图1 功率流向示意图
Fig.1 Power flow diagram
摘要 随着直流负载功率等级的提高，直流变换器面临着效率、功率密度、成本、散热等一系列问题。部分功率处理技术能够解决上述问题，让DC-DC只流过系统总功率的一小部分，而剩余的主要功率则通过前馈路径直接在源荷间传输。该文全面阐述部分功率处理技术的原理及分类，重点分析串联部分功率变换器的多种结构特性及优缺点，多维度总结归纳部分功率技术的能效分析方法，详细调研现有研究的实验样机情况，指出了部分功率直流变换器的未来研究方向和应用场景。
关键词：部分功率处理 DC-DC 非有功功率 多象限工作
近年来，直流（DC-DC）变换器发展势头迅猛。一方面，直流配电网建设相继落地，相比于传统交流配电网，直流配电网具有供电容量大、运行效率高、可靠性高、接纳分布式电源能力强等优势[1-2]，发展空间广阔；另一方面，光伏发电、电池储能、新能源汽车等直流端口数量激增[3-5]，极大地利好直流变换器行业发展。同时，直流终端的大功率供用电需求日益显著，导致传统直流变换器面临着效率、功率密度、成本、散热等一系列的问题和挑战。
为解决上述问题，国外有学者提出了部分功率处理（Partial Power Processing, PPP）技术，使用部分功率结构改进传统全功率直流变换器：让源荷建立电气联系，大部分功率直接在二者之间传输，而内部DC-DC只传输和处理剩余的小部分功率[6]。
PPP最早在1996年由美国国家航空航天局提 出[7]，用于卫星光伏组串升压，以减少直流变换器的体积和质量，但自此之后数年该技术没有得到进一步关注。近十年，随着新能源大功率直流电能变换的需求增加，国内外学者围绕PPP展开了深入研究，所设计的部分功率直流变换器（Partial Power Converter, PPC）面向多个应用领域，如电池储能系统[8-11]、电池组均衡[12-13]、电解制氢[14]、电动汽车快充[15-19]、光伏发电最大功率点追踪[20-21]、风力发电机并网[22-23]等场景。
PPC在大功率应用场景下展现了非常优越的性能。在国内，PPP技术研究起步较晚，现有研究很少，具有很高的研究价值和现实意义。本文对PPC的国内外研究现状进行了总结，在分析PPP原理的基础上，归纳了PPP的实现方式分类并指出各类结构的优缺点，探讨了部分功率能效评价指标，并展望PPC的未来研究方向和应用场景。
传统全功率处理（Full Power Processing, FPP）方案与PPP方案功率流向[17-18, 24]示意图如图1所示，图中，Pin为系统输入功率，Pout为系统输出功率，Ploss为DC-DC产生的功率损耗。在PPP方案中，主要功率通过导线传输产生极小的线路损耗，而剩余的部分功率通过内部DC-DC传输，产生比FPP方案更低的元件损耗。
图1 功率流向示意图
Fig.1 Power flow diagram
基于PPP技术的直流变换器形式众多，分支复杂，现有文献对各类结构的命名相近，极易混淆，因此建立统一的分类和命名方法是研究PPP的首要任务。
部分功率处理分为并联电流调节和串联电压调节[25]，分别由并联部分功率变换器（Parallel- connected Partial Power Converter, P-PPC）（又称差分功率变换器（Differential Power Converter, DPC）和串联部分功率变换器（Series-connected Partial Power Converter, S-PPC）实现。PPP技术分类如图2所示。
图2 部分功率处理技术分类
Fig.2 Partial power processing technology classification
P-PPC的作用在于能够纠正不同元件之间的电流不平衡[17, 26-27]，只处理由于相邻源或元件的电流失配引起的功率[25]。缺点是DC-DC的数量与元件数量成正比，在大功率应用中成本过高[25]。P-PPC在平衡光伏组串电流差异[28-29]、平衡电池组间荷电状态[30]、平衡风力机组间输出功率差异[23]等场景均有应用。
P-PPC在结构上又可分为两类[26, 28]：DC-DC位于元件与元件之间（Component to Component, C2C）、DC-DC位于元件与母线之间（Component to Bus, C2B）。
1.1.1 C2C结构
C2C结构在光伏组串中的应用如图3所示，C2C结构通过在光伏组串之间传递能量从而实现电流的均衡，文献[31-33]均应用了该结构，且相邻元件之间的DC-DC经常使用非隔离Buck-Boost电路。
可以看出，调节n个元件的电流，只需要n-1个DC-DC。每个DC-DC只处理一个给定的功率，其值取决于流过Buck-Boost内部电感的电流。C2C的优点是能够在比较低的电压和电流应力下进行设计；缺点是变换器的开关状态并不是独立的，此外，直流母线电压Vbus是各元件的电压之和，若要调整该电压则需额外并联一个全功率的DC-DC。
图3 C2C结构在光伏组串中的应用
Fig.3 Application of C2C structure in PV string
1.1.2 C2B结构
C2B结构在电池组中的应用如图4所示，C2B结构通过在电池组与直流母线之间传递能量从而实现电流的均衡，Vbat为电池电压，文献[28, 34-36]均对该结构进行研究。
图4 C2B结构在电池组中的应用
Fig.4 Application of C2B structure in battery pack
可以看出，为了调节n个元件的电流，需要n个DC-DC，母线通过向串联元件注入电流来补偿瞬时功率失配。与C2C架构相比，C2B的DC-DC之间相互独立，能够实现模块化，但电压电流应力大，设计困难。与C2C结构一样，调整Vbus的值需要额外增加一个全功率DC-DC。
也有研究通过加入额外的电路改变母线与元件间的能量流动关系，文献[13]在图4的基础上，设计了一个H桥电路来改变电池组串联电容电压VC的幅值和极性，控制母线和电池组间电压差的幅值和极性从而控制电池充放电，拓扑结构如图5所示。
针对P-PPC的研究开始时间早、成果丰厚、脉络清晰、结构简单，下文不再赘述。
S-PPC可以实现电源和负载之间的电压变换和功率流控制[17]，只处理源荷之间的电压差值产生的功率。S-PPC现有研究较少、结构繁多，是本文综述的重点。
图5 改进的C2B结构在电池组中的应用
Fig.5 Application of improved C2B structure in battery
S-PPC在结构上分为两层，外层是部分功率结构，内层是内部DC-DC电路。根据内部DC-DC两端口是否共地，可进一步将结构分类。
1.2.1 内部DC-DC两端不共地
在该类结构中，内部DC-DC两端不共地（non- Co-Ground, nCG），必须使用隔离型DC-DC，现有研究成果多，文献[20, 37-41]均在该类型结构基础上进行研究。其中一种nCG S-PPC结构如图6所示，假设直流母线向电池供电，分析得到各支路电压电流方向并在图中标注，U1、I1分别为DC-DC端口1的电压电流，U2、I2分别为DC-DC端口2的电压电流，Ibus为流经直流母线的电流，Ibat为流经电池的电流。系统的部分功率通过DC-DC传输，主要功率通过前馈路径传输。
图6 一种nCG S-PPC结构
Fig.6 A non-co-grounded S-PPC structure
S-PPC优势明显，在成本、体积、功率密度、效率、散热设计上均有性能提升[42-45]，即使内部DC-DC存在调压比过大导致的效率偏低问题，从系统效率层面上看，相比FPP方案仍有优势。但是，与传统全功率直流变换器相比，由于物理结构的限制，S-PPC存在以下不足：
（1）源荷间电气不隔离[14]。系统内存在功率前馈路径，即使使用隔离型DC-DC拓扑，在系统层面上也不能实现电气隔离，这限制了使用场景，可能需要引入额外的安全保护设备。因此在比较全功率与部分功率的性能时，应当在全功率变换器中使用非隔离拓扑[46]。
（2）系统抗干扰能力差[47]。若直流母线电压突然掉落，瞬态源荷电压差将直接钳位至内部DC-DC端口，可能导致处理的部分功率超过内部DC-DC额定值，需要在控制上提高响应速度。
（3）由变换器各支路电压电流关系可知，内部DC-DC一侧开关管应力为全电流部分电压；另一侧开关管应力为全电压部分电流，在元件选型时全电流侧成本优势不显著。
（4）内部DC-DC电压差值侧端口电压变化大，要求所选拓扑能在宽电压范围内高效运行[48]。
1.2.2 内部DC-DC两端共地
该类S-PPC内部DC-DC两端共地（Co-Ground, CG），允许使用非隔离型[17, 49-50]或隔离型[14, 43, 48]拓扑，也被称为分数功率变换器（Fractional Power Converter, FPC），其中一种CG S-PPC结构如图7所示，假设直流母线向电池供电，分析得到各支路电压电流方向并在图中标注。
图7 一种CG S-PPC结构
Fig.7 A co-grounded S-PPC structure
除了1.2.1节中提及的S-PPC缺点外，CG S-PPC还存在以下不足：
负载不接地，存在安全问题，负载类型受限，大多应用在不需要接地的电池储能系统中[25]。
（1）元件成本可能完全没有优势。元件应力可能为全电压全电流[26]，元件选型与全功率方案 相同。
（2）当使用非隔离DC-DC拓扑时，则会导致内部DC-DC仅处理差值电压，调压比很大，效率偏低。
（3）可能与全功率变换器在电路上完全等效，需要结合具体方案做电路分析[24]。
综上所述，S-PPC存在的不足之处均源于其特殊的连接方式，无法避免，但可以寻求合适的应用场景。如储能、光伏等，对源荷间电气隔离要求低，电压变换范围相对较窄，其中储能还允许负极不 接地。
近年来，随着电动汽车、光储系统、混合储能系统、能量路由器等领域的快速发展，多端口直流变换器的需求不断增加，基于S-PPC的多端口研究也在持续推进。
1.3.1 三端口
在现有研究中，三端口S-PPC并不是真正意义上的部分功率，而是将全功率与部分功率相结合，主要有以下几种实现形式。
文献[42]在电动汽车内部，将低压电池VbatL、高压动力电池VbatH与直流母线电压Vbus集成到三端口CG S-PPC上，控制Buck-Boost电路补充高压电池和直流母线间电压差，实现对高低压电池的有序充放电。其在电动汽车中的应用如图8所示，可以看出，对于低压电池而言是通过Buck-Boost做全功率变换，对于高压动力电池则是部分功率变换。
图8 三端口S-PPC结构在电动汽车中的应用
Fig.8 Three-port S-PPC structure in electric vehicles
文献[9-10]所提方案虽然是两端口结构，但在电池储能系统中使用了与图8方案相同的思路。基于CLLC电路将直流母线通过两个不同匝数比的变压器一分为二，如图9所示，高压VH和电池电压Vbat直接建立电气联系，低压VL通过DC-DC与电池相连，高压功率直接前馈至电池端，低压功率为全功率处理，系统控制DC-DC补偿高压和电池电压之间的差值，进而实现电池的充放电。
图9 三端口S-PPC结构在电池储能中的应用
Fig.9 Three-port S-PPC structure in battery storage
文献[47]提出一种光储系统，其应用如图10所示，在S-PPC的变压器中扩展出一个蓄电池端口以弥补S-PPC输入抗干扰能力差的缺点，增强负载电压Vload的稳定性。同样地，只有光伏板Vpv实现了部分功率，蓄电池Vbat端口的全桥变换器仍为全功率处理。文献[51]在电动汽车充电站中配置储能装置，也使用了相同的结构和方案。
图10 三端口S-PPC结构1在光储系统中的应用1
Fig.10 Three-port S-PPC structure in photovoltaic energy storage system 1
文献[52-53]与图10方案相似，但结构更复杂。三端口S-PPC结构在光储系统中的应用2如图11所示，系统内部有光伏板、电池和两条直流母线，光伏是主要电源，调整电池和补充光伏的输出，两条直流母线通过DC-DC连接。其中光伏板（Vpv）和直流母线1（Vbus1）之间的功率为部分功率处理，电池（Vbat）和母线2（Vbus2）之间、母线1（Vbus1）和母线2（Vbus2）之间则为全功率处理。文献[54]也使用相同的结构方案，应用于燃料电池和蓄电池联合供电系统。
图11 三端口S-PPC结构在光储系统中的应用2
Fig.11 Three-port S-PPC structure in photovoltaic energy storage system 2
1.3.2 通用多端口
为了满足能量路由器、混合储能系统等新兴领域下的多端口输入输出需求，让所有输入端口与输出端口之间都能实现PPP，建立通用的S-PPC多端口模型是首要任务。
文献[55]搭建了单输入（输出）-多输出（输入）的多端口S-PPC模型，如图12所示，将所有N+1个模块的端口连接以构建径向结构，每个全桥模块只需处理输入输出间电压差所产生的部分功率。文献[56]则对通用多端口S-PPC的原理进行了推导并给出了多种端口配置结构。
图12 通用多端口S-PPC结构
Fig.12 Universal multi-port S-PPC structure
现有文献针对通用多端口S-PPC的研究较少，且基本停留在建立理论模型阶段，目前尚未发现关于多输入多输出S-PPC的研究，如何提出该结构的理论模型和进行有效的潮流控制是研究的重难点。
S-PPC仅处理源荷电压差值产生的功率从而实现部分功率处理。以电池储能系统为例，假设直流母线向电池供电，根据直流母线和电池的电压大小关系，内部DC-DC的两端口电压共存在八种组 合[8, 18]，见表1。
依照表1电压关系，绘制八种nCG S-PPC拓扑并标注规定的各支路电压电流正方向，如图13结构①～⑧所示[8]。
图13中，结构⑥和⑦在现有文献中研究最多，分别被称为Type-1型和Type-2型S-PPC[44, 57-59]。结构①和③、②和④、⑤和⑦、⑥和⑧都是水平镜像对称关系；结构①和②、③和④、⑤和⑥、⑦和⑧都是源荷互换关系。
表1 内部DC-DC输入输出电压关系
Tab.1 Relationship of DC-DC input and output voltage
结构序号直流母线电压Vbus与电池电压Vbat关系内部DC-DC端口1电压V1内部DC-DC端口2电压V2 ①/ⅠVbus＞VbatVbusVbus-Vbat ②/ⅡVbus＜VbatVbatVbat-Vbus ③/ⅢVbus＞VbatVbus-VbatVbus ④/ⅣVbus＜VbatVbat-VbusVbat ⑤/ⅤVbus＞VbatVbatVbus-Vbat ⑥/ⅥVbus＜VbatVbusVbat-Vbus ⑦/ⅦVbus＞VbatVbus-VbatVbat ⑧/ⅧVbus＜VbatVbat-VbusVbus
图13 八种nCG S-PPC结构
Fig.13 Eight non-co-grounded S-PPC structures
同样地，依照表1电压关系，绘制八种CG S-PPC拓扑如图14结构Ⅰ～Ⅷ所示。但需要注意的是，结构Ⅴ～Ⅷ内部DC-DC被钳位为直流母线电压或电池电压的一侧为电压负极性（如结构Ⅴ中V1=-Vbat），要求DC-DC拓扑能够输出反极性电压。类似地，结构Ⅰ和Ⅲ、Ⅱ和Ⅳ、Ⅴ和Ⅶ、Ⅵ和Ⅷ都是水平镜像对称关系；结构Ⅰ和Ⅱ、Ⅲ和Ⅳ、Ⅴ和Ⅵ、Ⅶ和Ⅷ都是源荷互换关系。
图14 八种CG S-PPC结构
Fig.14 Eight co-grounded S-PPC structures
本节旨在总结通用的S-PPC能效分析方法如图15所示，为便于叙述，以nCG S-PPC为例进行说明。
图15 部分S-PPC能效分析方法
Fig.15 Partial power energy efficiency analysis method
现有S-PPC相关文献在PPP的理解上存在一些误解与矛盾。实际上，直流变换器处理的功率包括两部分，即有功功率（Active Power, AP）和非有功功率（non-Active Power, nAP）。实现PPP意味着变换器内部DC-DC既能够处理AP的一部分，又能处理nAP的一部分[46]。为避免混淆，将仅能处理一部分AP的技术称为部分有功功率处理[41]（Patrial Active Power Processing, PAPP）。总的来说，所有S-PPC都能实现PAPP，但不一定能实现PPP。
2.1.1 有功功率
在直流电路中，有功功率是指从电源转移到负载的功率。以图6结构⑦在母线电压高于电池电压且电池充电下的工况为例，总结一种通用的AP评估方法。
定义电压比Gv为
（1）
S-PPC系统效率
为
（2）
该工况下，P1为内部DC-DC的输入功率，P2为输出功率。定义S-PPC内部DC-DC处理的部分功率与总功率的比值Kpr为
（3）
该结构的电压电流关系为
（4）
（5）
定义Vdcdcout、Idcdcout分别为内部DC-DC的输出电压和电流，Vsysout、Isysout分别为系统的输出电压和电流，结合式（1）～式（5），得到Kpr为
（6）
由式（6）可以看出，处理的部分功率占比仅与系统效率和电压比有关，假设系统效率理想，电压比越小，系统处理的部分功率就越少，内部DC-DC仅处理源荷电压差值产生的功率。若源荷电压一致，Kpr=0，则内部DC-DC待机，系统所有功率通过前馈路径传输。
定义
为内部DC-DC的效率，即
（7）
由于内部DC-DC处理的有功功率小于系统的输出功率，并且所有的损耗几乎都来自内部DC- DC，因此变换器系统效率远大于内部DC-DC效 率[20, 22, 43, 46, 60]，可以得到
（8）
个别文献错误地将式（8）理解为，仅降低P2/Pbat的值就能提高系统效率，而忽略了内部DC-DC效率与非有功功率的关系。式（8）中，实际上是一个关于AP、nAP以及源荷差值电压的函数[20, 22]。总的来说，变换器的总体效率并不是仅仅与AP相关，而是取决于AP和nAP共同产生的损耗[46]。
分析图13中八种结构，得到内部DC-DC两端口电流情况，见表2。结合式（1）～式（3）和表1、表2中的电压电流关系，计算得到各结构内部DC-DC处理的部分有功功率占总有功功率的比Kpr见表2。
表2 内部DC-DC端口电流及Kpr
Tab.2 Internal DC-DC port current and Kpr
结构序号内部DC-DCKpr 端口1电流I1端口2电流I2 ①Ibus-Ibat-Ibathsys-hsys/Gv ②Ibus-IbatIbusGv-hsys ③IbatIbat-Ibushsys/Gv-1 ④-IbusIbat-Ibushsys-Gv ⑤Ibus-Ibat-IbusGv-1 ⑥Ibus-IbatIbathsys-hsys/Gv ⑦IbusIbat-Ibushsys-Gv ⑧-IbatIbat-Ibushsys/Gv-1
在理想条件下，即电池储能变换器的系统效率hsys=1时，绘制八种结构Kpr关于Gv的变化曲线，如图16所示。定义内部DC-DC的功率正方向为端了更直观地对比各结构性能，绘制|Kpr|关于Gv的曲口1流向端口2。Kpr为负值表示功率反向流动，为线，如图17所示，曲线有两种类型，第一类由结构①③⑥⑧组成，第二类由结构②④⑤⑦组成。
图16 八种结构Kpr关于Gv曲线
Fig.16 Kpr about Gv curves of eight structures
图17 |Kpr|关于Gv的曲线
Fig.17 |Kpr| about Gv curves
设计S-PPC时应当结合实际的电压变化范围选择|Kpr|最少的结构。需要注意的是，当|Kpr|＞1时，内部DC-DC处理的有功功率超过系统总功率，PPP失效，所以第一类结构电压比被限制在0.5～+∞，第二类结构电压比被限制在0～2。
为了实现全范围升降压，文献[57]将结构⑥和⑦结合，如图18所示，S1、S2为一组同时动作的开关，S3、S4为另一组同时动作的开关，两组开关切换实现结构⑥和结构⑦的转换，以应对升压、降压两种工况。优点是避免了内部DC-DC出现双极性电压的情况；缺点是开关数量增加以及引入了模式切换的暂态问题。
图18 全范围升降压混合S-PPC结构
Fig.18 Full range of voltage buck-boost mixed S-PPC construction
2.1.2 非有功功率
变换器工作在稳态时，电感上的伏秒平衡和电容上的电荷平衡导致储能元件中的AP为零[20]。但是，开关电路的操作导致大量能量在变换器储能元件内流动，而不是将能量从电源转移到负载[41]，这种非有用的流动功率也会导致损耗并提高元器件的额定值[25]。
技术标准IEEE Std 1459-2010定义[61]，在直流电路中，当基频为零时，所有流动但没有产生有功功率的能量都称为非有功功率（var）。具体而言，nAP与电感中的电流纹波和电容器中的电压纹波有关，也与输入源有关[22, 46]。
在评价PPC能效时，不仅要考虑变换器处理的有功功率，还要考虑非有功功率，这直接影响电感、电容等储能元件的尺寸[41]。在比较全功率和部分功率的性能时，当且仅当S-PPC处理的AP和nAP均小于同一工况下的全功率变换器时，才可以称之为实现了PPP[41, 45]。电路中nAP的比例也可以作为评价不同拓扑结构性能的重要指标[46]。
S-PPC的nAP计算方法如下[20, 41, 46, 62]。在开关周期内，电感流入或流出的能量为DEL，电容流入或流出的能量为DEC，其中d为占空比，Ts为开关周期，vL(t)、iL(t)分别为时域下的电感电压、电流，vC(t)、iC(t)分别为时域下的电容电压、电流，即
（9）
（10）
NL、NC分别为nL个电感和nC个电容在开关期间处理的nAP，得
（11）
（12）
除了由储能元件处理的nAP外，还需要考虑输入源和变换器之间的nAP的Nin以及变换器和负载之间的nAP的Nout，即
（13）
（14）
式中，Sin为系统输入的总功率；Pin为系统输入的AP；Sout为系统输出的总功率；Pout为系统输出的AP。值得注意的是，当负载为阻性时，Nout为零。
变换器总的nAP（Ntotal）为储能元件中的nAP与输入输出的nAP之和，即
（15）
与上述计算方法不同，文献[25, 27]基于Fryze理论[63]用直流功率因数
来评价S-PPC的非有功功率，越低意味着nAP越多。
（16）
为了证明nAP影响着S-PPC的性能，文献[41]通过理论分析与仿真对比了全功率Boost和部分功率Buck-Boost的nAP，结果表明，二者处理的nAP、效率、功率密度基本相等，后者输入电流纹波很大，只实现了PAPP。文献[24]通过电路分析也证明了二者的一致性。文献[22]评估并对比了正激S-PPC、反激S-PPC、移相全桥S-PPC和全功率Boost电路的nAP，显示了移相全桥S-PPC的优异性能。文献[46]则评估了反激S-PPC、移相全桥S-PPC和全功率Boost变换器的nAP，结果表明，反激S-PPC的NC明显低于传统升压变换器，但被更高的Nin所补偿，这是输入电流不连续所导致的结果，而总体上，反激式S-PPC的Ntotal与传统Boost变换器基本一致，没有真正实现PPP。通过简化，将nAP归结为关于变压器匝数比n、系统输入有功功率Pin和占空比d的函数，假设负载纯阻性，各拓扑nAP计算公式见表3。经实验验证，相同条件下，移相全桥S-PPC系统效率优于全功率Boost变换器，但即使反激S-PPC处理更少的AP，其效率仍然低于全功率Boost变换器。
综上所述，为了使S-PPC真正实现PPP，在相同的工作条件下，它必须比传统全功率非隔离变换器处理更少的nAP[46]。
表3 各拓扑nAP计算公式
Tab.3 The nAP calculation formula of each topology
nAP全功率Boost反激S-PPC移相全桥S-PPC 000
S-PPC内部DC-DC的其中一个端口最多允许四个象限工作，由电流双向、电压双极性两两组合而成。本节以使用图6结构⑦的储能直流变换器为例进行说明，如图19所示，四象限对应四种工作模式，即电池电压高于母线电压且电池充电或放电、电池电压低于母线电压且电池充电或放电。当母线电压高于电池电压时，端口1电压V1＞0；当母线电压低于电池电压时，V1＜0。当电池充电时，端口1电流I1＞0；放电时，I1＜0。
图19 多象限工作示意图
Fig.19 Multi-quadrant working schematic
理论上，S-PPC可以工作在任一象限或多象限的组合，但在储能直流变换器中由于电池需要充放电，端口电流双向，所以仅有两象限和四象限两种工作情况。假设系统电压变化范围为30%，列出 两象限和四象限的Gv、Kpr见表4。
表4 两象限和四象限工况
Tab.4 Two and four quadrants operating conditions
工况电压关系Gv|Kpr| 两象限1Vbat＞Vbus1～1.30～0.3 两象限2Vbat＜Vbus0.7～10～0.3 四象限Vbat＞Vbus或Vbat＜Vbus0.85～1.150～0.15
给出|Kpr|关于Gv曲线，如图20所示。可以看出，两象限处理的部分功率最多占总功率的30%，而四象限仅为15%，原因是四象限内部DC-DC功率双向流动。综上所述，在同一电压范围下，四象限工作较两象限处理更少的部分功率[20, 25, 27]，系统性能更佳，适用于调压范围较大的应用场景。
图20 变压范围30%时|Kpr|关于Gv曲线
Fig.20 Voltage range at 30% |Kpr| about Gv curves
然而，四象限工作存在一定的局限性：
（1）内部DC-DC必须是双向的，能够处理双向功率[57]。
（2）内部DC-DC需要生成双极性电压。解决方法一是使用双极性的单级DC-DC拓扑；二是在单极性单级DC-DC拓扑后级联H桥电路从而改变电压极性；三是使用图18所示的混合结构[55]。文献[64-65]设计了一种双极性双向LLC电路。文献[66]使用Cuk电路级联H桥电路实现电压双极性。文献[16]改进单向移相全桥电路，给出了增加象限开关和级联H桥两种方案，均能改变电压极性，具体电路拓扑如图21所示。文献[67-68]则使用推挽电路实现电压的双极性。
图21 两类电压双极性电路拓扑
Fig.21 Two kinds of voltage bipolar circuit topology
（3）内部DC-DC的源荷差值电压侧端口存在电压过零点。在接近零点时，电压差值接近0，电压比极大，效率很低。但在零点时内部DC-DC不工作，效率又达到最高。针对该问题，文献[64-65]给定了静默电压范围，通过控制实现在零点附近内部DC-DC不工作，但是引入了调压精度的问题。
目前针对四象限S-PPC的研究较少，除了上述三点局限性外，还有系统内部功率潮流复杂的原因。经分析，图22给出了四象限工况下图6结构⑦系统内部功率流向[20, 25, 69]以及电压电流的实际方向[64]，图22中，Pbus为直流母线功率，Pbat为电池功率，Ppartial为内部DC-DC处理的部分功率，Pmain为直接传输的主要功率。可以看出，内部DC-DC的潮流方向不仅与系统的潮流方向有关，还与源荷间电压关系有关。
图22 四象限功率潮流及电压电流实际方向
Fig.22 Four quadrants power flow and actual direction of voltage and current
元件应力系数（Component Stress Factor, CSF）由元件载荷系数（Component Load Factor, CLF）推导而来[48]，用于比较不同拓扑结构的元件所承受的应力，能够间接地评估电路中各元件损耗从而评估变换器的性能，也为比较相同场景中不同拓扑的性能提供了归一化方法[14]。CSF分析方法基于这样一个假设，即所评估的拓扑结构具有相同的材料及体积[14]。
通过将元件的视在功率与系统的有功输出功率Pout相结合来计算各元件的CSF[20, 60]，即
（17）
越低的CSF意味着元件利用率越高，电压电流应力越小，变换器性能越好[20]。V*和I*的值取决于元件类型[20, 60]，见表5。需要注意的是，变压器的CSF为各绕组的CSF之和。
表5 各元件V*和I*取值
Tab.5 Values of V*and I* for each component
元件V*I* 电容电压平均值电流有效值 电感平均交流电压电流有效值 变压器平均交流电压电流有效值 二极管最大阻断电压电流平均值 MOSFET最大阻断电压电流有效值 IGBT最大阻断电压电流平均值
文献[20]从多象限工作的角度出发，分析对比了全桥S-PPC（电压单极性）和全桥推挽S-PPC（电压双极性）的AP、nAP和CSF，结果显示，全桥推挽S-PPC性能更佳。文献[60]在附录中详细计算并对比了四种全功率/部分功率电路拓扑中各元件的CSF，结果显示，与全功率变换器相比，S-PPC的元件利用率更高。文献[14, 17, 62, 70]则从损耗的角度给出了CSF的计算公式，其中，文献[14, 48]比较了基于双有源全桥（Dual-Active-Bridge, DAB）和全桥升压（Isolated Full Bridge Boost, IFBB）两种电路拓扑的CSF，结果显示，IFBB拓扑性能更佳，而文献[17]基于Sepic电路，比较了全功率和部分功率的CSF，证明了部分功率在损耗上的优势。
S-PPC的设计主要由三个部分组成：部分功率结构、内部DC-DC拓扑、控制策略。部分功率结构的选择要依据应用场景、负载特性、实际工况等综合判定；内部DC-DC拓扑的设计要考虑电压增益范围、元器件应力、电路效率、多象限工作等角度；控制策略的设计要实现稳压稳流、电流双向和电压双极性等目标。
充分调研现有研究中S-PPC实验样机的搭建情况，将主要参数汇总见表6，可得到以下四个结论：
（1）实现电压双极性的二/四象限工作研究较少，使用推挽结构系统效率更高。
（2）部分功率三/多端口样机极少，通用多端口结构有较高研究价值。
（3）内部DC-DC基于谐振电路的研究极少。
（4）部分功率结构⑥和Ⅰ现有研究较多。
同时，表6显示现有样机主要应用在光伏发电和电池储能场景中，这与第1.2节中提到的S-PPC劣势密切相关，这两大场景是目前最大程度降低S-PPC劣势影响、发挥优势的理想领域。
最后，应在同一设计和工作条件下全面对比所提S-PPC与全功率变换器的能效指标，包括AP、nAP、CSF、效率以及功率密度，若为四象限S-PPC，还应与两象限S-PPC对比以证明四象限工作的性能优势。
表6 国内外S-PPC样机案例
Tab.6 Examples of S-PPC prototype at home and abroad
序号应用场景部分功率结构DC-DC拓扑端口数系统额定功率/W工作象限数开关频率/kHz开关管晶体材料最大Kpr(%)最高效率(%) 1[8]电池储能系统结构⑥有源全桥23 300250—25比全功率提高3 2[14]电池储能系统结构Ⅰ升压全桥23 500150Si2098.2 3[48]电池储能系统结构Ⅲ全桥升压23 456150Si20— 4[64-65]氧化物电池结构Ⅰ双极性LLC26004100Si—98.91 5[20]光伏发电结构⑥/结构⑥全桥/全桥推挽2/2750/7501/235Si—98.9/99.58 6[27]光伏发电结构⑥两开关正激2950270Si—99.48 7[46]光伏发电结构Ⅵ/结构⑥反激/移相全桥2/2750/7501/170Si30/3095/99 8[68]光伏发电结构①电流馈电型全桥2500220SiC—99.1 9[69]光伏发电结构⑥/结构②反激/反激2/2100/1001/1250—20/—91/— 10[47]光储系统结构⑥移相全桥3500150——— 11[66]太阳能飞机结构②Cuk+H桥22 7002200SiC22.398.8 12[18]电动汽车充电结构⑥移相全桥23 200150—满载27满载时比全功率提高0.6 13[44]电动汽车充电结构⑦移相全桥27 0001100SiC13.3299.11 14[51]电动汽车充电结构⑥有源全桥3—120SiC—98.7 15[58]电动汽车充电结构⑦有源全桥21 0001500GaN2098.4 16[59]电动汽车充电结构⑥LLC+交错并联Buck2300 000110——— 17[71]电动汽车驱动结构⑥移相全桥21 6001100Si30约98 18[37]发光二极管结构⑥有源钳位反激210011 000GaN2095.8 19[55]DC-DC结构①&⑥有源全桥32001100Si—98.87 20[70]DC-DC结构Ⅰ/结构⑤移相全桥/移相全桥2/2—1100——超过99
效率指标分为内部DC-DC效率与系统总效率两部分。在源荷电压接近时，源荷电压差接近0，内部DC-DC效率降低，这是因为内部DC-DC电压比增大；但系统总效率提高，这是因为部分功率占比Kpr降低，几乎所有功率经功率前馈路径传输，功率元件损耗降低。
功率密度评估分为功率和体积两个维度，功率与体积之比即为功率密度。功率为部分功率变换器系统的总功率，体积测算则有浸入液体精确测量和以无源元件体积粗略评估系统总体积两种方式。
在与传统全功率能效对比方面，文献[18]证明了部分功率在最恶劣工况下的平均元件应力仅为全功率的25%。同时，文献[8]所设计的部分功率系统中的电流有效值仅占全功率系统的25.7%，极大地降低了元件电流应力。文献[46]则从nAP的角度进行对比，结果显示移相全桥S-PPC相比于非隔离Boost全功率变换器的nAP峰值降低了约66%。
在多象限工作能效对比方面，文献[64]面向可逆固体氧化物电池应用场景对比了两象限与四象限S-PPC的效率特性，当功率正向传输时，系统效率在98%以上，放电模式下四象限系统效率更高，充电模式下两象限系统效率略高；功率反向传输时，四象限系统效率在97%以上，均高于两象限系统，进一步说明了四象限S-PPC的效率优势。文献[20]在光伏应用中，对比了单、双象限S-PPC的性能指标，相比于单象限，双象限系统体积减少23%，最大nAP降低了46.9%，在全电压范围内，单象限系统效率基本恒定为98.9%，而双象限系统效率更高，且在电压增益为1时达到99.58%的最大效率。
本文围绕部分功率处理技术，从结构分类、能效分析、样机实例三个角度进行了综述，探讨了部分功率处理技术原理，总结并明确了现有研究中的部分功率结构的类别和命名，全面概述了各结构的优缺点，深入分析了S-PPC的能效评估方法，对研究部分功率直流变换器具有一定的指导意义。
与传统全功率方案相比，部分功率直流变换器能够实现主要功率直接传输，而内部DC-DC仅处理系统的小部分功率，在成本、体积、功率密度、效率、散热设计上均有性能提升。但同时，由于其电路结构的特殊性，存在一定的应用场景限制，需要结合具体场景特点考量部分功率方案的适用性。
现有研究基本验证了S-PPC相比传统全功率变换器的能效优势以及多象限工作的性能优势，未来，还可以从以下两个角度进行深入研究：
1）在研究内容上，探索基于谐振电路的部分功率变换器、使用双向DC-DC结合H桥或推挽电路实现多象限工作、建立通用的多端口多输入多输出模型、研究部分功率安全防护方案是S-PPC的未来发展重点。
2）在应用场景上，面向电动汽车V2G、制备绿氢、轨道交通动能回收与再生、新型数据中心供电、混合储能系统、能量路由器等新兴直流领域做部分功率方案的研究与优化，对建立资源节约型社会、助力实现“碳达峰、碳中和”目标有重要意义。
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Abstract As the power level of DC loads increases, the power level of DC-DC converters, which serve as DC energy conversion devices, also increases. It poses complex challenges such as efficiency, power density, volume, and heat dissipation. Partial power processing (PPP) solves these issues by allowing only a small fraction of the total system power to flow through the DC-DC converters. Compared to traditional full power processing (FPP), this approach reduces component losses, as most system power is directly transferred between the source and load via a feedforward path with minimal line losses.
This paper provides a comprehensive analysis of the current state of domestic and international research, clarifying the classification and nomenclature of various forms of PPP implementation, including parallel- connected partial power converters (P-PPC) and series-connected partial power converters (S-PPC). It elaborates on the advantages and disadvantages of these different classes, especially analyzing the limitations of S-PPC, laying the groundwork for understanding and studying partial power converters. The focus then shifts to the S-PPC because of the multiple structures and complex classification.
Next, the paper presents a detailed analysis of S-PPC structures based on the relationship between voltage and current, including co-ground and no-co-ground S-PPC. It also outlines general methods for evaluating converter performance, covering active power processing, nonactive power processing, multi-quadrant operation, and component stress factor. This paper exemplifies this evaluation through no-co-ground S-PPC. Multi-quadrant operation consists of bipolar voltage and bidirectional current, which is particularly advantageous in scenarios involving bidirectional energy flow and high-power applications. Meanwhile, multi-quadrant operation’s principles, advantages, and disadvantages are emphasized, and the need for bidirectional DC-DC and bipolar DC-DC is identified.
Furthermore, to grasp the current research progress of S-PPC, the paper summarizes the construction of experimental prototypes found in existing literature, including application scenarios, specific partial power structures and circuit topologies employed, working quadrants, switching frequencies, semiconductor materials, active power processing ratios, and efficiency. According to the prototypes, battery energy storage systems and PV generation are the most common scenarios for S-PPC applications. The advantages of multi-quadrant S-PPC performance can be confirmed from two dimensions: the partial power comparison between S-PPC and the traditional non-isolated full power converter under the same working conditions, and the comparison between the multi-quadrant and single-quadrant operations.
Finally, the superior performance of multi-quadrant partial power converters is demonstrated according to efficiency, active power, nonactive power, component stress, and power destiny. However, it should also be noted that the connection method of the physical structure limits the applications of S-PPC. The paper forecasts future application scenarios for PPP, such as hydrogen production, new data center power supply, and electric vehicle V2G. It also points out future research directions for PPP, such as partial power converters based on resonant circuits and PPP safety protection schemes.
keywords：Partial power processing, DC-DC, nonactive power, multi-quadrant working
DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230386
中图分类号：TM46
收稿日期 2023-03-31
改稿日期 2023-06-29
陶星澳 男，1999年生，硕士研究生，主要研究方向为部分功率电力电子变换技术。E-mail: xingao.tao@qq.com（通信作者）
王 丰 男，1983年生，教授，博士生导师，主要研究方向为规模化新能源发电技术、配网大功率先进电力电子变换技术等。E-mail: fengwangee@xjtu.edu.cn
（编辑 陈 诚）