图1 同步Buck DC-DC变换器等效电路
Fig.1 Equivalent circuit of the synchronous Buck DC-DC converter
摘要 由于SiC MOSFET在高速开关电源中的广泛应用，导致严重的电磁干扰（EMI）问题，因此EMI滤波器的设计成为研究热点。为了满足电磁兼容（EMC）标准，无源EMI滤波器可以有效地降低DC-DC变换器产生的电磁干扰，但是无源磁性器件的体积较大，不利于提高DC-DC变换器的功率密度。该文分析DC-DC变换器的电磁干扰源和噪声源阻抗特性，建立无源和有源EMI滤波器的理论模型，提出宽频混合EMI滤波器的设计方法。最后，通过实验验证宽频混合EMI滤波器对DC-DC变换器EMI的抑制效果。
关键词：SiC MOSFET 电磁干扰（EMI） 噪声源阻抗 混合EMI滤波器
宽禁带半导体器件碳化硅场效应晶体管（Silicon Carbide Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, SiC MOSFET）在导通和关断时，由于其较高的du/dt和di/dt，会产生严重的电磁干扰（Electro- magnetic Interference, EMI）噪声。随着SiC MOSFET的广泛应用，功率变换器，如Buck DC-DC变换器，会产生传导和辐射EMI，较高的EMI可能导致保护电路的运行故障，以及系统EMI超标[1]。为了使待测电力电子设备满足相应的电磁兼容（Electro- magnetic Compatibility, EMC）标准，通常需要在主回路中添加EMI滤波器来抑制系统的电磁干扰[2-3]。滤波作为解决EMI问题的主要措施之一，需要将滤波器放置在对外干扰严重或者非常敏感的电子设备的输入输出端，使EMI被衰减，从而提高系统的EMC性能[4]。EMI滤波器主要有无源EMI滤波器（Passive EMI Filter, PEF）和有源EMI滤波器（Active EMI Filter, AEF）[5-8]两种。PEF主要使用电感和电容来衰减EMI，而AEF主要使用晶体管和运算放大器（Operational Amplifier, OPAMP）将补偿电压或电流注入电路来衰减EMI[9]。
PEF已经成熟应用，并且早已实现商业化，由于电力电子系统逐渐向高功率密度发展，因此针对系统功率密度的EMI滤波器设计方法是目前的研究热点。文献[10-11]在LCL型滤波器的基础上，分别研究了PWM整流控制策略和自适应共模3次谐波抑制方法。文献[12]分别针对共模（Common- Mode, CM）和差模（Differential-Mode, DM）无源EMI滤波器分析并提出了一种对称型EMI滤波器集成设计方案。AEF是提高系统功率密度的一种非常有效的方法，AEF可以分为模拟AEF和数字AEF两种类型。文献[9]基于电机驱动系统分析了CM噪声传播路径，提出在共模接地点嵌入模拟AEF抑制CM噪声，极大地减小CM滤波组件的体积。文献[13]建立了DM模拟AEF，针对建立的AC-DC功率变换器系统模型，计算了DM有源滤波器的插入损耗和环路增益。文献[14]在复数滤波器结构完全复数化的三相锁相环技术基础上构建了数字AEF从而实现完全消除电网谐波对系统输出的影响。文献[15]基于稳定性、频偏性、幅值增益以及正交特性四个角度为自适应数字AEF提供了理论指导依据。
AEF可以有效地抑制低频EMI，而PEF可以有效抑制高频EMI，为了进一步提高系统的功率密度并结合两种EMI滤波器的优点，混合EMI滤波器（Hybrid EMI Filter, HEF）设计成为了当前的研究热点。文献[16-18]基于模拟AEF拓扑，在不增加PEF体积的情况下，等效增加了PEF的电感电容值，取得了良好的EMI抑制效果。文献[16-17]设计了一种AEF，通过注入反馈电流来等效增加CM电容值，从而抑制系统的共模电磁干扰。文献[18]提出了一个三绕组的共模电感，基于运算放大器在第三个绕组上搭建了负阻抗网络来增加共模电感值，因此在不增加共模电感体积的情况下增大了共模电感值，通过等效电感值，不需要增大电感体积，就可以更好地抑制系统的EMI。
由于高功率密度的需求，在设计阶段就要考虑量化EMI滤波器电子元件的尺寸和质量，因此需要针对EMI滤波器进行规范化设计。文献[19-22]针对基于插入损耗（Insertion Loss, IL）的PEF进行了设计并验证。PEF设计需要掌握功率变换器的噪声源特性，基于线性阻抗稳定网络（Line Impedance Stabilization Network, LISN）的测试平台对插入损耗进行限定以达到EMC标准。为了使EMI滤波器达到预期的插入损耗，文献[23]提出了基于插入无源二端口网络的噪声源阻抗提取方法。文献[24]针对AC-DC功率变换器研究了模拟AEF的设计过程，对电压采样电流补偿（Voltage-Sensing Current- Compensating, VSCC）拓扑模拟有源EMI滤波器进行建模和分析，找到了与插入损耗有关的函数关系，最后提出了VCCS一般设计准则。文献[25]针对由于小型体积的PEF的低频段衰减能力较低以及高频增益限制情况下AEF高频段衰减能力有限的问题，利用电机驱动系统设计了一种基于LCL-LC PEF和模拟AEF集成的混合EMI滤波器，改进了混合EMI滤波器的设计方法。文献[26]采用了一种电流采样电流补偿（Current-Sensing Current-Compensating, CSCC）模式模拟AEF电路，同时增加高谐振频率的小型PEF以抑制高频段从而得到了良好的CM EMI衰减。
在上述的文献研究中，由于PEF的体积限制和模拟AEF的高频环路增益限制，集成无源和有源的EMI滤波器是抑制EMI的可行解决方案，但已有参考文献中基于系统的混合噪声进行EMI滤波器设计，没有针对性考虑系统DM和CM噪声源特性。本文首先研究了同步Buck DC-DC变换器的DM和CM噪声源特性，然后基于噪声源阻抗模型提出了一种混合EMI滤波器设计方法，以规范化设计宽频混合有源EMI滤波器。
首先，分析同步Buck DC-DC变换器的噪声源及其阻抗特性，研究同步Buck DC-DC变换器电磁干扰的产生特性；然后，基于同步Buck DC-DC变换器的电磁干扰分析，规范化设计相应的EMI滤波器或者优化设计现有的EMI滤波器。
由于SiC MOSFET在导通和关断时产生较高的du/dt和di/dt，与变换器本身存在的寄生电感和寄生电容相互作用，从而在同步Buck DC-DC变换器中产生了严重的电磁干扰。通过对同步Buck DC-DC变换器中噪声的路径进行分析和测量，得到同步Buck DC-DC变换器的噪声源阻抗，可以分为CM噪声源阻抗和DM噪声源阻抗。
同步Buck DC-DC转换器的等效电路如图1所示。CM噪声通过寄生电容Cqg和寄生电感Lqg从同步Buck DC-DC变换器半桥中点转移到地面，考虑到散热器和地之间的不完全连接，因此引入寄生电感Lqg的影响。同时分别考虑母线中L线和N线对地的寄生电容Cb1和Cb2的影响，以及印制电路板（Printed Circuit Board, PCB）布局寄生参数Lpl、Lpn、Rpl和Rpn，可以得到同步Buck DC-DC转换器中CM阻抗网络的等效电路和CM阻抗特性曲线，如图2所示。VDC为直流电压源，L1和L2分别为L线和N线的直流隔离电感，Q1和Q2分别为同步Buck控制管和续流管，Lout、Cout、Rout分别为输出电感、输出电容和输出负载。
图1 同步Buck DC-DC变换器等效电路
Fig.1 Equivalent circuit of the synchronous Buck DC-DC converter
图2 同步Buck DC-DC变换器的CM等效电路
Fig.2 CM equivalent circuit of the synchronous Buck DC-DC converter
同理，DM阻抗网络的等效电路和DM阻抗特性曲线如图3所示。由于直流母线支撑电容的低阻抗特性，变换器的差模噪声源阻抗ZDM1可以被忽略，因此直流母线支撑电容Cin决定了变换器的DM阻抗特性，ESR、ESL分别为直流母线支撑电容Cin的寄生电阻和寄生电感。
图3 同步Buck DC-DC变换器的DM等效电路
Fig.3 DM equivalent circuit of the synchronous Buck DC-DC converter
Buck DC-DC变换器传导EMI的实验测试平台如图4所示，由Buck DC-DC变换器、EMI滤波器、线路阻抗稳定网络（Line Impedance Stabilization Network, LISN）、直流电压源和电阻负载组成。基于EMI测试标准国际无线电干扰特别委员会25（Inter- national Special Committee on Radio Interference 25, CISPR 25），可以分别测量DC-DC变换器的DM和CM电磁干扰噪声。
Buck DC-DC变换器的两个输入端口分别接L线和N线，测量设备LISN被放置在直流电源和EMI滤波器之前。被测对象的传导电磁干扰由LISN测量，分别可以得到L线和N线上对地的电压Vlisn+和Vlisn-，然后经过差值和均值运算，分别得到变换器的CM电压VCM和DM电压VDM。
图4 同步Buck DC-DC 变换器EMI噪声测试平台
Fig.4 EMI noise test platform of the synchronous Buck DC-DC converter
（1）
（2）
基于实验测量结果，通过式（1）和式（2）对CM和DM电磁干扰噪声进行分离提取，得到同步Buck DC-DC转换器中CM和DM EMI的频域波形（150 kHz～30 MHz），如图5所示。同步Buck DC- DC转换器的原始电磁干扰噪声，在150～200 kHz频段DM噪声会对EMI滤波器的设计产生重要影响。为了有效地设计混合EMI滤波器，需要考虑低频段DM噪声的抑制，在1～10 MHz频段CM噪声幅值高于DM噪声幅值，可以考虑通过有源滤波器进行抑制，在高频段10～30 MHz，考虑设计合理的无源滤波器参数进行电磁干扰的抑制。
图5 同步Buck DC-DC变换器中CM和 DM电磁干扰噪声
Fig.5 CM and DM EMI noise of the synchronous Buck DC-DC converter
为了设计一个适合开关电源的混合EMI滤波器，基于文献[1-2]中EMI滤波器设计过程，本文提出了一个系统的EMI设计流程，所提出的混合EMI滤波器设计流程如图6所示。EMI滤波器的最重要的特性是衰减电磁干扰源的发射能力，其衰减率定义为插入损耗（Insertion Loss, IL）。为了让EMI滤波器获得最大插入损耗，在计算滤波器IL时需要考虑滤波器输入输出端的阻抗参数，在选择EMI滤波器的拓扑结构时需考虑噪声源和负载阻抗，包括LISN的CM-DM回路阻抗。在确定所需的插入损耗ILReq后，可以得到EMI滤波器组件的参数值。因此，必须利用LISN对同步Buck DC-DC变换器的原始噪声进行测量，即没有加入EMI滤波器情况下的CM和DM电磁干扰噪声测量。根据CISPR 25给定的峰值标准线，通过从测量的噪声Vmeasure中减去指定的极限ALimit可以计算出所需的插入损耗ILReq，并适当增加安全裕度值ILMargin，有
（3）
图6 混合EMI滤波器的设计流程
Fig.6 Design flow of the hybrid EMI filter
通过计算EMI滤波器参数，使加入EMI滤波器后同步Buck DC-DC变换器符合EMC标准要求。为了确定EMI滤波器组件的参数值，需要将ILReq与所计算的插入损耗ILcalc进行比较，在符合EMC标准的要求情况下（包括CM和DM电磁干扰），计算EMI滤波器组件参数，使ILReq和ILcalc的二次方均值在整个频率范围内最小。同时，整个过程的必要条件为ILcalc≥ILReq。
设计同步Buck DC-DC变换器对应的EMI滤波器之前，必须计算出各个滤波器组件的实际参数值，实际参数值可以用矢量/阻抗网络分析仪进行测量，然后给定方程再次计算插入损耗ILcalc。如果CM和DM的ILcalc仍然大于ILReq，则可以从选定的组件参数设计EMI滤波器。若不满足ILcalc≥ILReq，则需要调整所选组件参数值，重新计算ILcalc是否满足条件。在满足条件后，搭建混合EMI滤波器原型，插入LISN和同步Buck DC-DC变换器之间，通过测量插入EMI滤波器前后的EMI噪声来评估EMI滤波器的抑制效果。由于所选定的EMI滤波器组件存在高频寄生参数，往往并不具有理想的特性，比如组件内部元器件的高频寄生参数和组件间电磁耦合的影响，因此会导致测量的EMI噪声和期望的EMI噪声不一样。当EMI噪声仍然大于CISPR 25标准限值时，需要添加级联阻尼、替换寄生参数更少的组件以及解耦设计（若混合有源滤波器无法满足设计要求，需要设计解耦电路以隔离Buck电路与外部电路之间的噪声干扰），进而需要对整体布局或者组件进行优化设计，并重新计算ILcalc直至满足所需EMI抑制要求。
无源EMI滤波器采用CL结构和π型结构来分别衰减CM和DM信号，如图7a所示。无源EMI滤波器的CM和DM等效电路，如图7b和图7c所示。无源CM滤波器由两个并联的Y型电容器Cy和一个共模扼流圈Lc组成（见图7b）。同理，无源DM滤波器由X电容器Cx、共模扼流圈漏感Lc_lk和两个Y型电容器串联组成（见图7c）。
由式（4）可计算无源EMI滤波器插入损耗ILcalc，
为未插入滤波器前ZLISN两端的电压，ZLISN为LISN两端的阻抗，VZ_LISN为插入滤波器后ZLISN两端的电压。根据图7中CM和DM滤波器的拓扑，可分别计算得到无源EMI滤波器的CM插入损耗ILcalc_CM和DM插入损耗ILcalc_DM。
图7 无源EMI滤波器的电路设计
Fig.7 Circuit design of the passive EMI filter
（4）
（5）
（6）
式中，ZLISN_CM、ZLISN_DM分别为LISN的共模阻抗、LISN的差模阻抗；ZL_c、ZL_c_lk分别为共模扼流圈Lc阻抗、共模扼流圈漏感Lc_lk阻抗；ZC_y、ZC_x分别为Y型电容器Cy阻抗、X型电容器Cx阻抗；ZS_CM、ZS_DM分别为噪声源共模阻抗以及噪声源差模阻抗。
设定无源EMI滤波器各个组件的参数值，通过设计流程得到满足EMC标准的无源EMI滤波器，但由于单一的无源EMI滤波器通常体积较大，为了提高开关电源的功率密度，本文在基于无源EMI滤波器的基础上，加入模拟有源EMI滤波器设计，从而在宽频范围内增加系统的EMI抑制效果。
本文采用电流采样电流补偿CSCC模式模拟有源滤波器电路（基于式（11）和Buck DC-DC变换器中低频段ZS_CM
ZLISN_CM，抑制同步Buck DC-DC变换器中共模回路的共模EMI噪声信号，其等效电路拓扑如图8所示。
图8a展示了没有插入模拟有源滤波器的同步Buck DC-DC变换器、LISN和直流源的测试电路中共模回路等效拓扑，图中，iS_CM为同步Buck DC-DC变换器中共模噪声的等效电流源，因此同步Buck DC- DC变换器共模回路中LISN两端的电压可以表示为
（7）
图8 模拟有源EMI滤波器的示意图
Fig.8 The diagram of the analog active EMI filter
在LISN和同步Buck DC-DC变换器之间插入CSCC模式模拟有源滤波器电路后，其共模回路等效拓扑，如图8b所示。共模回路中LISN两端的电压可以表示为
（8）
主回路电流iL经过共模电感耦合感应电流，感应电流输入至运算放大器两端反向G倍放大得到注入电流iCO。
（9）
对图8b整个拓扑利用电压电流关系可得
（10）
联立式（7）～式（10）可得模拟有源EMI滤波器插入损耗ILcalc_CM为
（11）
模拟有源EMI滤波器与无源EMI滤波器类似，插入损耗与测试平台LISN阻抗和噪声源阻抗有关。当
时，模拟有源EMI滤波器插入损耗ILcalc满足最大插入损耗的条件，且
25 W，约为28 dBW，由图2可知，在中低频情况下（
）容易满足
。
由于同步Buck DC-DC变换器的共模阻抗
在高频阶段通常会产生RLC谐振点（见图2），阻抗不能总是满足
，因此为了减少高频信号对有源EMI滤波器的影响，基于模拟有源EMI滤波器的拓扑结构，将无源EMI滤波器插入在模拟有源EMI滤波器与噪声源之间，从而得到混合模拟有源和无源EMI滤波器，如图9所示。插入混合EMI滤波器后，在电流注入节点可得
（12）
（13）
（14）
式中，iL_c为共模扼流圈Lc电流；VL_c为共模扼流圈两端电压。联立式（7）～式（9）和式（12）～式（14）可得，混合EMI滤波器插入损耗ILcalc_CM为
（15）
图9 混合EMI滤波器的示意图
Fig.9 The diagram of the hybrid EMI filter
基于式（6）和式（15），将混合EMI滤波器插入损耗ILcalc代入图6设计流程，完成滤波组件参数计算，最终实现混合EMI滤波器的设计，所计算得到的混合EMI滤波器组件的参数值见表1。
将式（1）、式（2）所得到的结果，以及CISPR 25准峰值代入式（3），可得到ILReq_CM和ILReq_DM所需CM和DM插入损耗，如图10所示。在无源EMI滤波器设计部分，通过式（5）、式（6）代入表1参数值和噪声源阻抗（见图2和图3），可计算得到ILcalc_CM和ILcalc_DM，由于参数值选择以及电路谐振的影响，计算得到的无源EMI滤波器的共模插入损耗ILcalc_DM并不满足ILcalc≥ILReq的条件，因此本文加入模拟有源EMI滤波器部分增加共模插入损耗。在增益为8倍的情况下，通过式（15）计算得到混合EMI滤波器的宽频共模插入损耗ILcalc_hyb_CM均满足ILcalc≥ILReq。
表1 混合EMI滤波器组件的参数值
Tab.1 Component parameters of the hybrid EMI filter
参 数计算值实际值 Cy/nF1920 Lc/mH3440 Lc_lk/mH32.1 Cx/mF4047 G88
图10 基于CISPR25所需的插入损耗与基于混合EMI滤波器计算的插入损耗对比
Fig.10 Comparison of the required IL based on CISPR25 and the calculated IL with hybrid EMI filter
为了验证第2节中理论计算的准确性，在本节中进行基于同步Buck DC-DC变换器的滤波器实验，如图11所示。在实验中，控制管Q1和同步管Q2均采用CREE公司的SiC MOSFET C2M1000170D，由现场可编程逻辑门阵列（Field Programmable Gate Array, FPGA）产生驱动信号，运算放大器为德州仪器LM7171，直流源电压设置为400 V，水泥负载为20 W。双管SiC MOSFET的开关频率为交替互补的50 kHz，死区时间为0.05 ms。
基于表1中混合EMI滤波器组件的参数，选取对应的元器件，搭建实验平台，分别通过LISN测量同步Buck DC-DC变换器的原始EMI噪声和加入混合EMI滤波器后的EMI噪声效果，对比如图12所示。通过实验结果可知，加入混合EMI滤波器后EMI噪声抑制效果较好，整个频段内平均抑制近35 dB。
图11 基于同步Buck DC-DC变换器的混合EMI滤波器实验样机
Fig.11 The HEF experimental prototype based on the synchronous Buck DC-DC converter
图12 基于同步Buck DC-DC变换器的原始噪声和加入混合EMI滤波器后EMI抑制效果对比
Fig.12 Comparison of the EMI noise without and with the HEF based on the synchronous Buck DC-DC converter
在所提的混合滤波器设计方法下，本文研究了不同输入电压情况下滤波前后的系统效率对比，如图13所示。由于增加了混合滤波器部分，会使得系统的效率有所下降，效率平均下降1.24%。
本文提出了一种基于同步Buck DC-DC变换器的宽频混合EMI滤波器设计方法。为了一个有效的EMI滤波器，在设计过程中，除了需要了解同步Buck DC-DC变换器CM和DM噪声源的电磁干扰特性，还需要考虑同步Buck DC-DC变换器的CM和DM噪声源阻抗以及负载阻抗。
通过计算EMI滤波器的插入损耗，得到EMI滤波器的设计参数，但由于较小体积的无源EMI滤波器组件不能满足插入损耗的要求，这将使得设计的EMI滤波器不能满足EMC标准的要求。为了增大EMI滤波器的插入损耗而不增加无源EMI滤波器体积，给出了混合有源和无源EMI滤波器的设计流程，以满足EMI滤波器插入损耗的需求和EMC标准。最后，基于同步Buck DC-DC变换器实验平台，制作了混合EMI滤波器的实验电路，验证了宽频混合EMI滤波器的电磁干扰抑制效果。
图13 不同输入电压情况下滤波前后的系统效率对比
Fig.13 Comparison of system efficiency at different voltage levels without and with the HEF
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Abstract The high dv/dt and di/dt are generated by power electronic devices, such as SiC MOSFETs and GaN MOSFETs, during power converter switching, causing serious electromagnetic interference (EMI) problems. Therefore, EMI filter design has become a hot spot in EMI research. The traditional passive EMI filter (PEF) can effectively reduce EMI generated by DC-DC converters. Because of safety restrictions on the Y capacitor, a large-volume common-mode (CM) choke is usually used to suppress low-frequency EMI. Then, active EMI filters (AEF) are efficacious in improving the power density of power converters due to their excellent low- frequency EMI attenuation characteristics. According to the high-frequency EMI attenuation characteristics of PEF and low-frequency EMI attenuation characteristics of AEF, hybrid EMI filters (HEF) have become the mainstream for EMI suppression. Because of the demand for high power density, the size and weight of the electronic components of HEF must be considered by standardizing HEF design.
Firstly, an EMI model of the synchronous Buck DC-DC converter is proposed. Common-mode (CM) and differential-mode (DM) noise source impedance models are analyzed, and CM and DM impedances are determined. Then, the CM/DM noise source of the synchronous Buck DC-DC converter is measured using a line impedance stabilization network (LISN). Secondly, according to the insertion loss (IL) requirements, a hybrid EMI filter design method is proposed. Based on the EMI model of the synchronous Buck DC-DC converter, an HEF topology is selected, and the parameters of HEF components are quantitatively designed to achieve the required IL. Finally, the topologies of PEF and AEF are analyzed, and their IL is obtained theoretically. The topology and IL of HEF are studied for the filter design.
The results show that CM noise dominates in the synchronous Buck DC-DC converter, and CL structure and p-type PEF structure effectively suppress CM and DM noises, respectively. The current-sensing current- compensating (CSCC) AEF is selected to further suppress CM noise based on noise source impedance and load impedance characteristics. Under selected parameter values of HEF components, the calculated passive DM IL and hybrid CM IL meet HEF design requirements. The experimental results show that the EMI noise suppression effect is better with the addition of the hybrid EMI filter, achieving an average suppression of nearly 35 dB across the frequency band (150 kHz～30 MHz). Adding an HEF into a power converter decreases system efficiency by an average of 1.24%.
The following conclusions can be drawn: combined with CM and DM noise source circuit models of the synchronous Buck DC-DC converter, CM and DM impedance characteristics can be obtained. Through the theoretical analysis of IL of the HEF circuit topology, the design process of the hybrid EMI filter is presented, and the parameters of EMI filter components can be quantitatively designed. The proposed broadband design method of HEF can meet the EMC standard and improve the power density of the system, which has high engineering application value.
keywords：SiC MOSFET, electromagnetic interference (EMI), noise source impedance, hybrid EMI filter
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230289
中图分类号：TM133
国网陕西省电力有限公司科技资助项目（5226KY23000H）。
收稿日期 2023-03-14
改稿日期 2023-04-13
徐浩东 男，1994年生，硕士，中级工程师，研究方向为电力系控制与保护。E-mail: 595401033@qq.com
毕 闯 男，1983年生，副教授，博士生导师，研究方向为器件建模、电磁兼容技术。E-mail: chuang.bi@uestc.edu.cn（通信作者）
（编辑 崔文静）