计算得到EMI滤波器参数见表3。
基于3.2节研究结论，采用典型电感、电容值的元件搭建EMI滤波器，如图12a所示，各元件的实测值见表4。同时使用矢量网络分析仪测量EMI滤波器在10～500 kHz范围内的频响特性曲线，所得结果如图12b所示。
表3 EMI滤波器设计参数
Tab.3 EMI filter design parameters
参数数值参数数值 Lk1/μH1.01Cm1/μF1.49 Lk2/μH1.01Lm3/μH0.957 Ck/μF4.98Lm4/μH0.119 Lm1/μH0.609Cm2/μF2.35 Lm2/μH1.08
图12 EMI滤波器及其频响特性曲线
Fig.12 EMI filter and its frequency response characteristic curve
表4 EMI滤波器实测参数
Tab.4 EMI filter measured parameters
参数数值参数数值 Lk1/μH0.91Cm1/μF1.54 Lk2/μH0.92Lm3/μH1.18 Ck/μF4.52Lm4/μH0.137 Lm1/μH0.570Cm2/μF2.15 Lm2/μH0.90
受矢量网络分析仪低频性能限制，滤波器截止频率误差较大，频响特性曲线在23.4 kHz时即下降至-3 dB。但测量所得EMI滤波器的陷波频率分别为114 kHz和283 kHz，与理论设计值的相对误差分别为-8.8%和-8.7%。产生误差的主要原因为标准元件自身电容和电感值的误差，以及线路间的杂散参数影响。两个陷波频率的实际值与设计值误差小于10%，且陷波频率处的增益均在-30 dB以下，可以说明搭建的EMI滤波器可以应用于微机保护装置的骚扰电压过滤。
将图10中的微机保护装置端口骚扰电压导入FY6600型任意波形信号发生器，并使用该信号发生器作为骚扰源模拟开断过程中的骚扰电压，再将EMI滤波器和微机保护装置连接至信号发生器输出端口，测得经过EMI滤波器后的骚扰电压，如图13所示。试验结果表明，经过EMI滤波器处理后，微机保护装置电流测量端口的骚扰电压幅值和持续时间均出现了明显下降。其中骚扰电压的幅值从7.1 V下降至0.43 V，下降了93.94%；而持续时间则从50.8 μs下降至14.52 μs，下降了71.42%。同样，建立基于实测值的EMI滤波器模型，并接入仿真模型。仿真结果表明，接入滤波器后，骚扰电压的幅值从7.8 V下降至0.34 V，下降了95.64%；持续时间从47.1 μs下降至17.16 μs，下降了63.57%。综合仿真与试验结果表明，本文所设计的EMI滤波器对开关柜断路器操作产生的电磁骚扰防护效果较好，满足设计要求。
图13 经EMI滤波器处理后的骚扰电压
Fig.13 Disturbance voltage after EMI filter processing
针对高压开关柜断路器开断电磁骚扰抑制问题，本文首先提出了一种一体化电磁骚扰传导仿真模型并通过试验验证，然后依据电磁骚扰特征设计了微机保护装置的EMI滤波器参数，并进行了试验验证。对比仿真和试验，可以得出以下结论：
1）电磁骚扰在KYN61—40.5型开关柜内部主要有3条传导途径，传导过程涉及真空断路器、电流互感器、二次线缆、IED以及接地网，为了模拟不同工况下的电磁骚扰特征，需建立一体化的电磁骚扰传导仿真模型，以更有效地设计对应的EMI滤波器，提升开关柜内智能组件的电磁兼容性能。
2）在典型试验条件下，断路器一次侧骚扰电压的幅值、主导频率和持续时间与试验结果较为接近，试验结果最大相对误差为6.0%，而微机保护装置电流测量端口的上述三个特征量相对误差最大为9.8%，综合试验和仿真结果验证了一体化电磁骚扰传导仿真模型的准确性。
3）通过对电磁骚扰的特征分析，设计了基于m推演型和定K型3阶滤波器的EMI滤波器，并利用标准元件搭建EMI滤波器进行试验和仿真验证。试验结果表明，该滤波器能够将骚扰电压降低93.94%，持续时间下降71.42%，因此，本文所设计的EMI滤波器参数符合断路器操作产生的电磁骚扰特征，能够有效地降低断路器开断产生的骚扰电压幅值和持续时间。
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Abstract In scenarios such as offshore wind farms and distributed intelligent power distribution networks, the stochastic fluctuations of new energy output, electric vehicle charging and discharging, and energy storage equipment cause the power grid to frequently suffer from electromagnetic transient impact. To ensure the safety of key equipment such as transformers and power electronic devices, it is necessary to quickly interrupt faulty devices or lines. As a result, high-voltage switchgear circuit breakers frequently operate, causing a large amount of electromagnetic interference, leading to a serious threat to secondary equipment.
The source of electromagnetic interference during the interruption of high-voltage switchgear is the vacuum circuit breaker, and the disturbed devices are intelligent electronic devices. The electromagnetic interference mainly has three transmission paths, involving devices including the vacuum circuit breaker and its distributed capacitance, current transformers, secondary cables, intelligent electronic device (IED), and ground grid. To accurately analyze the impact of the disturbance voltage generated by the breaker's interruption on the IED's port, it was necessary to study the complete process of electromagnetic interference conduction. However, in actual power systems, the switchgear can operate under various conditions, making systematic electromagnetic interference tests difficult. Therefore, the electromagnetic transient simulation could be used to analyze the characteristics and conduction process of the breaker’s interruption. The paper took the KYN61-40.5 high-voltage switchgear as an example and established the integrated electromagnetic disturbance conduction model through the finite element simulation and sweep frequency methods. The test and simulation results showed that the simulated wave amplitude, dominant frequency, and duration of the breaker's primary side voltage were 342 V, 312 kHz, and 59.2 μs, respectively. The maximum relative error compared with the experimental results was 6.0%, and the waveform shape was quite close. The amplitude, dominant frequency, and duration of the simulated disturbance voltage of the microcomputer protection device current measurement port were 7.8 V, 282.2 kHz, and 47.1 μs, respectively, with the maximum relative error of the amplitude being 9.8%. The experimental and simulation results verified the accuracy of the integrated electromagnetic interference conduction simulation model.
The EMI filter is a device used to suppress electromagnetic interference and can effectively enhance the electromagnetic compatibility of sensitive devices such as IEDs. The low-pass EMI filter designed in this paper was composed of a 3rd order constant K filter and two m-derived filters in series, which has a cut-off frequency of 100 kHz and notch frequencies of 125 kHz and 310 kHz. The disturbance voltage amplitude dropped by 30 dB at the notch frequencies. The parameters of each component were determined according to the design methods of the constant K filter and m-derived filters, and the EMI filter was built by typical inductors and capacitors. The electromagnetic interference waveform was input into the EMI filter, and the disturbance voltage amplitude dropped from 7.1 V to 0.43 V, a relative decrease of 93.94%, and the duration dropped from 50.8 μs to 14.52 μs, a relative decrease of 71.42%. This shows that the EMI filter designed in this paper has a good suppressive effect against the electromagnetic interference caused by the interruption of the circuit breaker, meeting the design requirements. The research results of this paper can provide a reference for the analysis of the electromagnetic interference conduction process and the improvement of the electromagnetic compatibility level of the IEDs of the high-voltage switchgear.
keywords：High voltage switchgear, electromagnetic disturbance, electromagnetic compatibility, low-pass filter, integrated conduction model
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230561
中图分类号：TM154.3
国家重点研发计划资助项目（2017YFB0902400）。
收稿日期 2023-04-25
改稿日期 2023-08-10
王华清 男，1994年生，博士研究生，研究方向为开关设备与绝缘技术。E-mail：237522104@qq.com
黄道春 男，1976年生，教授，博士生导师，研究方向为高压输变电设备绝缘失效机理与风险评估、高压输变电设备状态智能感知与智能运维。E-mail：huangdc99@163.com（通信作者）
（编辑 李 冰）